JP2986979B2 - 多出力型スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン受像機用
電源、ビデオテ−プレコ−ダ用電源等のように電源電圧
の異なる複数種類、特に２種類の電源を電子機器に使用
して好適な多出力型スイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図３は、リンギングチョ−クコンバ−タ
方式の多出力型（２出力型）スイッチング電源装置の従
来例を示す回路図である。

【０００３】直流電圧Ｅinが供給される電源端子１は、
コンバ−タトランス２の一次巻線２Ｐおよびスイッチン
グ素子を構成するＮＰＮ型トランジスタ３のコレクタ・
エミッタの直列回路を介して接地される。また、トラン
ジスタ３のコレクタ・エミッタと並列に、サ−ジを吸収
するスナ−バ回路を構成するコンデンサ４および抵抗器
５の直列回路が接続される。

【０００４】また、電源端子１は、起動用の抵抗器６お
よび並列回路１０の直列回路を介してトランジスタ３の
ベ−スに接続される。並列回路１０は、ダイオード７、
抵抗器８の直列回路にコンデンサ９が並列接続されてな
るものである。

【０００５】また、トランス２のベ−ス巻線２Ｂの一端
は接地され、その他端は抵抗器６および並列回路１０の
接続点に接続される。

【０００６】また、並列回路１０およびトランジスタ３
のベ−スの接続点は、ベ−ス電流制御用のＮＰＮ形トラ
ンジスタ１１のコレクタ・エミッタを介して接地され
る。

【０００７】また、トランス２の二次巻線２Ｓの一端は
接地され、その他端は整流用のダイオード１２のアノ−
ド・カソ−ドおよび平滑用のコンデンサ１３の直列回路
を介して接地される。そして、ダイオード１２とコンデ
ンサ１３との接続点に得られる直流電圧（第１の出力電
圧）Ｅ１が出力端子１４にスイッチＳ１を介して導出さ
れる。

【０００８】また、出力端子１４は、スイッチＳ１、抵
抗器１５、可変抵抗器１６および抵抗器１７の直列回路
を介して接地される。この可変抵抗器１６の可動子に得
られる電圧は比較器１８に供給され、基準電源１８ａか
ら出力される基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。この比較
器１８からは、可変抵抗器１６の可動子に得られる電圧
が高くなる程高レベルとなる信号が出力される。この比
較器１８の出力信号は、抵抗器１９を介してトランジス
タ１１のベ−スに供給される。なお、トランジスタ１１
と比較器１８と抵抗器１９とはベ−ス電流制御回路Ａを
構成する。

【０００９】また、トランス２の三次巻線２Ｔの一端は
接地され、その他端は整流用のダイオード２０のアノ−
ド・カソ−ドおよび平滑用のコンデンサ２１の直列回路
を介して接地される。そして、ダイオード２０とコンデ
ンサ２１との接続点は制御回路２２の入力側に接続さ
れ、制御回路２２の出力側はコンデンサ２３を介して接
地され、制御回路２２の出力電圧（第２の出力電圧）Ｅ
２はスイッチＳ２を介して出力端子２４に導出される。

【００１０】図３の回路において、直流電圧Ｅ１を出力
する電源回路（以下、Ｅ１電源回路という）は大負荷用
たとえばテレビジョン受像機用の電源回路であり、出力
電圧、出力電力は例えば１１５Ｖ〜１４０Ｖ、約８０Ｗ
である。また、直流電圧Ｅ２を出力する電源回路（以
下、Ｅ２電源回路という）は軽負荷用たとえばビデオテ
ープレコーダ用の電源回路であり、出力電圧、出力電力
は例えば約１８Ｖ、約２０Ｗである。なお、図３のスイ
ッチＳ１、Ｓ２は手動としても、マイクロコンピュータ
制御としてもよい。

【００１１】次に、図４の信号波形図を使用して、図３
の回路の動作について説明する。

【００１２】電源端子１に直流電圧Ｅinが供給される
と、抵抗器６および並列回路１０を介して起動電流がト
ランジスタ３のベ−スに供給される。トランス２の一次
巻線２Ｐおよびベ−ス巻線２Ｂは正帰還になるように接
続されており、すぐ発振を開始し、ベ−ス巻線２Ｂに誘
起される電圧ＶＢの振幅が大きくなり（図４Ｈに図
示）、トランジスタ３が直ちにオンとなる。

【００１３】トランジスタ３がオンとなるとき、トラン
ス２の二次巻線２Ｓに接続されたダイオード１２および
三次巻線２Ｔに接続されたダイオード２０には逆方向の
電圧がかかり（同図Ｉに二次巻線２Ｓに誘起される電圧
ＶＳを図示する。三次巻線２Ｔに誘起される電圧Ｖｔ
も、電圧Ｖｓとはレベルは異なるが、ＶＳと同様の波形
である）、ダイオード１２およびダイオード２０には電
流は流れない。そのため、トランジスタ３の負荷は、ト
ランス２のインダクタンス分だけになり、コレクタ電流
ＩＣは直線的に増加する（同図Ａに図示）。

【００１４】図４Ｂはトランジスタ３のコレクタ・エミ
ッタ間の電圧ＶCEを示し、同図Ｃはトランジスタ３のベ
−ス電流ＩＢを示している。ベ−ス電流ＩＢは、ダイオ
ード７および抵抗器８の直列回路を流れる電流ＩD1とコ
ンデンサ９を流れる電流ＩC1とが合成されたものとな
る。すなわち、トランジスタ３がオンとなるとき、トラ
ンス２のベース巻線２Ｂに誘起される順方向の電圧ＶB
により、コンデンサ９の容量およびベース巻線２B の抵
抗分等で決まる時定数でもって、コンデンサ９に減衰電
流ＩC1が流れる（図４Ｄに図示）。また、コンデンサ９
の両端電圧がダイオード７の順方向降下電圧に達する
と、ダイオード７および抵抗器８の直列回路に電流ＩD1
が流れる（同図Ｅに図示）。

【００１５】上述のように直線的に増加するコレクタ電
流ＩC は、ベース電流ＩB のｈFE倍まで増加した後も、
トランジスタ３の蓄積時間ｔstg の間は増加し続ける
（同図Ａに図示）。蓄積時間ｔstg が経過すると、急激
に電流が減少し、同時にベース巻線２Ｂには逆方向の電
圧ＶB が発生し（同図Ｈに図示）、トランジスタ３のベ
ース電流ＩB が逆バイアス電流となり（同図Ｃに図
示）、トランジスタ３はオフとなる。

【００１６】ここで、コレクタ電流ＩC の最大値ＩCPに
ついて説明する。

【００１７】すなわち、コレクタ電流ＩC は、ＩC ＝Ｉ
B ・ｈFEの関係でもって、ベース電流ＩB が増加すると
同時に直線的に増加する。このコレクタ電流ＩC の最大
値ＩCPは、次式のようになる。

【００１８】 ＩCP＝ＩBP・ｈFE＋ｔstg ・Ｅin／ＬP ・・・（１） この式で、ＩBPはトランジスタ３のベース電流ＩB の最
大値であり、ＬP はトランス２の１次巻線２Ｐのインダ
クタンスである。

【００１９】次に、トランジスタ３がオフとなると、ト
ランジスタ３のオン期間にトランス２のコアに蓄積され
たエネルギーは、磁束の変化率が負となって放出される
ため、トランス２の各巻線には、「・」マーク側を負と
する電圧が発生する。

【００２０】このとき、トランス２の一次巻線２Ｐに
は、図４Ｆに示すように直線的に減少する電流ＩL が流
れ始める。同様にして、二次巻線２Ｓおよび三次巻線２
Ｔに接続されているダイオード１２には、同図Ｉに示す
ように直線的に減少する電流ＩD2が流れ始める。また、
ダイオード２０にも、ＩD2とはレベルは異なるが、同様
の電流ＩD3が流れる。

【００２１】このような状態で、トランス２のコアに蓄
積されたエネルギーの放出が完了して電流ＩL およびＩ
D2、ＩD3が０となると、トランス２内の磁束の変化がな
くなり、トランス２の各巻線には今までとは逆方向の電
圧が発生する。そのため、トランス２のベース巻線２Ｂ
に誘起される電圧ＶB も順方向の電圧となり、トランジ
スタ３をオンとする方向にベース電流が流れる。これに
よって、トランジスタ３がオンとなり、以下上述したと
同様の動作が繰り返される。

【００２２】このような繰り返し動作により、トランス
２の二次巻線２Ｓには、図４Ｉに示すような矩形波の電
圧ＶS が得られ、これが整流平滑されて出力端子１４に
は直流電圧Ｅ１が得られる。また、三次巻線２Ｔにも図
４Ｉと同様の波形の電圧が得られ、これが整流平滑及び
制御されて直流電圧Ｅ２が得られる。

【００２３】次に、この直流電圧Ｅ１が変動する場合に
ついて説明する。

【００２４】直流電圧Ｅ１が高くなると、可変抵抗器１
６の可動子に得られる電圧が高くなり、比較器１８の出
力信号のレベルが高くなる。そのため、トランジスタ１
１のベース電流が増加し、同時にそのコレクタ電流も増
加する。これにより、トランジスタ３のベース電流ＩB
が減少し、上述（１）式の関係からコレクタ電流ＩCの
最大値ＩCPも減少し、結局トランジスタ３のオン期間が
短くなる（図４Ｊに図示）。

【００２５】このようにトランジスタ３のオン期間が短
くなると、トランス２の二次巻線２Ｓに得られる矩形波
の電圧ＶS の正方向の振幅が小さくなる（同図Ｋに図
示）。したがって、出力端子１４に得られる直流電圧Ｅ
１は低くなる方向に制御される。

【００２６】逆に、直流電圧Ｅ１が低くなると、上述と
は逆に制御され、出力端子１４に得られる直流電圧Ｅ１
が高くなる方向に制御される。

【００２７】このような動作から出力端子１４に得られ
る直流電圧Ｅ１の安定化が図られる。なお、可変抵抗器
１６の可動子位置を変更することにより、直流電圧Ｅ１
の値そのものを変化させることにができる。

【００２８】直流電圧Ｅ１の変動に伴いトランジスタ３
のベ−ス電流ＩＢが変動することによりコンバータトラ
ンス２に誘起される交流電圧の値も変化し、従って三次
巻線２Ｔに発生する交流電圧Ｅ２′も変化するが、この
変化は制御回路２２により制御されて、制御回路２２か
らは一定電圧値の直流電圧Ｅ２が出力される。

【００２９】このようにして、図３に示す従来の多出力
型スイッチング電源装置は安定（した２種類の直流電源
を得ている。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】このように、トランジ
スタ３のベース電流およびオン期間は、容量の大きい直
流電源の出力電圧値あるいは、電圧仕様の厳しい出力電
圧値（図３ではＥ１）を検出して制御されていた。この
ため、トランス２の三次巻線２Ｔの出力電圧Ｖｔの値
は、出力端子１４に接続された負荷への電力供給の有無
により異なっていた。出力端子１４に接続された負荷へ
の電力供給が行われている場合（スイッチＳ１がオンの
場合）、トランジスタ３のベース電流ＩＢが大きくなる
ように制御され、この結果、トランス２の一次巻線２Ｐ
および二次巻線２Ｓに誘起される交流電圧値は大きくな
り、電圧Ｅ１の値は一定に保たれる。このとき三次巻線
２Ｔに誘起される交流電圧Ｖｔの値も大きくなるが、制
御回路２２により出力電圧Ｅ２の値が一定になるように
制御される。

【００３１】逆に、出力端子１４に接続された負荷への
電力供給が行われていない場合（スイッチＳ１がオフの
場合）、上記電力供給が行われている場合とは逆に、三
次巻線２Ｔに誘起される交流電圧Ｖｔの値は小さくなる
が、制御回路２２により出力電圧Ｅ２の値は一定に保た
れる。

【００３２】このように、制御回路２２は、三次巻線２
Ｔに誘起される電圧Ｖｔの変化に対応して電圧Ｅ２の値
を一定に保つため、内部において電力損失による熱を発
生する。このため、熱放散のための放熱板を必要とし、
必要なスペースが増大する。また、熱放散は周辺部の熱
上昇を生じるので、周辺部も熱上昇を考慮した設計とし
なければならず、設計コストが上昇する。

【００３３】本発明は、このような事情を考慮してなさ
れたものであり、その目的とするところは、複数種類の
直流出力電圧の安定化に際し、電力損失を発生せず、し
たがって熱放散を生じない多出力型スイッチング電源装
置を得ることにある。

【００３４】

【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、この発明においては、直流電源がコンバータトラン
スの一次巻線およびトランジスタで構成されるスイッチ
ング素子の直列回路に接続され、上記コンバータトラン
スの二次巻線および三次巻線には第１および第２の出力
電圧を得る整流平滑回路が接続された多出力型スイッチ
ング電源装置において、上記三次巻線に補助巻線を直列
に接続して、上記三次巻線に誘起される交流電圧よりも
高い交流電圧を得る新たな三次巻線となし、上記第１の
出力電圧が負荷に供給されているときには上記三次巻線
に接続された第１の選択用トランジスタがオン動作する
ことにより上記三次巻線の交流出力電圧を整流平滑した
直流電圧を上記第２の出力電圧として出力し、上記第１
の出力電圧が負荷に供給されていないときには上記新た
な三次巻線に接続された第２の選択用トランジスタがオ
ン動作することにより上記新たな三次巻線の交流出力電
圧を整流平滑した直流電圧を上記第２の出力電圧として
出力するようにしたものである。

【００３５】

【作用】本発明による多出力型スイッチング電源装置に
おいては、図１に示すように、三次巻線２Ｔに補助巻線
２Ｔ′を直列に接続して新たな三次巻線（２Ｔ＋２
Ｔ′）となし、第１の出力電圧Ｅ１が負荷に供給されて
いるときには上記三次巻線２Ｔに誘起された交流電圧Ｖ
ｔを整流平滑した直流電圧を第２の出力電圧Ｅ２として
出力し、第１の出力電圧Ｅ１が負荷に供給されていない
ときには上記新たな三次巻線（２Ｔ＋２Ｔ′）に誘起さ
れた交流電圧Ｖｔ′を整流平滑した直流電圧を第２の出
力電圧Ｅ２として出力する。

【００３６】一次巻線２Ｐに誘起される交流電圧は、第
１の出力電圧Ｅ１が負荷に供給されているときには、ベ
ース電流制御回路Ａの帰還制御により、第１の出力電圧
Ｅ１が負荷に供給されていないときよりもパルスのオン
／オフの時比率が大きくなる。

【００３７】一次巻線２Ｐに誘起される交流電圧がその
パルスのオン／オフの時比率（衝撃係数）が大きい場合
には第１の選択用トランジスタ２５がオン動作すること
により上記新たな三次巻線（２Ｔ＋２Ｔ′）よりも巻数
の少ない元の三次巻線２Ｔに誘起された交流電圧Ｖｔを
整流平滑した直流電圧が第２の出力電圧Ｅ２となる。

【００３８】一次巻線２Ｐに誘起される交流電圧がその
パルスのオン／オフの時比率が小さい場合には第２の選
択用トランジスタ２９がオン動作することにより上記新
たな三次巻線（２Ｔ＋２Ｔ′）に誘起された交流電圧を
整流平滑した直流電圧が第２の出力電圧Ｅ２となる。

【００３９】このように選択用トランジスタのオン、オ
フ動作により第２の出力電圧値Ｅ２を安定化できるの
で、第１、第２の出力電圧Ｅ１、Ｅ２の安定化に際し、
電力損失が生じることもなくなる。

【００４０】

【実施例】以下、本発明の一実施例について図面を用い
て説明する。図１は、本発明の一実施例を示す回路図で
ある。同図において、図３と同一部分または相当部分に
は同一符号が付してあり、その詳細説明は省略する。

【００４１】図１において、２Ｔ′は三次巻線２Ｔに直
列に接続された補助巻線であり、補助巻線２Ｔ′と三次
巻線２Ｔとは新たな三次巻線を構成する。三次巻線２Ｔ
の一端は接地され、他端は補助巻線２Ｔ′の一端および
ダイオード２０のアノードに接続されている。ダイオー
ド２０のカソードは、コンデンサ２１を介して接地され
ると共に、第１の選択用トランジスタ２５のコレクタに
接続されている。トランジスタ２５のベースにはベース
抵抗器２６が接続され、そのエミッタはスイッチＳ２を
介して出力端子２４に接続されている。

【００４２】また、補助巻線２Ｔ′の他端はダイオード
２７のアノードに接続されている。ダイオード２７のカ
ソードは、コンデンサ２８を介してダイオード２０のカ
ソードに接続されていると共に、第２の選択用トランジ
スタ２９のエミッタに接続されている。トランジスタ２
９はベース抵抗器３０を有し、そのコレクタはトランジ
スタ２５のエミッタに接続されている。トランジスタ２
５、２９のベースに接続された抵抗器２６、３０の接続
点は抵抗器３１を介してスイッチＳ１の一方の端子（負
荷が接続される端子１４側）に接続されている。

【００４３】このような構成の本回路において、スイッ
チＳ１、Ｓ２が共にオンの場合の動作について説明す
る。電源端子１に直流電圧Ｅinが供給されると、起動電
流が抵抗器６を介してトランジスタ３のベースに供給さ
れて発振が開始され、トランス２の二次巻線２Ｓ、三次
巻線２Ｔおよび新たな三次巻線（２Ｔ＋２Ｔ′）に交流
電圧Ｖｓ、ＶｔおよびＶｔ′が誘起される。図１から分
かるようにＶｔ′＞Ｖｔである。これにより、出力端子
１４に直流電圧Ｅ１が発生する。

【００４４】このとき、スイッチＳ１がオンであるか
ら、トランジスタ２５、２９のベースには抵抗器３１お
よび抵抗器２６、３０を介して電圧Ｅ１が印加されるの
で、トランジスタ２５はオン、トランジスタ２９はオフ
となり、ダイオード２０には電流ＩD3が流れ、ダイオー
ド２７には電流は流れない。これにより、第２の出力電
圧Ｅ２は、三次巻線２Ｔに誘起された交流電圧Ｖｔをダ
イオード２０およびコンデンサ２１で整流平滑した直流
電圧となり、電圧Ｅ２（Ｅ２＜Ｅ１）は一定に保たれ
る。

【００４５】すなわち、スイッチＳ１オンにより第１の
出力電圧Ｅ１が負荷に供給されているときには、コンバ
ータトランス２の一次巻線に誘起される交流電圧の時比
率が大きいので、新たな三次巻線（２Ｔ＋２Ｔ′）より
も巻数の少ない（降圧効果の大きい）三次巻線２Ｔに誘
起される交流電圧を整流平滑して電圧Ｅ２の値を一定に
保つ。

【００４６】次に、スイッチＳ１がオフのときの本回路
の動作について説明する。スイッチＳ１がオフのとき、
すなわち第１の出力電圧Ｅ１が負荷に供給されていない
ときには、トランジスタ２５、２９のベースには、図示
しない負荷、抵抗器３１および抵抗器２６、３０を介し
て接地電圧（ゼロ電圧）が印加され、トランジスタ２５
はオフ、トランジスタ２９はオンとなる。これにより、
第２の出力電圧Ｅ２は、新たな三次巻線（２Ｔ＋２
Ｔ′）に誘起された交流電圧をダイオード２７およびコ
ンデンサ２８で整流平滑した直流電圧となり、電圧Ｅ２
は一定に保たれる。

【００４７】すなわち、第１の出力電圧Ｅ１が負荷に供
給されていないときには、コンバータトランス２の一次
巻線に誘起される交流電圧の時比率は小さいので、三次
巻線２Ｔよりも巻数の多い（降圧効果の小さい）新たな
三次巻線（２Ｔ＋２Ｔ′）を使用する。

【００４８】このように、本回路においては、第１およ
び第２の選択用トランジスタ２５、２９を第１の出力電
圧によりオン、オフ制御することにより、第１および第
２の出力電圧Ｅ１およびＥ２の値を一定に保持すること
ができる。従って、トランジスタ２５、２９は活性領域
で使用されることはないので、上記出力電圧の制御に際
し、電力損失が発生することはない。

【００４９】図２は、本発明の他の実施例を示す回路図
であり、ベース電流制御回路Ａにおいて、フォトカプラ
によりトランス２の一次側と二次側とを完全に電気的に
分離するものである。可変抵抗器１６の可動子に生じた
検出電圧ｅ１の値が基準電源１８ａの基準電圧Ｖｒｅｆ
の値よりも大きい場合には、トランジスタ３２がオンと
なり、電圧Ｅ２によりフォトカプラ３３のダイオード３
３ａに電流が流れ、ダイオード３３ａが発光する。フォ
トカプラ３３のフォトトランジスタ３３ｂはダイオード
３３ａの出力光を受光し、その受光量すなわちダイオー
ド３３ａの発光量に応じてコレクタ電流が流れ、結果的
にベース電流ＩＢが制御される。

【００５０】上記実施例では、リンギングチョークコン
バータ方式のスイッチング電源装置に本発明を適用した
場合について述べたが、本発明はこれに限らず、フィー
ドフォワード方式、フライバック方式等にも適用でき、
同様の効果を奏する。

【００５１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
上記第１または第２の選択用トランジスタに電力損失を
発生させることなく第１または第２の出力電圧を制御で
きるので、電力損失に基づく熱放散のための放熱板など
のスペースを必要とせず、また、熱放散に対する設計上
の対策が不要となり、設計コストを低減できる効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。

【図２】本発明の他の実施例を示す回路図である。

【図３】従来の多出力型スイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図４】多出力型スイッチング電源装置における信号波
形を示す波形図である。

【符号の説明】

２ コンバータトランス ３ トランジスタ ２Ｐ 一次巻線 ２Ｓ 二次巻線 ２Ｔ 三次巻線 ２Ｔ′補助巻線 ２Ｂ ベース巻線 ６ 起動用の抵抗器 ２７ 第１の選択用トランジスタ ２９ 第２の選択用トランジスタ

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源がコンバータトランスの一次巻
   線およびトランジスタで構成されるスイッチング素子の
   直列回路に接続され、上記コンバータトランスの二次巻
   線および三次巻線には第１および第２の出力電圧を得る
   整流平滑回路が接続された多出力型スイッチング電源装
   置において、 上記三次巻線に補助巻線を直列に接続して、上記三次巻
   線に誘起される交流電圧よりも高い交流電圧を得る新た
   な三次巻線となし、 上記第１の出力電圧が負荷に供給されているときには上
   記三次巻線に接続された第１の選択用トランジスタがオ
   ン動作することにより上記三次巻線の交流出力電圧を整
   流平滑した直流電圧を上記第２の出力電圧として出力
   し、 上記第１の出力電圧が負荷に供給されていないときには
   上記新たな三次巻線に接続された第２の選択用トランジ
   スタがオン動作することにより上記新たな三次巻線の交
   流出力電圧を整流平滑した直流電圧を上記第２の出力電
   圧として出力することを特徴とする多出力型スイッチン
   グ電源装置。