KR920008204B1 - 스위칭 제어형 전원 회로 - Google Patents

스위칭 제어형 전원 회로 Download PDF

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Abstract

내용 없음.

Description

스위칭 제어형 전원 회로
제1도는 본 발명의 한 실시예를 도시한 회로도.
제2도는 그 요부의 전압·전류 파형을 도시한 도면.
제3도는 다른 실시예를 도시한 회로도.
제4도는 종래의 스위칭 제어형 전원 회로를 도시한 회로도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
TR4: 스위칭 트랜지스터 3 : 콘버터 트랜스
3 : 정궤한 전류 제어 회로
본 발명은 텔레비젼 수상기등의 전원으로서 사용되는 스위칭 제어형 회로에 관한 것이다.
스위칭 제어형 전원 회로는 여러가지 방식으로 분류되지만, 그 하나로 스위칭 트랜지스터와 콘버터 트랜스로 블로킹 발진을 행하게 하는 것이 있는데, 이러한 방식의 전원 회로의 하나로 일본국 특허공개(소) 제 59-2,570호 공보에 소개된 제4도의 것이 있다. 이 제4도의 전원 회로는 크게 나누어 입력 정류부(1), 블로킹 발진부(2), 콘버터 트랜스(3), 오창 검출부(4), 제어부(5), 출력정류부(6), 및 궤환 전류 제어 회로(7)로 구성되어 있지만, 여기에서는 본원 발명에 관계되는 부분에 관해서만 설명한다.
즉, 제4도의 종래예는 스위칭 트랜지스터(TR4)의 온(on)시에, 콘버터 트랜스 (3)의 궤환 권선(N3)의 e단측으로 부터 도시한 경로로 상기 트랜지스터(TR4)의 베이스에 정궤환 전류 If를 흐르게하여 블로킹 발진을 행하는 것이지만, 그때, 상기 전류 경로내에 정전류 회로(CA)를 포함한 궤환 전류 제한 회로(7)이 설치되고, 정상 상태로 상기 정궤환 전류 If를 정전류화하도록 되어 있다. 이 점을 더욱 상세하게 설명하면, 스위칭 트랜지스터(TR4)의 온 기간에서는 궤환 권선(N3)의, c,e간의 전압에 의해 상기회로(7)내의 트랜지스터(TR5)가 온하도록 제너 다이오드(D10) 및 저항 (R16∼R18)이 선정되어 있고, 또한, 저항(R12)는 저항(R17)보다도 충분히 크게 설정되어 있으므로, 상술한 정궤환 전류 If는 주로 상기 트랜지스터(TR5)를 통해 흐르고, 이 전류는 TR5의 베이스·에미터간 전압을 VBE로 하고 D10의, 제너 전압을 VZ로 하면, (VZ-VBE)/R17로 되어 정전류로 되기 때문이다.
여기에서, 상기 정궤환 전류 If를 정전류화하고 있는 것은 다음의 이유에 의한다. 즉, 지금, 상기 궤환전류 제한회로(7)이 정전류 회로가 아니고 정 임피던스 회로라고 하면, 이 경우의 정궤환 전류 If는, 궤환권선(N3)의 c,e간 전압에 비례하고, 이 전압은 입력 권선(N1)에 인가되는 입력 전압에 비례한다. 이 때문에, 전류 If는, 결국, 상기 입력 전압이 저하하는 만큼 감소한다. 그런데, 제4도의 회로에서는, 상기 입력전압이 저하하거나 2차측의 부하가 증대하면, 스위칭 트랜지스터(TR4)의 온 기간이 길어지도록 제어되므로, 이 TR4의 콜렉터 전류 Ii는 이때 증대한다. 따라서, 이와 같은 경우에, 커다란 피이크치의 콜렉터 전류 Ii를 흐르게 하는데 필요한 충분한 베이스 정궤환 전류 If를 공급할 수 없으며, 스위칭 트랜지스터(TR4)가 드라이브 부족으로 되어, 2차측으로부터 소정의 직류 출력 전압이 얻어질 수 없게 된다. 이 때문에, 정궤환 전류 If를 정 전류화함으로써, 그와 같은 결점을 해소하려고 하는 있는 것이다.
그렇지만, 제4도의 종래 회로에서는 입력 전압이 낮은 경우나 부하가 증대한 때에 충분한 정궤환 전류 If를 공급할 수 있도록, 그 전류치를 비교적 큰 값으로 설정해 두면, 입력전압이 높은 경우나 부하가 감소된때에, 스위칭 트랜지스터 (TR4)가 과인 드라이브 상태로 되고, 이 트랜지스터의 전력손실이 증대하기 때문에 안정화 제어 범위가 좁아진다. 더구나, 입력 전압이 높을 때에는 상술한 바와 같이 궤환 권선의 전압도 높아져 있으므로, 트랜지스터(TR5)에서의 소비전력도 증대하게 된다.
또한, 상기 정궤환 전류 If는 스위칭 트랜지스터(TR4)의 온 기간 중 항상 일정치로 보존되지만, 이 트랜지스터(TR4)의 온 기간의 콜렉터 전류 Ii는 시간에 따라서 직선적으로 증대해가므로, 상기 전류 If는 상기 온 기간중의 전 기간에 걸쳐 항상 일정치로 보존되지만, 이 트랜지스터(TR4)의 온 기간의 콜렉터 전류 Ii는 시간에 따라서 직선적으로 증대해 가므로, 상기 전류 If는 온기간중의 전 기간에 걸쳐 항상 최적한 드라이브를 부여하는 값으로는 될 수 없다. 이 때문에, 입력 전압이나 부하 상태를 불구하고, 스위칭 트랜지스터(TR4)에서의 전력 손실이 본래부터 크다고 결점도 있었다. 그래서, 본 발명은 이러한 결점을 해소한 스위칭 제어형 전원 회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 상술한 바와 같은 블로킹 발진 방식의 스위칭 제어형 전원 회로에 있어서, 콘버터 트랜스의 궤환 권선과 스위칭 트랜지스터와 베이스와의 사이에 설치된 정궤환 전류제어 회로를 상기 스위칭 트랜지스터의 온 기간 내에 있어서 시간의 경과에 따라서 상기 궤환 권선으로부터의 정궤환 전류를 증가시키도록 동작하려고 구성하였다.
상기 구성에 의하면, 스위칭 트랜지스터의 온 기간 길이에 비례하도록 정궤환 전류가 제어되므로, 스위칭 트랜지스터가 드라이브 부족 상태나 과잉 드라이브 상태로 되는 것이 방지됨과 동시에, 상기 스위칭 트랜지스터에서의 전력 손실이 저감된다.
제1도는 본 발명의 전원회로의 한 실시예를 도시한 것으로, 제4도에 대응하는 부분에는 동일한 도면 번호를 붙여 설명한다.
즉, 이 실시예에 있어서, 블로킹 발진부(2)는 입력 정류부(1)의, 출력라인(L1,L2)사이에 콘버터 트랜스(3)의 입력 권선(N1)과 스위칭 트랜지스터(TR4)의 콜렉터·에미터 사이를 직렬 접속하고, 상기 트랜스의 궤환 권선(N3)과 상기 스위칭 트랜지스터(TR4)의 베이스와의, 사이에 정궤환 전류제어 회로(8)을 접속하고 있다.
오차 검출부(4)는 라인(L3,L4)사이의 직류 전압의 변동을 오차 감출용 트랜지스터(TR4)과 제너 다이오드(D5)에 의해 검출하는 것이고, 상기 라인(L3,L4)사이의 직류 전압은 스위칭 트랜지스터(TR4)의 오프(off)기간에 검출 권선(N4)의 양단(h,c) 사이에 발생하는 전압을 다이오드(D6)과 콘덴서(C3)으로 정류 평활하여 얻어진다.
제어부(5)는 적분 회로(IC) 를 구성하는 저항(R19)와 콘덴서(C9)를 궤환 권선 (N3)의 양단(c,e)사이에 접속하고, 그 접속중점(K)및 상기 오차 검출부(4)의 출력측의 G점을 스위칭 트랜지스터(TR4)의 베이스와 상기 C단, 즉 기준 라인(L4)와의, 사이에 접속한 제어 트랜지스터(TR2)의 베이스에 접속한 구성으로 되어 있다. 또한, 출력 정류부(6)은 스위칭 트랜지스터(TR4)의 오프시에 상기 트랜스(3)의 출력 권선(N2)에 발생하는 전압을 다이오드(D9)와 콘덴서(C8)로 정류 평활하는 구성으로 되어 있다.
다음으로, 상술한 정궤환 전류 제어 회로(8)은 궤환 권선(N3)의 한단(e)와 스위칭 트랜지스터(TR4)의 베이스와의 사이에 다이오드(D11), 콘덴서(C10)와, 저항(R20)을 도시한 바와 같이 접속함과 동시에, 이들 접속중점(j)와 상기 베이스와의 사이에 인덕터(ℓ1)과 PNP형 트랜지스터(TR6)의 콜렉터·에미터 사이를 직렬로 접속하고, 그 베이스를 상기 접속중점(j)와 궤환 권선(N3)의 C단과의, 사이에 직렬로 접속한 제어 다이오드(D12)와 저항(R12)사이의 접속중점(H) 와의 사이에 접속한 구성으로 되어 있다. 그리고, 이와 같은 정궤환 전류 제어 회로(8)의 구성을 본 발명에서는 특징으로 하고 있다.
다음으로 이러한 실시예의 동작을 설명하지만, 우선, 스위칭 제어형 전원으로서 기본적 동작에 관해서 개략적으로 설명하고, 그 후에 정궤환 전류 제어 회로(8)의 동작을 상세하게 기술한다.
(I)전원회로의 기본 동작
전원 스위칭(SW)의 투입시에는 입력 정류부(1)의 라인(L1)으로부터 기동 저항(R2)를 통해 흐르는 전류 Is에 의해 스위칭 트랜지스터(TR4)의 트리거되고, 그 트리거후는 궤환 권선(N3)으로부터 정궤환 전류 제어회로(8)을 통해 상기 트랜지스터 (TR4)의 베이스 정궤환 전류 If가 공급되어, 블로킹 발진이 행해진다. 그리고, 이 블로킹 발진이 행해지고 있는 정상 상태에서는 스위칭 트랜지스터(TR4)가 다음과 같이 제어된다.
즉, 정상 상태에서는 궤환 권선(N)의 양단( e,c) 사이에는 제2도(a)에 도시한 구형파 전압이 발생하므로, 이 구형파 전압이 적분회로(IC)에 의해 적분되어 K점에는 이 도면(b)에 도시한 삼각파 전압이 나타난다. 한편, 오차검출 트랜지스터(TR)의 콜렉터와 라인(L3)의 사이에 접속된 저항(R7,R5) 사이의 중점(G)는 라인(L4)에 대하여 검출전압 취출용의 콘덴서(C3)의 양단사이 전압에 따른 일정한 정전위로 되어 있다. 그리고, 이 정전위에 M점에 있어서의 앞의 삼각파 전압이 중첩되므로, M점의 전위는 제2도 C와 같이 변화하게 된다. 따라서, 이 M점의 전위라인(L4)의 기준 전위보다도 제어 트랜지스터(TR2)의 베이스·에미터 사이의 상승 전압 VBE이상 높아졌을때에, 이 트랜지스터(TR2)가 턴온한다. 그러면, 상기 온 기간에 궤환 권선(N3)으로 부터의 정궤환 전류 If가 제어 트랜지스터(TR2)에 비해 바이패스 되게 되고, 이 때문에 스위칭 트랜지스터 (TR4)가 턴 오프된다. 그리고, 스위칭 트랜지스터(TR4)는 그 턴 오프로부터 일정시간 경과후에 통상적인 블로킹 발진동작에 의해 다시 온 상태로 된다.
이와 같이하여 스위칭 트랜지스터(TR4)는 이후 온, 오프를 반복하고, 이것에 의해 출력 권선(N2) 에 발생하는 전압이 다이오드(D9)와 콘덴서(C8)로 정류 평활되어 직류 출력 전압으로서 취출된다. 그리고, 이 직류 출력 전압이 변동한때에, 검출 권선(N4) 로 부터 다이오드(D6)과 콘덴서(C3)에 의해 얻는 직류 전압도 그에 따라서 변화하고, 그로써 G점의 전위도 동일하게 변화하므로, 이 G점의 전위 변화에 따라서 스위칭 트랜지스터(TR4)의 턴 오프 타이밍, 즉 온 기간 길이가 가변(직류 출력 전압이 상승하면, 온 기간 길이가 짧아 진다)되고,그로써 직류 출력 전압이 안정화 되기 때문이다.
(II)정궤환 전류 제어 회로(8)의 동작
그런데, 스위칭 트랜지스터(TR4)의 온 기간에서는, 정궤환 전류 제어회로(8)내의 트랜지스터(TR4)은 궤환 권선(N3)의 양단(e,c) 사이에 발생하는 전압[제2도(a)]에 의해 온 되도록, 저항(R21)과 제너다이오드(D12)와 다이오드(D11)에 의해 바이어스되어 있으므로, 이 트랜지스터(TR6) 을 통해서 스위칭 트랜지스터(TR4)의 베이스에 전류 If[제2도(d)]가 흐르게 된다. 그때 이 전류 If는 제너다이오드(D12)의 제너 전압을 Vz·트랜지스터(TR6)의 베이스·에미터간 전압을 VBE라하고, 인덕터(ℓ1)의 인덕턴스 값을 L이라하면,
Figure kpo00001
의 관계가 있으므로,
Figure kpo00002
로 되고 시간 t의 함수로 된다. 즉 전류 If는 Vz, VBE가 일정하므로 시간의 경과에 따라서 직선적으로 증가하는 전류로 된다. 그리고, 이 전류 If와 저항(R20) 을 통해 흐르는 전류와의 합 전류가 스위칭 트랜지스터(TR4)의 베이스에 정궤한 전류로써 흐르게 되지만, 상기 저항(R20)의 값을 인덕터(ℓ1)의 임피던스 값에 비해 충분히 크게 선정하므로, 이 저항(R20)을 흐르는 전류는 먼저의 전류 If에 비해 무시될 수 있다.
따라서, 스위칭 트랜지스터(TR4)의 정궤한 전류는 실질적으로 상술한 전류 If로 되고, 이 정궤한 전류 If가 도시한 바와같이 스위칭 트랜지스터(TR4)의 온 기간에 있어서 증대해 간다. 이 때문에, 예를들면 입력 전압의 상승 또는 부하의 감소에 의해 파선과 같이 온시간이 짧아져서, 스우칭 트랜지스터(TR4)의 콜렉터 전류 Ii[제2도(e)]의 피이크치가 감소하여도 그에 따라서 정궤한 전류 If의 피이크치도 감소하므로 스위칭 트랜지스터(TR4)는 드라이브상태로 되지 않는다. 또한, 역으로 입력 전압의 저하 또는 부하의 증대에 의해 온 기간이 길어진 경우에는, 정궤한 전류 If피이크치가 증대하므로, 스위칭 트랜지스터 (TR4)의 드라이브 부족이 방지되는 것이다. 더구나, 상기 정궤한 전류 If는 스위칭 트랜지스터(TR4)의, 콜렉터 전류 Ii에 따라서 변화하므로, 이 전류 If를 온 기간내의 거의 전체 기간에 걸쳐 그 각각의 순간에 있어서의 콜렉터 전류 Ii에 대해서 최적한 드라이브 상태로 되도록 설정될 수 있다. 또한, 제2도 (f) 는 스위칭 트랜지스터(TR4)의 콜렉터·에미터간 전압을 나타내고, 이 도면(g)는 트랜지스터(TR4)에서의 전력 손실(단, 일점 쇄선은 종래의 경우)를나타내고 있다.
또한 정궤한 전류 제어 회로(8)내의 상기다이오드(D11), 콘덴서(C10) 및 저항(R20)은 전원 스위치(SW)의 투입 (기동)직후에 필요한 것이다. 즉, 기동직후는 궤환 권선(N3)에 제너 다이오드(D12)를 온시킨 만큼의 전압이 발생하고 있지 않으며, 따라서, 트랜지스터(TR6)이 오프로 되어 있으므로, 상기 콘덴서(C10)이나 다이오드(D11)통하는 전류를 저항(R20)을 통해 스위칭 트랜지스터(TR4)의 베이스에 부여하는 것이다.
제3도는 그밖의 다른 실시예를 도시하고 있고, 이 실시예는 정궤환 전류 제어 회로(8)내의 트랜지스터를 NPN형으로 변형한 경우이고, 동작은 제1도의 것과 동일하므로, 대응하는 구성요소에 동일한 도면 번호를 붙이고 설명을 생략한다.
또한, 본 발명은 블로킹 발진 방식의 스위칭 전원 회로라면, 그 턴 오프 제어의 형식을 불문하는 것이므로, 상술한 바와 같은 실시에에 한정되지 않으며, 따라서, 턴오프용의, 제어 회로가 제4도의 종래예 또는 다시 다른 구성을 채택하고 있는 경우에도 적용된다.
본 발명에 의하며, 블로킹 발진 방식의 스위칭 제어형 전원 회로에 있어서, 스위칭 트랜지스터의 정궤환 전류를 대략 정확하게 상기 트랜지스터의 콜렉터 전류의 변화에 추수시킬 수 있으므로, 입력 전압이나 부하 상태의 넓은 범위에 걸쳐 스위칭 트랜지스터가 드라이브 부족이나 과잉 드라이브 상태로 되지 않으며, 따라서, 안정화 제어 범위를 상기 공급하는 경우에 비교하여 넓게할 수 있다. 더구나, 상기 스위칭 트랜지스터를 그 온기간내의 대략 전에 기간에 걸쳐 항상 최적한 상태로 드라이브하므로, 이 트랜지스터에서의 전력손실도 저감된다. 또한, 상기 정궤환 전류를 제어하는 제어 회로에서의 소비 전력도 적어진다는 잇점도 있다.

Claims (1)

  1. 직류 입력에 대해서 콘버터 트랜스의 입력 권선과 스위칭 트랜지스터의 콜렉터·에미터 간을 직렬로 접속하고, 상기 트랜스의 궤환 권선으로 부터 상기 트랜지스터의 베이스에 정궤환 전류를 공급하여 블로킹 발진을 행하게 함과 동시에, 상기 트랜스로 부터 얻는 직류 전압의 변도에 따라서 상기 트랜지스터의 스위칭 타이밍을 제어하도록 한 전원 회로에 있어서, 상기 궤환 권선과 상기 스위칭 트랜지스터의 베이스와의 사이에 접속한 정 궤환 전류 제어 회로를, 그 스위칭 트랜지스터의 온 기간내에 있어서 시간의 경과에 따라서 상기 궤환 권선으로부터의 정궤환 전류를 증가시키도록 동작하기 위해 구성한 것을 특징으로 하는 스위칭 제어형 전원 회로.
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