JPH0728533B2 - スイツチング制御型電源回路 - Google Patents
スイツチング制御型電源回路Info
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- JPH0728533B2 JPH0728533B2 JP61216517A JP21651786A JPH0728533B2 JP H0728533 B2 JPH0728533 B2 JP H0728533B2 JP 61216517 A JP61216517 A JP 61216517A JP 21651786 A JP21651786 A JP 21651786A JP H0728533 B2 JPH0728533 B2 JP H0728533B2
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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Description
【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明はテレビジョン受像機等の電源として使用される
スイッチング制御型電源回路に関する。
スイッチング制御型電源回路に関する。
（ロ）従来の技術 スイッチング制御型電源回路は種々の方式に分類される
が、その一つにスイッチングトランジスタとコンバータ
トランスとでブロッキング発振を行なわせるものがあ
り、斯る方式の電源回路の一つに特開昭59−2570号公報
に紹介された第４図のものがある。この第４図の電源回
路は、大別して入力整流部（１）と、ブロッキング発振
部（２）と、コンバータトランス（３）と、誤差検出部
（４）と、制御部（５）と、出力整流部（６）と、帰還
電流制御回路（７）から構成されているが、ここでは本
願発明に関係ある部分についてのみ説明する。
が、その一つにスイッチングトランジスタとコンバータ
トランスとでブロッキング発振を行なわせるものがあ
り、斯る方式の電源回路の一つに特開昭59−2570号公報
に紹介された第４図のものがある。この第４図の電源回
路は、大別して入力整流部（１）と、ブロッキング発振
部（２）と、コンバータトランス（３）と、誤差検出部
（４）と、制御部（５）と、出力整流部（６）と、帰還
電流制御回路（７）から構成されているが、ここでは本
願発明に関係ある部分についてのみ説明する。
すなわち、第４図の従来例は、スイッチングトランジス
タ（TR4）のオン時に、コンバータトランス（３）の帰
還巻線（N3）のｅ端側から図示の経路で上記トランジス
タ（TR4）のベースに正帰還電流Ifを流してブロッキン
グ発振を行なうのであるが、その際、上記電流経路内に
定電流回路（CA）を含む帰還電流制限回路（７）が設け
られ、定常状態で上記正帰還電流Ifを定電流化するよう
になっている。この点を更に詳しく説明すると、スイッ
チングトランジスタ（TR4）のオン期間では帰還巻線（N
3）のｃ、ｅ間の電圧によって前記回路（７）内のトラ
ンジスタ（TR5）がオンするようにツェナーダイオード
（D10）及び抵抗（R16）〜（R18）が選定されており、
且つ、抵抗（R12）は抵抗（R17）よりも充分大きく設定
されているので、前述の正帰還電流Ifは主に前記トラン
ジスタ（TR5）を通って流れ、この電流はTR5のベース・
エミッタ間電圧をVBEとし、D10のツェナー電圧をVZとす
ると、（VZ−VBE）/R17となって定電流になる訳であ
る。
タ（TR4）のオン時に、コンバータトランス（３）の帰
還巻線（N3）のｅ端側から図示の経路で上記トランジス
タ（TR4）のベースに正帰還電流Ifを流してブロッキン
グ発振を行なうのであるが、その際、上記電流経路内に
定電流回路（CA）を含む帰還電流制限回路（７）が設け
られ、定常状態で上記正帰還電流Ifを定電流化するよう
になっている。この点を更に詳しく説明すると、スイッ
チングトランジスタ（TR4）のオン期間では帰還巻線（N
3）のｃ、ｅ間の電圧によって前記回路（７）内のトラ
ンジスタ（TR5）がオンするようにツェナーダイオード
（D10）及び抵抗（R16）〜（R18）が選定されており、
且つ、抵抗（R12）は抵抗（R17）よりも充分大きく設定
されているので、前述の正帰還電流Ifは主に前記トラン
ジスタ（TR5）を通って流れ、この電流はTR5のベース・
エミッタ間電圧をVBEとし、D10のツェナー電圧をVZとす
ると、（VZ−VBE）/R17となって定電流になる訳であ
る。
ここで、上記正帰還電流Ifを定電流化しているのは、次
の理由による。即ち、今、前記帰還電流制限回路（７）
が、定電流回路でなく定インピーダンス回路であるとす
ると、この場合の正帰還電流Ifは、帰還巻線（N3）のc,
e間電圧に比例し、この電圧は入力巻線（N1）に印加さ
れる入力電圧に比例する。このため、電流Ifは、結局、
上記入力電圧が低下すればするほど減少する。ところ
が、第４図の回路では、上記入力電圧が低下したり２次
側の負荷が増大すると、スイッチングトランジスタ（TR
4）のオン期間が長くなるよう制御されるので、このTR4
のコレクタ電流Iiはこのとき増大する。従って、このよ
うな場合に、大きなピーク値のコレクタ電流Iiを流すの
に必要充分なベース正帰還電流Ifを供給できず、スイッ
チングトランジスタ（TR4）がドライブ不足になって、
２次側から所定の直流出力電圧が得られなくなる。この
ため、正帰還電流Ifを定電流化することによって、その
ような欠点を解消しようとしているのである。
の理由による。即ち、今、前記帰還電流制限回路（７）
が、定電流回路でなく定インピーダンス回路であるとす
ると、この場合の正帰還電流Ifは、帰還巻線（N3）のc,
e間電圧に比例し、この電圧は入力巻線（N1）に印加さ
れる入力電圧に比例する。このため、電流Ifは、結局、
上記入力電圧が低下すればするほど減少する。ところ
が、第４図の回路では、上記入力電圧が低下したり２次
側の負荷が増大すると、スイッチングトランジスタ（TR
4）のオン期間が長くなるよう制御されるので、このTR4
のコレクタ電流Iiはこのとき増大する。従って、このよ
うな場合に、大きなピーク値のコレクタ電流Iiを流すの
に必要充分なベース正帰還電流Ifを供給できず、スイッ
チングトランジスタ（TR4）がドライブ不足になって、
２次側から所定の直流出力電圧が得られなくなる。この
ため、正帰還電流Ifを定電流化することによって、その
ような欠点を解消しようとしているのである。
（ハ）発明が解決しようとする問題点 しかしながら、第４図の従来回路では、入力電圧が低い
場合や負荷が増大したときに充分な正帰還電流Ifを供給
できるように、その電流値を比較的大きい値に設定して
おくと、入力電圧が高い場合や負荷が減少したときに、
スイッチングトランジスタ（TR4）が過剰ドライブ状態
になり、このトランジスタの電力損失が増大するため安
定化制御範囲が狭くなる。しかも、入力電圧が高いとき
には、前述の如く帰還巻線の電圧も高くなっているの
で、トランジスタ（TR5）での消費電力も増大すること
になる。
場合や負荷が増大したときに充分な正帰還電流Ifを供給
できるように、その電流値を比較的大きい値に設定して
おくと、入力電圧が高い場合や負荷が減少したときに、
スイッチングトランジスタ（TR4）が過剰ドライブ状態
になり、このトランジスタの電力損失が増大するため安
定化制御範囲が狭くなる。しかも、入力電圧が高いとき
には、前述の如く帰還巻線の電圧も高くなっているの
で、トランジスタ（TR5）での消費電力も増大すること
になる。
また、前記正帰還電流Ifはスイッチングトランジスタ
（TR4）のオン期間中常に一定値に保持されるが、この
トランジスタ（TR4）のオン期間のコレクタ電流Iiは時
間につれて直線的に増大して行くので、上記電流Ifは上
記オン期間中の全期間に亘って常に最適ドライブを与え
る値にはなり得ない。このため、入力電圧や負荷状態に
拘わらず、スイッチングトランジスタ（TR4）での電力
ロスが元々大きいと云う欠点もあった。
（TR4）のオン期間中常に一定値に保持されるが、この
トランジスタ（TR4）のオン期間のコレクタ電流Iiは時
間につれて直線的に増大して行くので、上記電流Ifは上
記オン期間中の全期間に亘って常に最適ドライブを与え
る値にはなり得ない。このため、入力電圧や負荷状態に
拘わらず、スイッチングトランジスタ（TR4）での電力
ロスが元々大きいと云う欠点もあった。
そこで、本発明は斯る欠点を解消したスイッチング制御
型電源回路を提供することを目的とする。
型電源回路を提供することを目的とする。
（ニ）問題点を解決するための手段 本発明は、前述の如きブロッキング発振方式のスイッチ
ング制御型電源回路に於いて、コンバータトランスの帰
還巻線とスイッチングトランジスタのベースとの間に設
けた正帰還電流制御回路を、上記スイッチングトランジ
スタのオン期間内に於いて時間の経過に応じて上記帰還
巻線からの正帰還電流を増加させるよう動作すべく構成
した。
ング制御型電源回路に於いて、コンバータトランスの帰
還巻線とスイッチングトランジスタのベースとの間に設
けた正帰還電流制御回路を、上記スイッチングトランジ
スタのオン期間内に於いて時間の経過に応じて上記帰還
巻線からの正帰還電流を増加させるよう動作すべく構成
した。
（ホ）作用 上記構成に依れば、スイッチングトランジスタのオン期
間長に比例するように正帰還電流が制御されるので、ス
イッチングトランジスタがドライブ不足状態や過剰ドラ
イブ状態になるのが防止されると共に、上記スイッチン
グトランジスタでの電力ロスが低減される。
間長に比例するように正帰還電流が制御されるので、ス
イッチングトランジスタがドライブ不足状態や過剰ドラ
イブ状態になるのが防止されると共に、上記スイッチン
グトランジスタでの電力ロスが低減される。
（ヘ）実施例 第１図は本発明電源回路の一実施例を示しており、第４
図に対応する部分には同一図番を付して説明する。
図に対応する部分には同一図番を付して説明する。
すなわち、この実施例に於いて、ブロッキング発振部
（２）は、入力整流部（１）の出力ライン（L1）（L2）
間にコンバータトランス（３）の入力巻線（N1）とスイ
ッチングトランジスタ（TR4）のコレクタ・エミッタ間
を直列接続し、上記トランスの帰還巻線（N3）と前記ス
イッチングトランジスタ（TR4）のベースとの間に正帰
還電流制御回路（８）を接続している。
（２）は、入力整流部（１）の出力ライン（L1）（L2）
間にコンバータトランス（３）の入力巻線（N1）とスイ
ッチングトランジスタ（TR4）のコレクタ・エミッタ間
を直列接続し、上記トランスの帰還巻線（N3）と前記ス
イッチングトランジスタ（TR4）のベースとの間に正帰
還電流制御回路（８）を接続している。
誤差検出部（４）は、ライン（L3）（L4）間の直流電圧
の変動を誤差検出用トランジスタ（TR1）とツエナーダ
イオード（D5）によって検出するものであり、上記ライ
ン（L3）（L4）間の直流電圧はスイッチングトランジス
タ（TR4）のオフ期間に検出巻線（N4）の両端（ｈ）
（ｃ）間に発生する電圧をダイオード（D6）とコンデン
サ（C3）で整流平滑して得られる。
の変動を誤差検出用トランジスタ（TR1）とツエナーダ
イオード（D5）によって検出するものであり、上記ライ
ン（L3）（L4）間の直流電圧はスイッチングトランジス
タ（TR4）のオフ期間に検出巻線（N4）の両端（ｈ）
（ｃ）間に発生する電圧をダイオード（D6）とコンデン
サ（C3）で整流平滑して得られる。
制御部（５）は、積分回路（IC）を構成する抵抗（R1
9）とコンデンサ（C9）を帰還巻線（N3）の両端（ｃ）
（ｅ）間に接続し、その接続中点（Ｋ）及び前記誤差検
出部（４）の出力側のＧ点を、スイッチングトランジス
タ（TR4）のベースと上記ｃ端即ち基準ライン（L4）と
の間に接続した制御トランジスタ（TR2）のベースに接
続した構成としている。また、出力整流部（６）は、ス
イッチングトランジスタ（TR4）のオフ時に前記トラン
ス（３）の出力巻線（N2）に発生する電圧をダイオード
（D9）とコンデンサ（C8）で整流平滑する構成である。
9）とコンデンサ（C9）を帰還巻線（N3）の両端（ｃ）
（ｅ）間に接続し、その接続中点（Ｋ）及び前記誤差検
出部（４）の出力側のＧ点を、スイッチングトランジス
タ（TR4）のベースと上記ｃ端即ち基準ライン（L4）と
の間に接続した制御トランジスタ（TR2）のベースに接
続した構成としている。また、出力整流部（６）は、ス
イッチングトランジスタ（TR4）のオフ時に前記トラン
ス（３）の出力巻線（N2）に発生する電圧をダイオード
（D9）とコンデンサ（C8）で整流平滑する構成である。
次に、前述の正帰還電流制御回路（８）は、帰還巻線
（N3）の一端（ｅ）とスイッチングトランジスタ（TR
4）のベースとの間にダイオード（D11）、コンデンサ
（10）、抵抗（R20）を図示の如く接続すると共に、こ
れらの接続中点（ｊ）と上記ベースとの間にインダクタ
ー（L1）とPNP型のトランジスタ（TR6）のコレクタ・エ
ミッタ間を直列に接続し、そのベースを上記接続中点
（ｊ）と帰還巻線（N3）のｃ端との間に直列に接続した
ツェナーダイオード（D12）と抵抗（R21）間の接続中点
（Ｈ）との間に接続した構成になっている。そして、こ
のような正帰還電流制御回路（８）の構成を本発明では
特徴としている。
（N3）の一端（ｅ）とスイッチングトランジスタ（TR
4）のベースとの間にダイオード（D11）、コンデンサ
（10）、抵抗（R20）を図示の如く接続すると共に、こ
れらの接続中点（ｊ）と上記ベースとの間にインダクタ
ー（L1）とPNP型のトランジスタ（TR6）のコレクタ・エ
ミッタ間を直列に接続し、そのベースを上記接続中点
（ｊ）と帰還巻線（N3）のｃ端との間に直列に接続した
ツェナーダイオード（D12）と抵抗（R21）間の接続中点
（Ｈ）との間に接続した構成になっている。そして、こ
のような正帰還電流制御回路（８）の構成を本発明では
特徴としている。
次に斯る実施例の動作を説明するが、先ず、スイッチン
グ制御型電源としての基本的動作について概略的に説明
し、その後に正帰還電流制御回路（８）の動作を詳述す
る。
グ制御型電源としての基本的動作について概略的に説明
し、その後に正帰還電流制御回路（８）の動作を詳述す
る。
（Ｉ）電源回路の基本動作 電源スイッチ（SW）の投入時には、入力整流部（１）の
ライン（L1）から起動抵抗（R2）を介して流れる電流Is
によってスイッチングトランジスタ（TR4）がトリガさ
れ、そのトリガ後は帰還巻線（N3）から正帰還電流制御
回路（８）を介して上記トランジスタ（TR4）のベース
に正帰還電流Ifが供給されて、ブロッキング発振が行な
われる。そして、このブロッキング発振が行なわれてい
る定常状態では、スイッチングトランジスタ（TR4）が
次のように制御される。
ライン（L1）から起動抵抗（R2）を介して流れる電流Is
によってスイッチングトランジスタ（TR4）がトリガさ
れ、そのトリガ後は帰還巻線（N3）から正帰還電流制御
回路（８）を介して上記トランジスタ（TR4）のベース
に正帰還電流Ifが供給されて、ブロッキング発振が行な
われる。そして、このブロッキング発振が行なわれてい
る定常状態では、スイッチングトランジスタ（TR4）が
次のように制御される。
すなわち、定常状態では帰還巻線（N3）の両端（ｅ）
（ｃ）間には第２図（ａ）に示す矩形波電圧が発生する
ので、この矩形電圧が積分回路（IC）によって積分され
てＫ点には同図（ｂ）に示す三角波電圧が現われる。一
方、誤差検出トランジスタ（TR1）のコレクタとライン
（L3）の間に接続された抵抗（R7）（R5）間の中点
（Ｇ）は、ライン（L4）に対して検出電圧取出し用のコ
ンデンサ（C3）の両端間電圧に応じた一定の正電位とな
っている。そして、この正電位にＭ点に於いて先の三角
波電圧が重畳されるので、Ｍ点の電位は第２図（Ｃ）の
如く変化することになる。従って、このＭ点の電位がラ
イン（L3）の基準電位よりも制御トランジスタ（TR2）
のベース・エミッタ間立上り電圧Vbe以上高くなったと
きに、このトランジスタ（TR2）がターンオンする。す
ると、上記オン期間に帰還巻線（N3）からの正帰還電流
Ifが制御トランジスタ（TR2）によってバイパスされる
ことになり、このためスイッチングトランジスタ（TR
4）がターンオフする。そして、スイッチングトランジ
スタ（TR4）はそのターンオフから一定時間経過後に、
通常のブロッキング発振動作によって再びオン状態にな
る。
（ｃ）間には第２図（ａ）に示す矩形波電圧が発生する
ので、この矩形電圧が積分回路（IC）によって積分され
てＫ点には同図（ｂ）に示す三角波電圧が現われる。一
方、誤差検出トランジスタ（TR1）のコレクタとライン
（L3）の間に接続された抵抗（R7）（R5）間の中点
（Ｇ）は、ライン（L4）に対して検出電圧取出し用のコ
ンデンサ（C3）の両端間電圧に応じた一定の正電位とな
っている。そして、この正電位にＭ点に於いて先の三角
波電圧が重畳されるので、Ｍ点の電位は第２図（Ｃ）の
如く変化することになる。従って、このＭ点の電位がラ
イン（L3）の基準電位よりも制御トランジスタ（TR2）
のベース・エミッタ間立上り電圧Vbe以上高くなったと
きに、このトランジスタ（TR2）がターンオンする。す
ると、上記オン期間に帰還巻線（N3）からの正帰還電流
Ifが制御トランジスタ（TR2）によってバイパスされる
ことになり、このためスイッチングトランジスタ（TR
4）がターンオフする。そして、スイッチングトランジ
スタ（TR4）はそのターンオフから一定時間経過後に、
通常のブロッキング発振動作によって再びオン状態にな
る。
このようにしてスイッチングトランジスタ（TR4）は、
以後オン、オフを繰り返し、これにより出力線巻（N2）
に発生する電圧がダイオード（D9）とコンデンサ（C8）
で整流平滑されて直流出力電圧として取り出される。そ
して、この直流出力電圧が変動したときに、検出巻線
（N4）からダイオード（D6）とコンデンサ（C3）によっ
て得る直流電圧もそれに応じて変化し、それによってＧ
点の電位も同様に変化するので、このＧ点の電位変化に
応じてスイッチングトランジスタ（TR4）のターンオフ
タイミング即ちオン期間長が可変（直流出力電圧が上昇
すると、オン期間長が短くなる）され、それによって直
流出力電圧が安定化される訳である。
以後オン、オフを繰り返し、これにより出力線巻（N2）
に発生する電圧がダイオード（D9）とコンデンサ（C8）
で整流平滑されて直流出力電圧として取り出される。そ
して、この直流出力電圧が変動したときに、検出巻線
（N4）からダイオード（D6）とコンデンサ（C3）によっ
て得る直流電圧もそれに応じて変化し、それによってＧ
点の電位も同様に変化するので、このＧ点の電位変化に
応じてスイッチングトランジスタ（TR4）のターンオフ
タイミング即ちオン期間長が可変（直流出力電圧が上昇
すると、オン期間長が短くなる）され、それによって直
流出力電圧が安定化される訳である。
（II）正帰還電流制御回路（８）の動作 さて、スイッチングトランジスタ（TR4）のオン期間で
は、正帰還電流制御回路（８）内のとトランジスタ（TR
6）は帰還巻線（N3）の両端（ｅ）（ｃ）間に発生する
電圧（第２図（ａ））によってオンするように、抵抗
（R21）とツェナーダイオード（D12）とによってバイア
スされているので、このトランジスタ（TR6）を通って
スイッチングトランジスタ（TR4）のベースに電流If
（第２図（ｄ））が流れることになる。その際、この電
流Ifは、ツェナーダイオード（D12）のツェナー電圧をV
Z・トランジスタ（TR6）のベース・エミッタ間電圧をV
BEとし、インダクター（L1）のインダクタンス値値をＬ
とすると、 の関係があるから、 となり時間ｔの関数となる。即ち、電流IfはVZ、VBEが
一定であるから時間の経過につれて直線的に増加する電
流になる。そして、この電流Ifと抵抗（R20）側に分流
する電流との和の電流が、スイッチングトランジスタ
（TR4）のベースに正帰還電流として流れることになる
が、上記抵抗（R20）の値をインダクター（L1）のイン
ピーダンス値に比べて充分大きく選定しているので、こ
の抵抗（R20）に分流する電流は先の電流Ifに比べて無
視できる。
は、正帰還電流制御回路（８）内のとトランジスタ（TR
6）は帰還巻線（N3）の両端（ｅ）（ｃ）間に発生する
電圧（第２図（ａ））によってオンするように、抵抗
（R21）とツェナーダイオード（D12）とによってバイア
スされているので、このトランジスタ（TR6）を通って
スイッチングトランジスタ（TR4）のベースに電流If
（第２図（ｄ））が流れることになる。その際、この電
流Ifは、ツェナーダイオード（D12）のツェナー電圧をV
Z・トランジスタ（TR6）のベース・エミッタ間電圧をV
BEとし、インダクター（L1）のインダクタンス値値をＬ
とすると、 の関係があるから、 となり時間ｔの関数となる。即ち、電流IfはVZ、VBEが
一定であるから時間の経過につれて直線的に増加する電
流になる。そして、この電流Ifと抵抗（R20）側に分流
する電流との和の電流が、スイッチングトランジスタ
（TR4）のベースに正帰還電流として流れることになる
が、上記抵抗（R20）の値をインダクター（L1）のイン
ピーダンス値に比べて充分大きく選定しているので、こ
の抵抗（R20）に分流する電流は先の電流Ifに比べて無
視できる。
したがって、スイッチングトランジスタ（TR4）の正帰
還電流は実質的に前述の電流Ifになり、この正帰還電流
Ifが図示の如くスイッチングトランジスタ（TR4）のオ
ン期間に於いて増大して行く。このため、例えば入力電
圧の上昇又は負荷の減少によって破線の如くオン期間が
短くなって、スイッチングトランジスタ（TR4）のコレ
クタ電流Ii（第２図（ｅ））のピーク値が減少しても、
それに伴なって正帰還電流Ifのピーク値も減少するの
で、スイッチングトランジスタ（TR4）は過剰ドライブ
状態にならない。また、逆に入力電圧の低下又は負荷の
増大によってオン期間が長くなった場合は、正帰還電流
Ifのピーク値が増大するので、スイッチングトランジス
タ（TR4）のドライブ不足が防止されるのである。しか
も、上記正帰還電流Ifはスイッチングトランジスタ（TR
4）のコレクタ電流Ifに伴なって変化するので、この電
流Ifをオン期間内の略全期間に亘ってその各瞬時におけ
るコレクタ電流Iiに対して最適ドライブ状態になるよう
設定できる。なお、第２図（ｆ）はスイッチングトラン
ジスタ（TR4）のコレクタ・エミッタ間電圧を表わし、
同図（ｇ）はこのトランジスタ（TR4）での電力ロス
（但し、一点鎖線は従来の場合）を示している。
還電流は実質的に前述の電流Ifになり、この正帰還電流
Ifが図示の如くスイッチングトランジスタ（TR4）のオ
ン期間に於いて増大して行く。このため、例えば入力電
圧の上昇又は負荷の減少によって破線の如くオン期間が
短くなって、スイッチングトランジスタ（TR4）のコレ
クタ電流Ii（第２図（ｅ））のピーク値が減少しても、
それに伴なって正帰還電流Ifのピーク値も減少するの
で、スイッチングトランジスタ（TR4）は過剰ドライブ
状態にならない。また、逆に入力電圧の低下又は負荷の
増大によってオン期間が長くなった場合は、正帰還電流
Ifのピーク値が増大するので、スイッチングトランジス
タ（TR4）のドライブ不足が防止されるのである。しか
も、上記正帰還電流Ifはスイッチングトランジスタ（TR
4）のコレクタ電流Ifに伴なって変化するので、この電
流Ifをオン期間内の略全期間に亘ってその各瞬時におけ
るコレクタ電流Iiに対して最適ドライブ状態になるよう
設定できる。なお、第２図（ｆ）はスイッチングトラン
ジスタ（TR4）のコレクタ・エミッタ間電圧を表わし、
同図（ｇ）はこのトランジスタ（TR4）での電力ロス
（但し、一点鎖線は従来の場合）を示している。
また、正帰還電流制御回路（８）内の前記ダイオード
（D11）コンデンサ（C10）及び抵抗（R20）は、電源ス
イッチ（SW）の投入（起動）直後に必要なものである。
即ち、起動直後は帰還巻線（N3）にツェナーダイオード
（D12）をオンさせるだけの電圧が発生しておらず、従
って、トランジスタ（TR6）がオフとなっているので、
上記コンデンサ（C10）やダイオード（D11）を通る電流
を抵抗（R20）を介してスイッチングトランジスタ（TR
4）のベースに与えるのである。
（D11）コンデンサ（C10）及び抵抗（R20）は、電源ス
イッチ（SW）の投入（起動）直後に必要なものである。
即ち、起動直後は帰還巻線（N3）にツェナーダイオード
（D12）をオンさせるだけの電圧が発生しておらず、従
って、トランジスタ（TR6）がオフとなっているので、
上記コンデンサ（C10）やダイオード（D11）を通る電流
を抵抗（R20）を介してスイッチングトランジスタ（TR
4）のベースに与えるのである。
第３図は他の実施例を示しており、この実施例は正帰還
電流制御回路（８）内のトランジスタ（TR6）をNPN型に
変更した場合であり、動作は第１図のものと同一である
ので、対応する構成要素に同一図番を付すに留め説明を
省略する。
電流制御回路（８）内のトランジスタ（TR6）をNPN型に
変更した場合であり、動作は第１図のものと同一である
ので、対応する構成要素に同一図番を付すに留め説明を
省略する。
なお、本発明は、ブロッキング発振方式のスイッチング
電源回路であれば、そのターンオフ制御の型式を問わな
いので、上述の如き実施例に限定されず、従って、ター
ンオフ用の制御回路が第４図の従来例或いは更に他の構
成を採っている場合にも適用できる。
電源回路であれば、そのターンオフ制御の型式を問わな
いので、上述の如き実施例に限定されず、従って、ター
ンオフ用の制御回路が第４図の従来例或いは更に他の構
成を採っている場合にも適用できる。
（ト）発明の効果 本発明に依れば、ブロッキング発振方式のスイッチング
制御型電源回路に於いて、スイッチングトランジスタの
正帰還電流を略正確に上記トランジスタのコレクタ電流
の変化に追随させることができるので、入力電圧や負荷
状態の広い範囲に亘ってスイッチングトランジスタがド
ライブ不足や過剰ドライブ状態にならず、従って、安定
化制御範囲を上記正帰還電流を定インピーダンス回路或
いは定電流回路を介して供給する場合に比較して広くで
きる。しかも、上記スイッチングトランジスタをそのオ
ン期間内の略全期間に亘って常に最適状態でドライブで
きるので、このトランジスタでの電力ロスも低減でき
る。更に、上記正帰還電流を制御する制御回路での消費
電力も少なくなると言う利点もある。
制御型電源回路に於いて、スイッチングトランジスタの
正帰還電流を略正確に上記トランジスタのコレクタ電流
の変化に追随させることができるので、入力電圧や負荷
状態の広い範囲に亘ってスイッチングトランジスタがド
ライブ不足や過剰ドライブ状態にならず、従って、安定
化制御範囲を上記正帰還電流を定インピーダンス回路或
いは定電流回路を介して供給する場合に比較して広くで
きる。しかも、上記スイッチングトランジスタをそのオ
ン期間内の略全期間に亘って常に最適状態でドライブで
きるので、このトランジスタでの電力ロスも低減でき
る。更に、上記正帰還電流を制御する制御回路での消費
電力も少なくなると言う利点もある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はその
要部の電圧・電流波形を示す図、第３図は他の実施例を
示す回路図、第４図は従来のスイッチング制御型電源回
路を示す回路図である。 （TR4）：スイッチングトランジスタ、（３）：コンバ
ータトランス、（８）：正帰還電流制御回路。
要部の電圧・電流波形を示す図、第３図は他の実施例を
示す回路図、第４図は従来のスイッチング制御型電源回
路を示す回路図である。 （TR4）：スイッチングトランジスタ、（３）：コンバ
ータトランス、（８）：正帰還電流制御回路。
Claims (1)
- 【請求項１】直流入力に対してコンバータトランスの入
力巻線とスイッチングトランジスタのコレクタ・エミッ
タ間を直列に接続し、 前記トランスの帰還巻線から前記トランジスタのベース
に正帰還電流を供給してブロッキング発振を行わせると
共に、 前記トランスから得る直流電圧の変動に応じて前記トラ
ンジスタのスイッチングタイミングを制御するようにし
た電源回路に於いて、 前記帰還巻線と前記スイッチングトランジスタのベース
との間に帰還制御トランジスタ（TR6）と、この帰還制
御トランジスタを前記期間巻線の電圧に応じて動作させ
る制御手段（D12）と、前記帰還制御トランジスタに流
れる電流を時間の経過に応じて増加させるための手段
（L1）とを備え、 前記スイッチングトランジスタのオン期間内に於いて時
間の経過に応じて上記帰還巻線からの正帰還電流を増加
させるよう動作することを特徴とするスイッチング制御
型電源回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61216517A JPH0728533B2 (ja) | 1986-09-12 | 1986-09-12 | スイツチング制御型電源回路 |
| US07/092,820 US4802076A (en) | 1986-09-12 | 1987-09-03 | Switching regulator type power supply circuit |
| EP87113345A EP0259889B1 (en) | 1986-09-12 | 1987-09-11 | Switching regulator type power supply circuit |
| KR1019870010077A KR920008204B1 (ko) | 1986-09-12 | 1987-09-11 | 스위칭 제어형 전원 회로 |
| DE8787113345T DE3778100D1 (de) | 1986-09-12 | 1987-09-11 | Geregeltes schaltnetzteil. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61216517A JPH0728533B2 (ja) | 1986-09-12 | 1986-09-12 | スイツチング制御型電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6373877A JPS6373877A (ja) | 1988-04-04 |
| JPH0728533B2 true JPH0728533B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=16689674
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61216517A Expired - Lifetime JPH0728533B2 (ja) | 1986-09-12 | 1986-09-12 | スイツチング制御型電源回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4802076A (ja) |
| EP (1) | EP0259889B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0728533B2 (ja) |
| KR (1) | KR920008204B1 (ja) |
| DE (1) | DE3778100D1 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0398722A3 (en) * | 1989-05-18 | 1991-01-30 | Hirotami Nakano | Uninterruptable power supply apparatus and isolating method thereof |
| KR0184568B1 (ko) * | 1996-04-25 | 1999-05-15 | 김광호 | 에스엠피에스의 이상 전원 보호장치 |
| DE19619751A1 (de) * | 1996-05-15 | 1997-11-20 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| TW349287B (en) * | 1996-09-12 | 1999-01-01 | Thomson Consumer Electronics | A forward converter with an inductor coupled to a transformer winding |
| TW344163B (en) * | 1996-09-12 | 1998-11-01 | Thomson Consumer Electronics | Self oscillating proportional drive zero voltage switching power supply |
| JP3351464B2 (ja) * | 1998-02-13 | 2002-11-25 | 株式会社村田製作所 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| JP3527636B2 (ja) * | 1998-06-12 | 2004-05-17 | 松下電工株式会社 | 自励型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| KR100577435B1 (ko) * | 1999-02-13 | 2006-05-08 | 삼성전자주식회사 | 스위칭 모드 전원 공급장치의 전원 안정화회로 |
| US9006624B2 (en) * | 2010-07-22 | 2015-04-14 | General Electric Company | Resonant frequency detection for induction resonant inverter |
| JP6939203B2 (ja) * | 2017-07-28 | 2021-09-22 | スミダコーポレーション株式会社 | 循環電流低減回路、トランスユニット |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4447866A (en) * | 1979-06-14 | 1984-05-08 | Conver Corporation | Supplement to cross regulation in DC to DC converters |
| JPS5936151Y2 (ja) * | 1979-09-18 | 1984-10-05 | シャープ株式会社 | 電源回路 |
| US4370701A (en) * | 1981-04-24 | 1983-01-25 | Rockwell International Corporation | Energy conserving drive circuit for switched mode converter utilizing current snubber apparatus |
| JPS592570A (ja) * | 1982-06-25 | 1984-01-09 | Sanyo Electric Co Ltd | スイツチング制御型電源回路 |
| US4488210A (en) * | 1982-04-07 | 1984-12-11 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Power supply circuit of switching regulator type |
| EP0170944B1 (en) * | 1984-07-20 | 1989-03-08 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Power supply circuit of switching regulator type |
| US4654772A (en) * | 1986-03-06 | 1987-03-31 | Fyrnetics, Inc. | Power supply for electrostatic air cleaner |
-
1986
- 1986-09-12 JP JP61216517A patent/JPH0728533B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-09-03 US US07/092,820 patent/US4802076A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-09-11 EP EP87113345A patent/EP0259889B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-09-11 DE DE8787113345T patent/DE3778100D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-09-11 KR KR1019870010077A patent/KR920008204B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6373877A (ja) | 1988-04-04 |
| EP0259889B1 (en) | 1992-04-08 |
| KR880004630A (ko) | 1988-06-07 |
| EP0259889A3 (en) | 1989-06-14 |
| KR920008204B1 (ko) | 1992-09-25 |
| US4802076A (en) | 1989-01-31 |
| EP0259889A2 (en) | 1988-03-16 |
| DE3778100D1 (de) | 1992-05-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |