JPS6373877A - スイツチング制御型電源回路 - Google Patents
スイツチング制御型電源回路Info
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- JPS6373877A JPS6373877A JP61216517A JP21651786A JPS6373877A JP S6373877 A JPS6373877 A JP S6373877A JP 61216517 A JP61216517 A JP 61216517A JP 21651786 A JP21651786 A JP 21651786A JP S6373877 A JPS6373877 A JP S6373877A
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- switching transistor
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（イ） 産業上の利用分ヅ）
本発明はテレビジボン受像機等の電源とじて使用される
スイッチング制御型電源回路に関する。
スイッチング制御型電源回路に関する。
（ロ） 従来の技術
スイッチング制御型電源回路は種々の方式に分類される
が、その一つにスイッチングトランジスタとコンバータ
トランスとでブロッキング発振？行なわせるものがあり
、祈る方式の′［１源回路の一つに特開昭５９−２５７
０号公報に紹介さ２１−Ｌ次第４図のものがある。この
＠４図の電源回路に、大別して入力整流部（１）と、ブ
ロッキング発振部（２）と、コンバータトランス（３）
と、誤差検出部（４）と、制御部（６）と、出力格流部
（６）と、帰還電流制御回路１７）から構成されている
が、ここでは木頭発用に関係ある部分てついてのみ説明
する。
が、その一つにスイッチングトランジスタとコンバータ
トランスとでブロッキング発振？行なわせるものがあり
、祈る方式の′［１源回路の一つに特開昭５９−２５７
０号公報に紹介さ２１−Ｌ次第４図のものがある。この
＠４図の電源回路に、大別して入力整流部（１）と、ブ
ロッキング発振部（２）と、コンバータトランス（３）
と、誤差検出部（４）と、制御部（６）と、出力格流部
（６）と、帰還電流制御回路１７）から構成されている
が、ここでは木頭発用に関係ある部分てついてのみ説明
する。
す々わち、第４図の従来例は、スイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）のオン時に、コンバータトランス（３）の
帰還巻線（Ｎ８）のｅ端側から図示の経路で上記トラン
ジスタ（ＴＲ４）のベースＫｉＥｈｄ還電流Ｉｆを流し
てブロッキング発振を行なうのであるが、その際、上記
電流経路内に定電流回路（ＣＡ）を含む帰還電流制限回
路（７）が設けられ、定゛１１を状態で上記正帰還電流
Ｉｆを定電流化するようになっている。この点を更に詳
しく説明すると、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）
のオン期間では帰還巻線（Ｎ８）の０％ ｅＬｌの電圧
によって前記回路（７）内のトランジスタ（ＴＲ１１）
がオンするようにツェナーダイオード（ＤＩＯ）及び抵
抗（Ｒ１６）〜（Ｒ１８）が選定されており、且つ、抵
抗（Ｒ１２）は抵抗（Ｒ１７）よりも充分大きく設定さ
れているので、前述の正帰還電流Ｉｆは主に前記トラン
ジスタ（ＴＲＹ）を通って流れ、この電流はＴＲ５０ペ
ース・エミッタ間電圧をＶＢＥとし、Ｄｌｏのツェナー
電圧’ｚＶｚとすると、（Ｖｚ−ＶＢ ！！ ） ／Ｒ
１７となって定電流になる訳である。
タ（ＴＲ４）のオン時に、コンバータトランス（３）の
帰還巻線（Ｎ８）のｅ端側から図示の経路で上記トラン
ジスタ（ＴＲ４）のベースＫｉＥｈｄ還電流Ｉｆを流し
てブロッキング発振を行なうのであるが、その際、上記
電流経路内に定電流回路（ＣＡ）を含む帰還電流制限回
路（７）が設けられ、定゛１１を状態で上記正帰還電流
Ｉｆを定電流化するようになっている。この点を更に詳
しく説明すると、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）
のオン期間では帰還巻線（Ｎ８）の０％ ｅＬｌの電圧
によって前記回路（７）内のトランジスタ（ＴＲ１１）
がオンするようにツェナーダイオード（ＤＩＯ）及び抵
抗（Ｒ１６）〜（Ｒ１８）が選定されており、且つ、抵
抗（Ｒ１２）は抵抗（Ｒ１７）よりも充分大きく設定さ
れているので、前述の正帰還電流Ｉｆは主に前記トラン
ジスタ（ＴＲＹ）を通って流れ、この電流はＴＲ５０ペ
ース・エミッタ間電圧をＶＢＥとし、Ｄｌｏのツェナー
電圧’ｚＶｚとすると、（Ｖｚ−ＶＢ ！！ ） ／Ｒ
１７となって定電流になる訳である。
ここで、上記正帰還電流Ｉｆを定電流化しているのけ、
次の理由による。即ち、今、前記帰還電流制限回路（７
）が、定電流回路でなく定インピーダンス回路であると
すると、この場合の正′ＭＩ還電流Ｉｆは、帰還巻線（
Ｎ３）のＣｕ６間電圧に比例し、この電圧は入力巻線（
Ｎ １ ）に印加される入力電圧に比例する。このため
、電流Ｉｆは、結局、上記入力電圧が低下すればするほ
ど減少する。ところが、第４図の回路では、上記入力電
圧が低下し之９２次側の負荷が増大すると、スイッチン
グトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間か長くなるよう制
御されるので、このＴＲ４のコレクタｆｆ１ｉＩｉけこ
のとき増大する。従って、このような場合に、大きなピ
ーク値のコレクタ電流Ｉｉを流すのに必要充分なベース
正帰Ｒ電流Ｉｆを供給できず、スイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）がドライブ不足になって、２次側から所定
の直流出力電圧が得られなくなる。このため、正帰還屯
ａＩｆを定電流化することによって、そのような欠点全
解消しようきしているのである。
次の理由による。即ち、今、前記帰還電流制限回路（７
）が、定電流回路でなく定インピーダンス回路であると
すると、この場合の正′ＭＩ還電流Ｉｆは、帰還巻線（
Ｎ３）のＣｕ６間電圧に比例し、この電圧は入力巻線（
Ｎ １ ）に印加される入力電圧に比例する。このため
、電流Ｉｆは、結局、上記入力電圧が低下すればするほ
ど減少する。ところが、第４図の回路では、上記入力電
圧が低下し之９２次側の負荷が増大すると、スイッチン
グトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間か長くなるよう制
御されるので、このＴＲ４のコレクタｆｆ１ｉＩｉけこ
のとき増大する。従って、このような場合に、大きなピ
ーク値のコレクタ電流Ｉｉを流すのに必要充分なベース
正帰Ｒ電流Ｉｆを供給できず、スイッチングトランジス
タ（ＴＲ４）がドライブ不足になって、２次側から所定
の直流出力電圧が得られなくなる。このため、正帰還屯
ａＩｆを定電流化することによって、そのような欠点全
解消しようきしているのである。
（ハ）発明が解決しようとする問題点
しかしながら、第４図の従来回路では、入力電圧が低い
場合や負荷が増大したおきに充分な正帰還電流Ｉｆを供
給できるように、その電流値全比較的大きい値に設定し
ておくと、入力電圧が高い場合や負荷が減少し念ときに
、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）が過剰ドライブ
状態になり、このトランジスタの電力損失が増大する之
め安定化ｆｆｊｌＪ御範囲が狭範囲る。しかも、入力電
圧が高いときには、前述の如く帰還巻線の電圧も高くな
っているので、トランジスタ（ＴＲＩＳ）での消９．電
力も増大することになる。
場合や負荷が増大したおきに充分な正帰還電流Ｉｆを供
給できるように、その電流値全比較的大きい値に設定し
ておくと、入力電圧が高い場合や負荷が減少し念ときに
、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）が過剰ドライブ
状態になり、このトランジスタの電力損失が増大する之
め安定化ｆｆｊｌＪ御範囲が狭範囲る。しかも、入力電
圧が高いときには、前述の如く帰還巻線の電圧も高くな
っているので、トランジスタ（ＴＲＩＳ）での消９．電
力も増大することになる。
また、前記正帰還電流Ｉｆけスイッチングトランジスタ
（ＴＲ４）のオン期間中相に一定値に保持されるが、こ
のトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間のコレクタ電流Ｉ
ｔは時間につれて直線的【増大して行くので、上記電流
Ｉｆは上記オン期間中の全ＪＩＪｉ間に亘って浩に最適
ドライブを与える値に汀なり得ない。このため、入力′
４圧や負荷状愚に拘わらず、スイッチングトランジスタ
（ＴＲ４）での電力ロスが元４大きいと云う欠点もあっ
た。
（ＴＲ４）のオン期間中相に一定値に保持されるが、こ
のトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間のコレクタ電流Ｉ
ｔは時間につれて直線的【増大して行くので、上記電流
Ｉｆは上記オン期間中の全ＪＩＪｉ間に亘って浩に最適
ドライブを与える値に汀なり得ない。このため、入力′
４圧や負荷状愚に拘わらず、スイッチングトランジスタ
（ＴＲ４）での電力ロスが元４大きいと云う欠点もあっ
た。
そこで、本発明は折る欠点を解消したスイッチング制御
型′名源回路を提供することを目的とする。
型′名源回路を提供することを目的とする。
（ニ）間；４点を４Ｉ決するための手段本発明は、前述
の如きブロッキング発振方式のスイッチング制御型電源
回路に於いて、コンバータトランスの帰還巻線とスイッ
チングトランジスタのベースとの間に設けた正帰還電流
制御回路を、上記スイッチングトランジスタのオン期間
内に於いて時間の経過に応じて上記帰還巻線からの正帰
還電流全増加させるよう動作すべく構成し念。
の如きブロッキング発振方式のスイッチング制御型電源
回路に於いて、コンバータトランスの帰還巻線とスイッ
チングトランジスタのベースとの間に設けた正帰還電流
制御回路を、上記スイッチングトランジスタのオン期間
内に於いて時間の経過に応じて上記帰還巻線からの正帰
還電流全増加させるよう動作すべく構成し念。
（ホ）作 用
上記構成に依れば、スイッチングトランジスタのオン期
間長に比例するように正帰還電流が制御されるので、ス
イッチングトランジスタがドライブ不足状力や過剰ドラ
イブ状態になるのが防止されると共に、上記スイッチン
グトランジスタでの電力ロスが低減される。
間長に比例するように正帰還電流が制御されるので、ス
イッチングトランジスタがドライブ不足状力や過剰ドラ
イブ状態になるのが防止されると共に、上記スイッチン
グトランジスタでの電力ロスが低減される。
（へ）実施例
’Ｊ１図；ま本発明電源回路の一実施例を示してシリ、
第４図に対応する部分には同−図ｆを付して説明する。
第４図に対応する部分には同−図ｆを付して説明する。
すなわち、この実施例に於いて、プロラギング発振部＋
２） ｌ−ｉ、入力整流部（１）の出力ライン（Ｌｌ）
（Ｌ２）間にコンバータトランス（３）の入力巻線（Ｎ
ｌ）とスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のコレクタ
・エミッタ間金直列接続し、上記トランスの４還巻線（
Ｎ８）と１な記スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）の
ベースとの間に正帰還電流制御回路（８）を接続してい
る。
２） ｌ−ｉ、入力整流部（１）の出力ライン（Ｌｌ）
（Ｌ２）間にコンバータトランス（３）の入力巻線（Ｎ
ｌ）とスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のコレクタ
・エミッタ間金直列接続し、上記トランスの４還巻線（
Ｎ８）と１な記スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）の
ベースとの間に正帰還電流制御回路（８）を接続してい
る。
誤差検出部（４）は、ライン（Ｌｌｌ）（Ｌ４）間の直
流電圧の変＃を誤差検出用トランジスタ（ＴＲ１）とツ
ェナーダイオード（Ｄ６）によって検出するものであり
、上記ライン（Ｌ８）（Ｌ４）間の直流電圧はスイッチ
ングトランジスタ（ＴＲ４）のオフ期間に検出巻線（Ｎ
４）の両端（ｈｌ（ｃ）間に発生する電圧をダイオード
（Ｄ６）とコンデンサ（Ｃａ＞で整流平滑して得られる
。
流電圧の変＃を誤差検出用トランジスタ（ＴＲ１）とツ
ェナーダイオード（Ｄ６）によって検出するものであり
、上記ライン（Ｌ８）（Ｌ４）間の直流電圧はスイッチ
ングトランジスタ（ＴＲ４）のオフ期間に検出巻線（Ｎ
４）の両端（ｈｌ（ｃ）間に発生する電圧をダイオード
（Ｄ６）とコンデンサ（Ｃａ＞で整流平滑して得られる
。
制御部（５）は、積分回路（ＩＣ）を構成する抵抗（Ｒ
１９）とコンデンサ（Ｃ９）を帰還巻線（Ｎｊｌ）の両
端（Ｃ）（Ｃ１間に接続し、その接続中点（Ｋ）及び前
記誤差検出部（４）の出力側のＧ点金、スイッチングト
ランジスタ（ＴＲ４）のベースと上記ｃｍ即ち基準ライ
ン（Ｌ４）との間に接続した制御トランジスタ（ＴＲ２
）のベースに接続した構成としている。また、出力整流
部（６）は、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオ
フ時にｉＩＩ記トシトランス）の出力巻線（Ｎ２月で発
生する電圧をダイオード（Ｄ９）とコンデンサ（Ｃ８）
で整流平滑する構成である。
１９）とコンデンサ（Ｃ９）を帰還巻線（Ｎｊｌ）の両
端（Ｃ）（Ｃ１間に接続し、その接続中点（Ｋ）及び前
記誤差検出部（４）の出力側のＧ点金、スイッチングト
ランジスタ（ＴＲ４）のベースと上記ｃｍ即ち基準ライ
ン（Ｌ４）との間に接続した制御トランジスタ（ＴＲ２
）のベースに接続した構成としている。また、出力整流
部（６）は、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のオ
フ時にｉＩＩ記トシトランス）の出力巻線（Ｎ２月で発
生する電圧をダイオード（Ｄ９）とコンデンサ（Ｃ８）
で整流平滑する構成である。
次に、前述の正帰還′電流制御回路（８）は、帰還巻線
（Ｎ８）の一端（ｅ）とスイッチングトランジスタ（Ｔ
Ｒ４）のベースとの間にダイオード（Ｄｌｌ）、コンデ
ンサ（ＣＩＧ）、抵抗（Ｒ２０）を図示の如く接続する
と共に、これらの接続中点（ｌと上記ベースとの間にイ
ンダクター（Ｌ １ ） とＰＮＰ型の）ランジスタ（
ＴＲ６）のコレクタ・エミッタ間ヲ直列に接わ１し、そ
のベースを上記接続中点（ｊｌと帰還巻線（Ｎ８）のＣ
端との間に直列に接続したツェナーダイオード（Ｄ１２
）と抵抗（Ｒ２１）間の接続中点（団との間に接続し念
構成【てなっている。
（Ｎ８）の一端（ｅ）とスイッチングトランジスタ（Ｔ
Ｒ４）のベースとの間にダイオード（Ｄｌｌ）、コンデ
ンサ（ＣＩＧ）、抵抗（Ｒ２０）を図示の如く接続する
と共に、これらの接続中点（ｌと上記ベースとの間にイ
ンダクター（Ｌ １ ） とＰＮＰ型の）ランジスタ（
ＴＲ６）のコレクタ・エミッタ間ヲ直列に接わ１し、そ
のベースを上記接続中点（ｊｌと帰還巻線（Ｎ８）のＣ
端との間に直列に接続したツェナーダイオード（Ｄ１２
）と抵抗（Ｒ２１）間の接続中点（団との間に接続し念
構成【てなっている。
そして、このような正帰！電流制御回路（８）の構成全
本発明では特徴としているう 次に祈る実施例の動作全説明するが、先ず、スイッチン
グＩＩＪ御型電源としての基本的前作につぃて概略的【
説明し、その後に正帰還電流制御回路（８）の動作を詳
述する。
本発明では特徴としているう 次に祈る実施例の動作全説明するが、先ず、スイッチン
グＩＩＪ御型電源としての基本的前作につぃて概略的【
説明し、その後に正帰還電流制御回路（８）の動作を詳
述する。
（Ｉ） 電源回路の基本動作
電源スィッチ（ＳＷ）の投入時には、入力祭ｆＡ （ｆ
ｆｌｉｌ！（７） ライン（Ｌ １ ） カラ起１＃
ａｔ抗（Ｒ２）を介して流れる電流１ｓＫよってスイッ
チングトランジスタ（Ｔ：Ｒ４）がトリガされ、そのト
リガ後は帰還巻線（Ｎ３）から正帰還電流制御回路（８
）を介して上記トランジスタ（ＴＲ４）のベースに正帰
還電流Ｉｆが供給されて、ブロッキング発振が行なわれ
る。モして、このブロッキング発振が行なわれている定
常状態では、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）が次
のように制御される。
ｆｌｉｌ！（７） ライン（Ｌ １ ） カラ起１＃
ａｔ抗（Ｒ２）を介して流れる電流１ｓＫよってスイッ
チングトランジスタ（Ｔ：Ｒ４）がトリガされ、そのト
リガ後は帰還巻線（Ｎ３）から正帰還電流制御回路（８
）を介して上記トランジスタ（ＴＲ４）のベースに正帰
還電流Ｉｆが供給されて、ブロッキング発振が行なわれ
る。モして、このブロッキング発振が行なわれている定
常状態では、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）が次
のように制御される。
すなわち、定常状態では帰還巻線（Ｎ８）の両端（ｅ）
（Ｃ１間にｒ！第２図（ａ）に示す矩形波電圧が発生す
るので、この矩形波電圧が積分回路（ＩＣ）によって積
分されてに点ては同図（ｂ）に示す三角波電圧が現われ
る。一方、誤差検出トランジスタ（ＴＲ１）のコレクタ
とライン（Ｌ３）の間に接続され之抵抗（Ｒγ）（Ｒ５
）間の中点（Ｇｌは、ライン（Ｌ４）に対して検出電圧
取出し用のコンデンサ（ＣＩ＋）の両端間電圧に応じ之
一定の正電位となっている。そして、この正電位にＭ点
に於いて先の三角波電圧が重畳されるので、Ｍ点の電位
は第２図（Ｃｌの如く変化することになる。従って、こ
のＭ点の電位かライン（Ｌ３）の基準電位よりも制御ト
ランジスタ（ＴＲ２）のベース・エミツタ間立−ヒリ電
圧Ｖ！：１ｅ以上高くなったときに、このトランジＺり
（Ｔｌｌ）がターンオンする。すると、上記オン期間に
帰還巻線（Ｎ８）からの正帰還電流Ｉｆが制御トランジ
スタ（ＴＲ２）によってバイパスされることＫなり、こ
のためスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）がターンオ
フする。そして、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）
はそのターンオフから一定時間１ｆ！過後に、通常のブ
ロッキング発振動作によって再びオン状グくになる。
（Ｃ１間にｒ！第２図（ａ）に示す矩形波電圧が発生す
るので、この矩形波電圧が積分回路（ＩＣ）によって積
分されてに点ては同図（ｂ）に示す三角波電圧が現われ
る。一方、誤差検出トランジスタ（ＴＲ１）のコレクタ
とライン（Ｌ３）の間に接続され之抵抗（Ｒγ）（Ｒ５
）間の中点（Ｇｌは、ライン（Ｌ４）に対して検出電圧
取出し用のコンデンサ（ＣＩ＋）の両端間電圧に応じ之
一定の正電位となっている。そして、この正電位にＭ点
に於いて先の三角波電圧が重畳されるので、Ｍ点の電位
は第２図（Ｃｌの如く変化することになる。従って、こ
のＭ点の電位かライン（Ｌ３）の基準電位よりも制御ト
ランジスタ（ＴＲ２）のベース・エミツタ間立−ヒリ電
圧Ｖ！：１ｅ以上高くなったときに、このトランジＺり
（Ｔｌｌ）がターンオンする。すると、上記オン期間に
帰還巻線（Ｎ８）からの正帰還電流Ｉｆが制御トランジ
スタ（ＴＲ２）によってバイパスされることＫなり、こ
のためスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）がターンオ
フする。そして、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）
はそのターンオフから一定時間１ｆ！過後に、通常のブ
ロッキング発振動作によって再びオン状グくになる。
このようにしてスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）は
、以後オン、オフ全保り返し、これにより出力巻線（Ｎ
２ Ｈ／ｉ：発生する電圧がダイオード（Ｄ９）とコン
デンサ（Ｃ８）でｑ６Ｈ平、・１（されて直流出力重圧
として取り出される。そして、この直流出力電圧が変動
したときに、検出巻線（Ｎ４）からダイオード（Ｄ６）
とコンデンサ（Ｃ８）によって得る直流電圧もそれに応
じて変化し、それによってＧ点の電位も同様に変化する
ので、このＧ点の電位変化に応じてスイッチングトラン
ジスタ（ＴＲ４）のターンオフタイミング即ちオン期間
長が可！（直流出力電圧が上昇すると、オン期間長が短
くなる）され、それによって直流出力電圧が安定化され
る訳である。
、以後オン、オフ全保り返し、これにより出力巻線（Ｎ
２ Ｈ／ｉ：発生する電圧がダイオード（Ｄ９）とコン
デンサ（Ｃ８）でｑ６Ｈ平、・１（されて直流出力重圧
として取り出される。そして、この直流出力電圧が変動
したときに、検出巻線（Ｎ４）からダイオード（Ｄ６）
とコンデンサ（Ｃ８）によって得る直流電圧もそれに応
じて変化し、それによってＧ点の電位も同様に変化する
ので、このＧ点の電位変化に応じてスイッチングトラン
ジスタ（ＴＲ４）のターンオフタイミング即ちオン期間
長が可！（直流出力電圧が上昇すると、オン期間長が短
くなる）され、それによって直流出力電圧が安定化され
る訳である。
α工）正帰還電流制御回路（８）の動作さて、スイッチ
ングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間では、正帰還電
流制御回路（８）内のトランジスタ（ＴＲＩＩ）は帰還
巻線（Ｎ８）の両端（ｅ）（Ｃ）間に発生する電圧（第
２図（ａ））によってオンするように、抵抗（Ｒ１！１
）とツェナーダイオード（Ｄ１２）とによってバイアス
されているので、このトランジスタ（ＴＲ６）を通って
スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のベースに電ｆｆ
１Ｉｆ（第２図（ｄ））ｄ；流れることになる。その際
、この電流Ｉｆｆ、ツェナーダイオード（Ｄ１２）のツ
ェナー電圧をＶｚ・トランジスタ（ＴＲＹ）のベース・
エミッタ問電圧ｆ ＶＢ Ｅとし、インダクター（Ｌｌ
）のイン身りタンス値値をＬとすると、Ｉｆ Ｌ −＝Ｖｚ−ＶＢ ｙｓの関係があるから、工ｆ＝１
ｃｌｔ
Ｌ（Ｖｚ−ＶＢり・ｔとなり時間ｔの関
数となる。
ングトランジスタ（ＴＲ４）のオン期間では、正帰還電
流制御回路（８）内のトランジスタ（ＴＲＩＩ）は帰還
巻線（Ｎ８）の両端（ｅ）（Ｃ）間に発生する電圧（第
２図（ａ））によってオンするように、抵抗（Ｒ１！１
）とツェナーダイオード（Ｄ１２）とによってバイアス
されているので、このトランジスタ（ＴＲ６）を通って
スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のベースに電ｆｆ
１Ｉｆ（第２図（ｄ））ｄ；流れることになる。その際
、この電流Ｉｆｆ、ツェナーダイオード（Ｄ１２）のツ
ェナー電圧をＶｚ・トランジスタ（ＴＲＹ）のベース・
エミッタ問電圧ｆ ＶＢ Ｅとし、インダクター（Ｌｌ
）のイン身りタンス値値をＬとすると、Ｉｆ Ｌ −＝Ｖｚ−ＶＢ ｙｓの関係があるから、工ｆ＝１
ｃｌｔ
Ｌ（Ｖｚ−ＶＢり・ｔとなり時間ｔの関
数となる。
即ち、電流ＩｆけＶｚｌＶＢＥが一定であるから時間の
経過につれて直線的に増加する電流になる。
経過につれて直線的に増加する電流になる。
そして、この電流Ｉｆと抵抗（Ｒ２０）側に分流する電
流との和の電流が、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４
）のベースに正帰還電流として流れることになるが、上
記抵抗（Ｒ２０）の値？インダクター（Ｌりのインピー
ダンス値に比べて充分大きく選定しているので、この抵
抗（Ｒ２０）に分流する電流は先の電流１ｆＫ比べて無
視できる。
流との和の電流が、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４
）のベースに正帰還電流として流れることになるが、上
記抵抗（Ｒ２０）の値？インダクター（Ｌりのインピー
ダンス値に比べて充分大きく選定しているので、この抵
抗（Ｒ２０）に分流する電流は先の電流１ｆＫ比べて無
視できる。
したがって、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）の正
帰還電流は実質的に前述の電流Ｉｆになり、この正帰還
電流Ｉｆが図示の如くスイッチングトランジスタ（ＴＲ
４）のオン期間に於いて増大して行く。このため、例え
ば入力電圧の上昇又は負荷の減少によって破線の如くオ
ン期間が短くなって、スイッチングトランジスタ（ＴＲ
４）のコレクタ電流Ｉｆ（第２図（ｅ））のピーク値が
減少しても、それに伴なって正帰還電流Ｉｆのピーク値
も減少するので、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）
は過剰ドライブ状態にならない。ま之、逆に入力電圧の
低下又は負荷の増大によってオン期間が長くなっ之場合
は、正帰還電流Ｉｆのビータ値が増大するので、スイッ
チングトランジスタ（ＴＲ４）のドライブ不足が防止さ
れるのである。
帰還電流は実質的に前述の電流Ｉｆになり、この正帰還
電流Ｉｆが図示の如くスイッチングトランジスタ（ＴＲ
４）のオン期間に於いて増大して行く。このため、例え
ば入力電圧の上昇又は負荷の減少によって破線の如くオ
ン期間が短くなって、スイッチングトランジスタ（ＴＲ
４）のコレクタ電流Ｉｆ（第２図（ｅ））のピーク値が
減少しても、それに伴なって正帰還電流Ｉｆのピーク値
も減少するので、スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）
は過剰ドライブ状態にならない。ま之、逆に入力電圧の
低下又は負荷の増大によってオン期間が長くなっ之場合
は、正帰還電流Ｉｆのビータ値が増大するので、スイッ
チングトランジスタ（ＴＲ４）のドライブ不足が防止さ
れるのである。
しかも、上記ＩＥ帰還電流Ｉｆはスイッチングトランジ
スタ（ＴＲ４）のコレクタ電流Ｉｆて伴なって変化する
ので、この”ｔ１７ｉｔ：Ｉｆをオン期間内の略全期間
に亘ってその各瞬時におけるコレクタ電流Ｉｉに対して
最適ドライブ状態になるよう設定できる。なお、第２図
（ｆ）はスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のコレク
タ・エミッタ間電圧ヲ表わし、同図（ｐｌけこのトラン
ジスタ（ＴＲ４）での電力四ス（但し、一点鎖線は従来
の場合）を示している。
スタ（ＴＲ４）のコレクタ電流Ｉｆて伴なって変化する
ので、この”ｔ１７ｉｔ：Ｉｆをオン期間内の略全期間
に亘ってその各瞬時におけるコレクタ電流Ｉｉに対して
最適ドライブ状態になるよう設定できる。なお、第２図
（ｆ）はスイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のコレク
タ・エミッタ間電圧ヲ表わし、同図（ｐｌけこのトラン
ジスタ（ＴＲ４）での電力四ス（但し、一点鎖線は従来
の場合）を示している。
また、正帰還電流制御回路（８）内の前記ダイオード（
Ｄｌｌ）コンデンサ（ＣＩＯ）及び抵抗（Ｒ２０）は、
電源スィッチ（ＳＷ）の投入（起＃Ｉ）直後に必要なも
のである。即ち、起動直後は帰還巻線（Ｎ８）Ｋツェナ
ーダイオード（Ｄ １２ ）をオンさせるだけの電圧が
発生しておらず、従って、トランジスタ（ＴＲＹ）がオ
フとなっているので、上記コンデンサ（Ｃ１０）やダイ
オード（Ｄｌｌ）ｉ通る電流全抵抗（Ｒ２０）を介して
スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のベースに与える
のである。
Ｄｌｌ）コンデンサ（ＣＩＯ）及び抵抗（Ｒ２０）は、
電源スィッチ（ＳＷ）の投入（起＃Ｉ）直後に必要なも
のである。即ち、起動直後は帰還巻線（Ｎ８）Ｋツェナ
ーダイオード（Ｄ １２ ）をオンさせるだけの電圧が
発生しておらず、従って、トランジスタ（ＴＲＹ）がオ
フとなっているので、上記コンデンサ（Ｃ１０）やダイ
オード（Ｄｌｌ）ｉ通る電流全抵抗（Ｒ２０）を介して
スイッチングトランジスタ（ＴＲ４）のベースに与える
のである。
第３図は龍の実施例を示してお杓、この実施例は正帰還
電流制御回路（８）内のトランジスタ（ＴＲ６）をＮＰ
Ｎ型に変更した場合であり、動作は第１図のものと同一
であるので、対応する構成要素に同一図番を付すに留め
説明分省］洛する。
電流制御回路（８）内のトランジスタ（ＴＲ６）をＮＰ
Ｎ型に変更した場合であり、動作は第１図のものと同一
であるので、対応する構成要素に同一図番を付すに留め
説明分省］洛する。
なお、本発明は、ブロッキング発振方式のスイッチング
電源回路であれば、そのターンオフ制御の の型式を問わない人で、上述の如き夫ｌ′飢例１て限定
されず、従って、ターンオフ用の制御回路が＠４図の従
来例或いは更に他の構底を採っている場合にも適用でき
る。
電源回路であれば、そのターンオフ制御の の型式を問わない人で、上述の如き夫ｌ′飢例１て限定
されず、従って、ターンオフ用の制御回路が＠４図の従
来例或いは更に他の構底を採っている場合にも適用でき
る。
（ト）発明の効果
本発明に依れば、ブロッキング発振方式のスイッチング
制御型電源回路に於いて、スイッチングトランジスタの
正ＭＩ還電゛流を略正確に上記トランジスタのコレクタ
電流の変化に追随させることができるので、入力電圧や
負荷状慇の広い範囲に亘ってスイッチングトランジスタ
がドライブ不足や過剰ドライブ状態にならず、従って、
安定化制御範囲を上記正帰還電流を定インピーダンス回
路或いは定電流回路全弁して併給する場合に比較して広
くできる。しかも、上記スイッチングトランジスタをそ
のオン期間内の烙全期間に亘って常に最適状恵でドライ
ブできるので、このトランジスタでの電力ロスも低減で
きる。更に、上記正帰還電流を制御する制御回路での消
費電力も少なくなると言う利点もある。
制御型電源回路に於いて、スイッチングトランジスタの
正ＭＩ還電゛流を略正確に上記トランジスタのコレクタ
電流の変化に追随させることができるので、入力電圧や
負荷状慇の広い範囲に亘ってスイッチングトランジスタ
がドライブ不足や過剰ドライブ状態にならず、従って、
安定化制御範囲を上記正帰還電流を定インピーダンス回
路或いは定電流回路全弁して併給する場合に比較して広
くできる。しかも、上記スイッチングトランジスタをそ
のオン期間内の烙全期間に亘って常に最適状恵でドライ
ブできるので、このトランジスタでの電力ロスも低減で
きる。更に、上記正帰還電流を制御する制御回路での消
費電力も少なくなると言う利点もある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はその
要部の電圧・電流波形全示す図、第３図は他の実施例を
示す回路図、第４図は従来のスイッチング制御架＊源回
路を示す回路図である。 （ＴＲ４）ニスイツチングトランジスタ、ｔ３１：コン
バータトランス、ｆｉｌｎ正帰還電流制御回路。
要部の電圧・電流波形全示す図、第３図は他の実施例を
示す回路図、第４図は従来のスイッチング制御架＊源回
路を示す回路図である。 （ＴＲ４）ニスイツチングトランジスタ、ｔ３１：コン
バータトランス、ｆｉｌｎ正帰還電流制御回路。
Claims (1)
- （１）直流入力に対してコンバータトランスの入力巻線
とスイッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ間を
直列に接続し、前記トランスの帰還巻線から前記トラン
ジスタのベースに正帰還電流を供給してブロッキング発
振を行なわせると共に、前記トランスから得る直流電圧
の変動に応じて前記トランジスタのスイッチングタイミ
ングを制御するようにした電源回路に於いて、 前記帰還巻線と前記スイッチングトランジスタのベース
との間に接続した正帰還電流制御回路を、そのスイッチ
ングトランジスタのオン期間内に於いて時間の経過に応
じて上記帰還巻線からの正帰還電流を増加させるよう動
作すべく構成したことを特徴とするスイッチング制御型
電源回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61216517A JPH0728533B2 (ja) | 1986-09-12 | 1986-09-12 | スイツチング制御型電源回路 |
| US07/092,820 US4802076A (en) | 1986-09-12 | 1987-09-03 | Switching regulator type power supply circuit |
| DE8787113345T DE3778100D1 (de) | 1986-09-12 | 1987-09-11 | Geregeltes schaltnetzteil. |
| KR1019870010077A KR920008204B1 (ko) | 1986-09-12 | 1987-09-11 | 스위칭 제어형 전원 회로 |
| EP87113345A EP0259889B1 (en) | 1986-09-12 | 1987-09-11 | Switching regulator type power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61216517A JPH0728533B2 (ja) | 1986-09-12 | 1986-09-12 | スイツチング制御型電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6373877A true JPS6373877A (ja) | 1988-04-04 |
| JPH0728533B2 JPH0728533B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=16689674
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61216517A Expired - Lifetime JPH0728533B2 (ja) | 1986-09-12 | 1986-09-12 | スイツチング制御型電源回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4802076A (ja) |
| EP (1) | EP0259889B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0728533B2 (ja) |
| KR (1) | KR920008204B1 (ja) |
| DE (1) | DE3778100D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109309454A (zh) * | 2017-07-28 | 2019-02-05 | 胜美达集团株式会社 | 降低循环电流的电路以及变压器单元 |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0398722A3 (en) * | 1989-05-18 | 1991-01-30 | Hirotami Nakano | Uninterruptable power supply apparatus and isolating method thereof |
| KR0184568B1 (ko) * | 1996-04-25 | 1999-05-15 | 김광호 | 에스엠피에스의 이상 전원 보호장치 |
| DE19619751A1 (de) * | 1996-05-15 | 1997-11-20 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| TW344163B (en) * | 1996-09-12 | 1998-11-01 | Thomson Consumer Electronics | Self oscillating proportional drive zero voltage switching power supply |
| TW349287B (en) * | 1996-09-12 | 1999-01-01 | Thomson Consumer Electronics | A forward converter with an inductor coupled to a transformer winding |
| JP3351464B2 (ja) * | 1998-02-13 | 2002-11-25 | 株式会社村田製作所 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| JP3527636B2 (ja) * | 1998-06-12 | 2004-05-17 | 松下電工株式会社 | 自励型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| KR100577435B1 (ko) * | 1999-02-13 | 2006-05-08 | 삼성전자주식회사 | 스위칭 모드 전원 공급장치의 전원 안정화회로 |
| US9006624B2 (en) * | 2010-07-22 | 2015-04-14 | General Electric Company | Resonant frequency detection for induction resonant inverter |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4447866A (en) * | 1979-06-14 | 1984-05-08 | Conver Corporation | Supplement to cross regulation in DC to DC converters |
| JPS5936151Y2 (ja) * | 1979-09-18 | 1984-10-05 | シャープ株式会社 | 電源回路 |
| US4370701A (en) * | 1981-04-24 | 1983-01-25 | Rockwell International Corporation | Energy conserving drive circuit for switched mode converter utilizing current snubber apparatus |
| JPS592570A (ja) * | 1982-06-25 | 1984-01-09 | Sanyo Electric Co Ltd | スイツチング制御型電源回路 |
| US4488210A (en) * | 1982-04-07 | 1984-12-11 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Power supply circuit of switching regulator type |
| DE3568673D1 (en) * | 1984-07-20 | 1989-04-13 | Sanyo Electric Co | Power supply circuit of switching regulator type |
| US4654772A (en) * | 1986-03-06 | 1987-03-31 | Fyrnetics, Inc. | Power supply for electrostatic air cleaner |
-
1986
- 1986-09-12 JP JP61216517A patent/JPH0728533B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-09-03 US US07/092,820 patent/US4802076A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-09-11 DE DE8787113345T patent/DE3778100D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-09-11 KR KR1019870010077A patent/KR920008204B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1987-09-11 EP EP87113345A patent/EP0259889B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109309454A (zh) * | 2017-07-28 | 2019-02-05 | 胜美达集团株式会社 | 降低循环电流的电路以及变压器单元 |
| CN109309454B (zh) * | 2017-07-28 | 2023-10-10 | 胜美达集团株式会社 | 降低循环电流的电路以及变压器单元 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0259889B1 (en) | 1992-04-08 |
| JPH0728533B2 (ja) | 1995-03-29 |
| DE3778100D1 (de) | 1992-05-14 |
| EP0259889A2 (en) | 1988-03-16 |
| EP0259889A3 (en) | 1989-06-14 |
| KR920008204B1 (ko) | 1992-09-25 |
| US4802076A (en) | 1989-01-31 |
| KR880004630A (ko) | 1988-06-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |