JP2721523B2 - インバータ回路 - Google Patents
インバータ回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は蛍光灯の電子安定器などに用いるインバータ
回路に関するものである。
回路に関するものである。
［従来の技術］ 第３図は従来のインバータ回路（特開昭58−123376号
公報参照）の回路図である。以下、その回路構成につい
て説明する。直流電源Ｅには、電源スイッチS1を介して
トランジスタTr1,Tr2の直列回路とコンデンサC1,C2の直
列回路が並列接続されており、トランジスタTr1,Tr2の
接続点とコンデンサC1,C2の接続点の間に、負荷Ｌが接
続されている。各トランジスタTr1,Tr2は制御部Ｘから
制御信号を受けており、制御部Ｘの電源は起動時にはス
イッチング素子S2を介して直流電源Ｅから供給され、定
常発振動作時にはトランスT1を介してインバータ出力か
ら帰還される。
公報参照）の回路図である。以下、その回路構成につい
て説明する。直流電源Ｅには、電源スイッチS1を介して
トランジスタTr1,Tr2の直列回路とコンデンサC1,C2の直
列回路が並列接続されており、トランジスタTr1,Tr2の
接続点とコンデンサC1,C2の接続点の間に、負荷Ｌが接
続されている。各トランジスタTr1,Tr2は制御部Ｘから
制御信号を受けており、制御部Ｘの電源は起動時にはス
イッチング素子S2を介して直流電源Ｅから供給され、定
常発振動作時にはトランスT1を介してインバータ出力か
ら帰還される。
第４図は制御部Ｘの回路図である。制御部Ｘはトラン
ジスタTr1,Tr2の制御信号を発生するための制御回路Ａ
と、制御回路Ａの制御信号を増幅してトランジスタTr1,
Tr2に印加する駆動回路Ｂと、これらの動作電源を供給
する電源回路とを含む。まず、制御回路Ａは、NANDゲー
トG1,G2と抵抗R2,R3及びコンデンサC3で構成されてお
り、交互に“High"レベルと“Low"レベルに反転する出
力信号を発生する。この出力信号は駆動回路Ｂにおける
トランジスタTr3及びTr4のベースに供給されている。ト
ランジスタTr3,Tr4の出力は、それぞれ駆動トランスT2,
T3及び抵抗R5,R6を介してトランジスタTr1,Tr2のベース
・エミッタ間に加えられている。
ジスタTr1,Tr2の制御信号を発生するための制御回路Ａ
と、制御回路Ａの制御信号を増幅してトランジスタTr1,
Tr2に印加する駆動回路Ｂと、これらの動作電源を供給
する電源回路とを含む。まず、制御回路Ａは、NANDゲー
トG1,G2と抵抗R2,R3及びコンデンサC3で構成されてお
り、交互に“High"レベルと“Low"レベルに反転する出
力信号を発生する。この出力信号は駆動回路Ｂにおける
トランジスタTr3及びTr4のベースに供給されている。ト
ランジスタTr3,Tr4の出力は、それぞれ駆動トランスT2,
T3及び抵抗R5,R6を介してトランジスタTr1,Tr2のベース
・エミッタ間に加えられている。
駆動回路Ｂの動作電源電圧VCCは、直流電源Ｅより、
スイッチング素子S2、抵抗R1を介してコンデンサC03を
予め充電しておくことにより得られ、インバータが発振
動作を開始した後は、負荷Ｌの両端に生じるインバータ
の発振出力からトランスT1、ダイオードブリッジDB2を
介してコンデンサC03を充電することにより得られる。
制御回路Ａの動作電源電圧VDDは、コンデンサC03より、
抵抗R0を介してコンデンサC02を充電することにより得
られる。コンデンサC02の両端には、電圧規制用のツェ
ナダイオードZDが並列接続されている。制御回路ＡはNA
NDゲートG1,G2などのIC部品よりなるので、その消費電
力は比較的小さいが、駆動回路ＢはトランジスタTr1,Tr
2のベース電流を供給しなければならないので、消費電
力が比較的大きい。このため、駆動回路Ａの電源を構成
する平滑コンデンサC02は、駆動回路Ｂの電源を構成す
る平滑コンデンサC03よりも小容量のもので良い。
スイッチング素子S2、抵抗R1を介してコンデンサC03を
予め充電しておくことにより得られ、インバータが発振
動作を開始した後は、負荷Ｌの両端に生じるインバータ
の発振出力からトランスT1、ダイオードブリッジDB2を
介してコンデンサC03を充電することにより得られる。
制御回路Ａの動作電源電圧VDDは、コンデンサC03より、
抵抗R0を介してコンデンサC02を充電することにより得
られる。コンデンサC02の両端には、電圧規制用のツェ
ナダイオードZDが並列接続されている。制御回路ＡはNA
NDゲートG1,G2などのIC部品よりなるので、その消費電
力は比較的小さいが、駆動回路ＢはトランジスタTr1,Tr
2のベース電流を供給しなければならないので、消費電
力が比較的大きい。このため、駆動回路Ａの電源を構成
する平滑コンデンサC02は、駆動回路Ｂの電源を構成す
る平滑コンデンサC03よりも小容量のもので良い。
［発明が解決しようとする課題］ 上述のインバータ回路にあっては、インバータの発振
出力により制御部Ｘの動作電源を得るものであるが、起
動時にはインバータの発振出力が無いので、スイッチン
グ素子S2をオン状態として、直流電源Ｅから制御部Ｘへ
抵抗R1を介して起動用の電力を供給する必要があるが、
直流電源Ｅの電圧は制御部Ｘの電源電圧よりもかなり大
きいので、抵抗R1での電力損失が大きくなるという欠点
があった。したがって、インバータの発振開始後に、ト
ランスT1を介してインバータの発振出力により電源が供
給されたことを検出してスイッチング素子S2をオフし、
直流電源Ｅからの電流を遮断する必要があり、このスイ
ッチング素子S2（例えば、トランジスタ）の耐圧が大き
くなるという欠点がある上に、スイッチング素子S2を制
御するための回路構成が複雑になるという欠点があっ
た。また、制御回路Ａと駆動回路Ｂの電源を共にコンデ
ンサC03から得ようとすると、駆動回路Ｂは消費電力が
大きく、インピーダンスが小さいため、コンデンサC03
の電圧が十分に上昇するまでに、時間的な遅れが生じ
る。このため、コンデンサC03の電圧が十分に上昇しな
い状態で制御回路Ａが動作を開始することになり、発振
が不安定になるという欠点があった。
出力により制御部Ｘの動作電源を得るものであるが、起
動時にはインバータの発振出力が無いので、スイッチン
グ素子S2をオン状態として、直流電源Ｅから制御部Ｘへ
抵抗R1を介して起動用の電力を供給する必要があるが、
直流電源Ｅの電圧は制御部Ｘの電源電圧よりもかなり大
きいので、抵抗R1での電力損失が大きくなるという欠点
があった。したがって、インバータの発振開始後に、ト
ランスT1を介してインバータの発振出力により電源が供
給されたことを検出してスイッチング素子S2をオフし、
直流電源Ｅからの電流を遮断する必要があり、このスイ
ッチング素子S2（例えば、トランジスタ）の耐圧が大き
くなるという欠点がある上に、スイッチング素子S2を制
御するための回路構成が複雑になるという欠点があっ
た。また、制御回路Ａと駆動回路Ｂの電源を共にコンデ
ンサC03から得ようとすると、駆動回路Ｂは消費電力が
大きく、インピーダンスが小さいため、コンデンサC03
の電圧が十分に上昇するまでに、時間的な遅れが生じ
る。このため、コンデンサC03の電圧が十分に上昇しな
い状態で制御回路Ａが動作を開始することになり、発振
が不安定になるという欠点があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、制御回路及び駆動回路の電源
を低損失で得ることができ、しかも安定に発振させるこ
とができるインバータ回路を提供することにある。
その目的とするところは、制御回路及び駆動回路の電源
を低損失で得ることができ、しかも安定に発振させるこ
とができるインバータ回路を提供することにある。
［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第
１図に示すように、直流電源電圧を高周波電圧に変換す
るインバータ回路において、インバータ用のスイッチン
グ素子（トランジスタTr1,Tr2）をオン・オフ制御する
ための信号を発生する制御回路Ａと、直流電源電圧を分
圧して制御回路Ａに動作電圧を供給する第１の電源と、
制御回路Ａの信号に応じてインバータ用のスイッチング
素子を駆動する駆動回路Ｂと、インバータ出力を整流平
滑して駆動回路Ｂに動作電圧を供給する第２の電源とを
備えるものである。
１図に示すように、直流電源電圧を高周波電圧に変換す
るインバータ回路において、インバータ用のスイッチン
グ素子（トランジスタTr1,Tr2）をオン・オフ制御する
ための信号を発生する制御回路Ａと、直流電源電圧を分
圧して制御回路Ａに動作電圧を供給する第１の電源と、
制御回路Ａの信号に応じてインバータ用のスイッチング
素子を駆動する駆動回路Ｂと、インバータ出力を整流平
滑して駆動回路Ｂに動作電圧を供給する第２の電源とを
備えるものである。
［作用］ 本発明にあっては、このように、比較的消費電力の小
さい制御回路Ａの電源は直流電源電圧を分圧して供給
し、比較的消費電力の大きい駆動回路Ｂの電源はインバ
ータ出力から供給するようにしたので、常に直流電源電
圧を分圧しながら制御回路Ａの電源を供給し続けても、
分圧による電力損失は少なくて済み、したがって、従来
例のように高耐圧のスイッチング素子を設けて直流電源
からの電流を遮断する必要はない。また、駆動回路Ｂの
電源電圧とは別個に制御回路Ａの電源電圧のみを速やか
に上昇させることができるので、発振が安定する。さら
に、電源投入時に直流電源電圧から駆動回路Ｂの電源に
起動用の電力を供給する場合においても、駆動回路Ｂの
電源電圧は制御回路Ａの電源電圧よりも遅く立ち上がる
方が好ましいので、起動用の電力供給のための電流は小
さくても良く、インバータの発振開始後に、その電流供
給経路を遮断する必要はなくなる。
さい制御回路Ａの電源は直流電源電圧を分圧して供給
し、比較的消費電力の大きい駆動回路Ｂの電源はインバ
ータ出力から供給するようにしたので、常に直流電源電
圧を分圧しながら制御回路Ａの電源を供給し続けても、
分圧による電力損失は少なくて済み、したがって、従来
例のように高耐圧のスイッチング素子を設けて直流電源
からの電流を遮断する必要はない。また、駆動回路Ｂの
電源電圧とは別個に制御回路Ａの電源電圧のみを速やか
に上昇させることができるので、発振が安定する。さら
に、電源投入時に直流電源電圧から駆動回路Ｂの電源に
起動用の電力を供給する場合においても、駆動回路Ｂの
電源電圧は制御回路Ａの電源電圧よりも遅く立ち上がる
方が好ましいので、起動用の電力供給のための電流は小
さくても良く、インバータの発振開始後に、その電流供
給経路を遮断する必要はなくなる。
［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。以下、
その回路構成について説明する。商用交流電源ACは電源
スイッチS1を介してダイオードブリッジDBの交流入力端
子に接続されている。ダイオードブリッジDBの直流出力
端子には平滑用のコンデンサC01が接続されている。電
源スイッチS1を投入すると、商用交流電源ACの交流電圧
はダイオードブリッジDBにより全波整流されて、コンデ
ンサC01の両端に直流電源Ｅが得られる。直流電源Ｅに
は、トランジスタTr1,Tr2の直列回路とコンデンサC1,C2
の直列回路が並列接続されており、トランジスタTr1,Tr
2の接続点とコンデンサC1,C2の接続点の間に、負荷Ｌが
接続されている。
その回路構成について説明する。商用交流電源ACは電源
スイッチS1を介してダイオードブリッジDBの交流入力端
子に接続されている。ダイオードブリッジDBの直流出力
端子には平滑用のコンデンサC01が接続されている。電
源スイッチS1を投入すると、商用交流電源ACの交流電圧
はダイオードブリッジDBにより全波整流されて、コンデ
ンサC01の両端に直流電源Ｅが得られる。直流電源Ｅに
は、トランジスタTr1,Tr2の直列回路とコンデンサC1,C2
の直列回路が並列接続されており、トランジスタTr1,Tr
2の接続点とコンデンサC1,C2の接続点の間に、負荷Ｌが
接続されている。
制御回路Ａは、NANDゲートG1,G2と抵抗R2,R3及びコン
デンサC3で構成されており、交互に“High"レベルと“L
ow"レベルに反転する出力信号を発生する。この出力信
号は駆動回路ＢにおけるトランジスタTr3及びTr4のベー
スに供給されている。トランジスタTr3,Tr4の出力は、
それぞれ駆動トランスT2,T3及び抵抗R5,R6を介してトラ
ンジスタTr1,Tr2のベース・エミッタ間に加えられてい
る。
デンサC3で構成されており、交互に“High"レベルと“L
ow"レベルに反転する出力信号を発生する。この出力信
号は駆動回路ＢにおけるトランジスタTr3及びTr4のベー
スに供給されている。トランジスタTr3,Tr4の出力は、
それぞれ駆動トランスT2,T3及び抵抗R5,R6を介してトラ
ンジスタTr1,Tr2のベース・エミッタ間に加えられてい
る。
制御回路Ａの動作電源電圧VDDは、交流電源ACの一端
（又はダイオードブリッジDBの正端子）より、ダイオー
ドD1、抵抗R1を介してコンデンサC02を充電することに
より得られる。駆動回路Ｂの動作電源電圧VCCは、交流
電源ACの一端（又はダイオードブリッジDBの正端子）よ
り、ダイオードD1、抵抗R7を介してコンデンサC03を予
め充電しておくことにより得られ、インバータが発振動
作を開始した後は、負荷Ｌの両端に生じるインバータの
発振出力からトランスT1、抵抗R4、ダイオードD2を介し
てコンデンサC03を充電することにより得られる。制御
回路ＡはNANDゲートG1,G2などのIC部品よりなるので、
その消費電力は比較的小さいが、駆動回路Ｂはトランジ
スタTr1,Tr2のベース電流を供給しなければならないの
で、消費電力が比較的大きい。このため、駆動回路Ａの
電源を構成する平滑コンデンサC02は、駆動回路Ｂの電
源を構成する平滑コンデンサC03よりも小容量のもので
良い。
（又はダイオードブリッジDBの正端子）より、ダイオー
ドD1、抵抗R1を介してコンデンサC02を充電することに
より得られる。駆動回路Ｂの動作電源電圧VCCは、交流
電源ACの一端（又はダイオードブリッジDBの正端子）よ
り、ダイオードD1、抵抗R7を介してコンデンサC03を予
め充電しておくことにより得られ、インバータが発振動
作を開始した後は、負荷Ｌの両端に生じるインバータの
発振出力からトランスT1、抵抗R4、ダイオードD2を介し
てコンデンサC03を充電することにより得られる。制御
回路ＡはNANDゲートG1,G2などのIC部品よりなるので、
その消費電力は比較的小さいが、駆動回路Ｂはトランジ
スタTr1,Tr2のベース電流を供給しなければならないの
で、消費電力が比較的大きい。このため、駆動回路Ａの
電源を構成する平滑コンデンサC02は、駆動回路Ｂの電
源を構成する平滑コンデンサC03よりも小容量のもので
良い。
なお、抵抗R7は電源投入後、駆動回路Ｂに初期電力を
与えるための抵抗であり、抵抗R1に比較して抵抗値は大
きく設定してあり、抵抗R7における電力損失は極めて小
さいものである。
与えるための抵抗であり、抵抗R1に比較して抵抗値は大
きく設定してあり、抵抗R7における電力損失は極めて小
さいものである。
［実施例２］ 第２図は本発明の第２実施例の回路図である。以下、
その回路構成について説明する。商用交流電源ACは電源
スイッチS1を介してダイオードブリッジDBの交流入力端
子に接続されている。ダイオードブリッジDBの直流出力
端子には平滑用のコンデンサC01が接続されている。電
源スイッチS1を投入すると、商用交流電源ACの交流電圧
はダイオードブリッジDBにより全波整流されて、コンデ
ンサC01の両端に直流電源Ｅが得られる。
その回路構成について説明する。商用交流電源ACは電源
スイッチS1を介してダイオードブリッジDBの交流入力端
子に接続されている。ダイオードブリッジDBの直流出力
端子には平滑用のコンデンサC01が接続されている。電
源スイッチS1を投入すると、商用交流電源ACの交流電圧
はダイオードブリッジDBにより全波整流されて、コンデ
ンサC01の両端に直流電源Ｅが得られる。
直流電源Ｅの両端には、主スイッチング素子たるトラ
ンジスタTr1,Tr2が直列接続され、各トランジスタTr1,T
r2にはそれぞれダイオードD3,D4が逆並列接続されてい
る。トランジスタTr1の両端には、直流成分をカットす
るための結合コンデンサC7と、負荷電流を帰還するため
の電流トランスCT1とを介して、負荷回路が接続されて
いる。負荷回路は、インダクタL1、コンデンサC8及び放
電灯ＬよりなるLC共振回路にて構成されており、負荷電
流は振動電流となる。この振動電流は電流トランスCT1
の１次巻線n1を介して流れる。したがって、電流トラン
スCT1の２次巻線n2には、負荷回路に流れる振動電流に
応じて極性の変化する電圧が誘起され、この誘起電圧を
抵抗R5を介してトランジスタTr1のベース・エミッタ間
に印加して、トランジスタTr1をオン・オフ制御する。
ンジスタTr1,Tr2が直列接続され、各トランジスタTr1,T
r2にはそれぞれダイオードD3,D4が逆並列接続されてい
る。トランジスタTr1の両端には、直流成分をカットす
るための結合コンデンサC7と、負荷電流を帰還するため
の電流トランスCT1とを介して、負荷回路が接続されて
いる。負荷回路は、インダクタL1、コンデンサC8及び放
電灯ＬよりなるLC共振回路にて構成されており、負荷電
流は振動電流となる。この振動電流は電流トランスCT1
の１次巻線n1を介して流れる。したがって、電流トラン
スCT1の２次巻線n2には、負荷回路に流れる振動電流に
応じて極性の変化する電圧が誘起され、この誘起電圧を
抵抗R5を介してトランジスタTr1のベース・エミッタ間
に印加して、トランジスタTr1をオン・オフ制御する。
このように、一方のトランジスタTr1は負荷回路に流
れる振動電流を帰還することによりオン・オフ制御され
るが、他方のトランジスタTr2は制御回路Ａによりオン
・オフ制御される。制御回路Ａにおいては、トランジス
タTr2の両端電圧を抵抗R10,R11で検出して、汎用のタイ
マーIC（例えば日本電気製μPD5555）よりなるタイマー
回路tmを動作させることにより、トランジスタTr2をト
ランジスタTr1のオフ時点から一定時間だけオンさせる
ものである。タイマー回路tmはトランジスタTr2がオン
される時間τ１を設定する。制御回路ＡにおけるNOT回
路N1,コンデンサC4と抵抗R8よりなる微分回路、及びNOT
回路N2を含むゲートパルス回路は、抵抗R10,R11による
検出電圧の立ち下がり時点（トランジスタTr1のオフ時
点）においてトリガー信号を作成する。このトリガー信
号はタイマー回路tmのトリガー入力（２番ピン）に入力
される。タイマー回路tmの出力（３番ピン）は、トリガ
ー時点から抵抗R9とコンデンサC6の時定数で決まる所定
の時間は“High"レベルとなる。この時間によりトラン
ジスタTr2のオン時間τ１が決定される。タイマー回路t
mの出力は、NPNトランジスタTr5とPNPトランジスタTr6
を相補接続したエミッタホロア回路よりなる駆動回路Ｂ
にて低インピーダンス化されて、抵抗R6を介してトラン
ジスタTr2のベースに印加される。
れる振動電流を帰還することによりオン・オフ制御され
るが、他方のトランジスタTr2は制御回路Ａによりオン
・オフ制御される。制御回路Ａにおいては、トランジス
タTr2の両端電圧を抵抗R10,R11で検出して、汎用のタイ
マーIC（例えば日本電気製μPD5555）よりなるタイマー
回路tmを動作させることにより、トランジスタTr2をト
ランジスタTr1のオフ時点から一定時間だけオンさせる
ものである。タイマー回路tmはトランジスタTr2がオン
される時間τ１を設定する。制御回路ＡにおけるNOT回
路N1,コンデンサC4と抵抗R8よりなる微分回路、及びNOT
回路N2を含むゲートパルス回路は、抵抗R10,R11による
検出電圧の立ち下がり時点（トランジスタTr1のオフ時
点）においてトリガー信号を作成する。このトリガー信
号はタイマー回路tmのトリガー入力（２番ピン）に入力
される。タイマー回路tmの出力（３番ピン）は、トリガ
ー時点から抵抗R9とコンデンサC6の時定数で決まる所定
の時間は“High"レベルとなる。この時間によりトラン
ジスタTr2のオン時間τ１が決定される。タイマー回路t
mの出力は、NPNトランジスタTr5とPNPトランジスタTr6
を相補接続したエミッタホロア回路よりなる駆動回路Ｂ
にて低インピーダンス化されて、抵抗R6を介してトラン
ジスタTr2のベースに印加される。
このインバータ回路は、電源が投入されたときに発振
動作を開始するための起動回路STを備えている。この起
動回路STは電源投入によりコンデンサC9が抵抗R12を介
して充電され、その充電電圧が２端子サイリスタQ1のブ
レークオーバー電圧に達すると２端子サイリスタQ1がオ
ンし、トランジスタTr2のベースに２端子サイリスタQ1
を介してベース電流を流してトランジスタTr2を最初に
オン動作させ、インバータ回路を起動するものである。
動作を開始するための起動回路STを備えている。この起
動回路STは電源投入によりコンデンサC9が抵抗R12を介
して充電され、その充電電圧が２端子サイリスタQ1のブ
レークオーバー電圧に達すると２端子サイリスタQ1がオ
ンし、トランジスタTr2のベースに２端子サイリスタQ1
を介してベース電流を流してトランジスタTr2を最初に
オン動作させ、インバータ回路を起動するものである。
制御回路ＡのNOT回路N1,N2及びタイマー回路tmは消費
電力が比較的小さいので、商用交流電源ACの一端よりダ
イオードD1、抵抗R1を介してコンデンサC02を充電する
ことにより電源を供給する。また、主トランジスタTr2
の駆動回路Ｂの消費電力が大きいので、インバータの発
振出力をインダクタL1の２次巻線n2から帰還して、ダイ
オードD2、抵抗R4を介してコンデンサC03を充電するこ
とにより電源を供給する。なお、インバータの起動時に
は、ダイオードD1、抵抗R7を介してコンデンサC03を予
め充電しておくことにより駆動回路Ｂの電源を供給し、
インバータ回路が発振動作を開始した後は、インダクタ
L1の２次巻線n2からコンデンサC03を充電して、駆動回
路Ｂの電源を供給するものである。
電力が比較的小さいので、商用交流電源ACの一端よりダ
イオードD1、抵抗R1を介してコンデンサC02を充電する
ことにより電源を供給する。また、主トランジスタTr2
の駆動回路Ｂの消費電力が大きいので、インバータの発
振出力をインダクタL1の２次巻線n2から帰還して、ダイ
オードD2、抵抗R4を介してコンデンサC03を充電するこ
とにより電源を供給する。なお、インバータの起動時に
は、ダイオードD1、抵抗R7を介してコンデンサC03を予
め充電しておくことにより駆動回路Ｂの電源を供給し、
インバータ回路が発振動作を開始した後は、インダクタ
L1の２次巻線n2からコンデンサC03を充電して、駆動回
路Ｂの電源を供給するものである。
本実施例においても、抵抗R7はコンデンサC03に初期
電力を供給するために用いられており、その消費電力は
無視できる程度に小さいものである。
電力を供給するために用いられており、その消費電力は
無視できる程度に小さいものである。
［発明の効果］ 本発明は上述のように、直流電源電圧を高周波電圧に
変換するインバータ回路において、制御回路は消費電力
が小さく、電源電圧を投入した後、安定な発振を継続す
る必要があるため、直流電源電圧を分圧して電源を供給
するようにし、駆動回路は消費電力が大きく、電源電圧
の安定性は余り問題でないので、インバータの発振出力
を整流平滑して電源を供給するようにしたから、電源投
入後、安定に発振するという利点があり、しかも制御回
路は消費電力が小さいので、直流電源電圧を常に分圧し
て電力供給しても電力損失は大きくならないという利点
がある。
変換するインバータ回路において、制御回路は消費電力
が小さく、電源電圧を投入した後、安定な発振を継続す
る必要があるため、直流電源電圧を分圧して電源を供給
するようにし、駆動回路は消費電力が大きく、電源電圧
の安定性は余り問題でないので、インバータの発振出力
を整流平滑して電源を供給するようにしたから、電源投
入後、安定に発振するという利点があり、しかも制御回
路は消費電力が小さいので、直流電源電圧を常に分圧し
て電力供給しても電力損失は大きくならないという利点
がある。
第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は本発明
の第２実施例の回路図、第３図は従来のインバータ回路
の回路図、第４図は同上に用いる制御部の回路図であ
る。 Ｅは直流電源、Tr1,Tr2はトランジスタ、C02,C03はコン
デンサ、Ａは制御回路、Ｂは駆動回路である。
の第２実施例の回路図、第３図は従来のインバータ回路
の回路図、第４図は同上に用いる制御部の回路図であ
る。 Ｅは直流電源、Tr1,Tr2はトランジスタ、C02,C03はコン
デンサ、Ａは制御回路、Ｂは駆動回路である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−241295（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−123375（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−174575（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−98999（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−65673（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−8599（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭64−36999（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭63−164200（ＪＰ，Ｕ) 実開 平１−140797（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭49−21876（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源電圧を高周波電圧に変換するイン
バータ回路において、インバータ用のスイッチング素子
をオン・オフ制御するための信号を発生する制御回路
と、直流電源電圧を分圧して制御回路に動作電圧を供給
する第１の電源と、制御回路の信号に応じてインバータ
用のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、インバー
タ出力を整流平滑して駆動回路に動作電圧を供給する第
２の電源とを備えることを特徴とするインバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29727888A JP2721523B2 (ja) | 1988-11-25 | 1988-11-25 | インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29727888A JP2721523B2 (ja) | 1988-11-25 | 1988-11-25 | インバータ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02144892A JPH02144892A (ja) | 1990-06-04 |
| JP2721523B2 true JP2721523B2 (ja) | 1998-03-04 |
Family
ID=17844452
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29727888A Expired - Lifetime JP2721523B2 (ja) | 1988-11-25 | 1988-11-25 | インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2721523B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020043003A (ko) * | 2000-12-01 | 2002-06-08 | 류정열 | 자동차의 스트러트 마운팅 회전방지구조 |
-
1988
- 1988-11-25 JP JP29727888A patent/JP2721523B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02144892A (ja) | 1990-06-04 |
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