JPH02284381A - 照明負荷制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、照明負荷を高周波で調光点灯させる照明負荷
制御装置に関するものである。

［従来の技術］ 第１２図は従来の照明負荷制御装置の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。商用交流電源ＡＣ
はダイオードブリッジＤＢにより全波整流され、コンデ
ンサＣ０により平滑されて、直流電源Ｅ１に変換される
。この直流電源Ｅ、には、主スイツチング素子たるトラ
ンジスタＱ　２　、　Ｑ　−の直列回路が並列接続され
、各トランジスタＱ２．Ｑ。

にはそれぞれダイオードＤ　Ｉ、　Ｄ　ｘが逆並列接続
されている。トランジスタＱ２の両端には、直流成分を
カットするための結合コンデンサＣｄと、負荷電流を帰
還するための電流トランスＣＴとを介して、負荷回路が
接続されている。負荷回路は、放電灯よりなる照明負荷
２、限流及び共振用のインダクタＬ１、共振用のコンデ
ンサＣ２、共振及び予熱電流通電用のコンデンサＣ１を
含むＬＣ共振回路にて構成されており、負荷電流は振動
電流となる。この振動電流は電流トランスＣＴの１次巻
線を介して流れる。したがって、電流トランスＣＴの２
次巻線には、負荷回路に流れる振動電流に応じて極性の
変化する電圧が誘起され、この誘起電圧を抵抗Ｒ２を介
してトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に印加して
、トランジスタＱ２をスイッチングさせる。トランジス
タＱ、のベースには、制御回路３の出力信号が供給され
ている。制御回路３においては、トランジスタＱ、の両
端電圧を抵抗Ｒ，，Ｒ，により検出して、トランジスタ
Ｑ、の両端電圧が立ち下がってから所定時間トランジス
タＱ、をオンさせるものである。

この高周波変換回路１は、直流電源Ｅ１が投入されたと
きに、自励発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサＣＩが
抵抗Ｒ＋を介して充電され、その充電電圧が２端子サイ
リスタＱ、のブレークオーバー電圧に達すると２端子サ
イリスタＱ、がオンし、トランジスタＱ３のベースに２
端子サイリスタＱ、を介してベース電流を流してトラン
ジスタＱ、を最初にオン動作させ、発振動作を開始させ
るものである。

以下、第１２図回路の動作について説明する。

電源を投入すると、起動回路によりトランジスタＱ、が
オンとなり、その両端電圧が“Ｌｏｗ”レベルになる。

これにより、制御回路３がトリガーされて、その出力が
“’Ｈｉｇｈ’“レベルとなり１、トランジスタＱ、の
オン状態が維持される。トランジスタＱ、がオンすると
、ダイオードＤ０が導通して、コンデンサＣ６は充電さ
れなくなるので、起動回路は停止する。このとき、電流
トランスＣＴの２次巻線は、トランジスタＱ２のベース
・エミッタ間に逆バイアスの電圧を印加するような極性
に巻かれているので、トランジスタＱ２はオフ状態を維
持する０次に、調光回路４で設定された所定時間の経過
後に、制御回路３の出方は“Ｌｏｗ”レベルとなり、ト
ランジスタＱ、はオフ状態になる。トランジスタＱ、が
オフすると、トランジスタＱ３のコレクタ電流が減少す
ることによりインダクタし。

の残留インダクタンスは逆の誘起電圧を発生し、インダ
クタＬ１に流れる振動電流は同一方向に流れようとする
ので、ダイオードＤ、が導通ずる。

また、電流トランスＣＴの２次巻線が逆の誘起電圧を発
生することにより、トランジスタＱ２が順バイアスされ
て、トランジスタＱ２はオン状態となる。ダイオードＤ
Ｉの電流がゼロになると、コンデンサＣｄの蓄積電荷を
電源としてトランジスタＱ２に電流が流れる。このとき
、インダクタし。

のコアは飽和磁束に向かって直線的に磁化される。

やがて、コアが飽和磁束に達すると、インダクタンスは
急激にゼロの方向に向かい、その結果、トランジスタＱ
２のコレクタ電流の時間変化分は無限大となる。トラン
ジスタＱ２のコレクタ電流がベース電流のｈｆｅ倍に達
すると、トランジスタＱ２は不飽和状態となり、電流ト
ランスＣＴから帰還されるベース電流が減少してトラン
ジスタＱ２はオフする。トランジスタＱ２がオフした後
も、インダクタＬ１に流れる振動電流は同一方向に流れ
ようとするので、ダイオードＤ、が導通し、負荷回路、
コンデンサＣｄ、直流電源Ｅ、の経路で電流が流れる。

ダイオードＤ２が導通すると、トランジスタＱ３の両端
電圧はゼロになるので、制御回路３がトリガーされて、
制御回路３の出力が“Ｈｉｇｈ”レベルになり、トラン
ジスタＱ、は順バイアスされる。ダイオードＤ２に流れ
る振動電流がゼロになった後は、直流電源Ｅ１より、コ
ンデンサＣｄ、負荷回路、トランジスタＱ、の経路で電
流が流れる。以下、上述の動作を繰り返すことにより、
インバータの発振動作が継続される。

調光回路４から制御口Ｒ３に供給される調光信号として
は、周波数が一定で、オン・デユーティ（１周期に占め
るオン時間の割合）が可変とされた信号が用いられる。

調光用の可変抵抗ＶＲを最小値と最大値の間で変化させ
ると、調光信号のオン・デユーティは０％〜１００％の
範囲で直線的に変化する。

第１２図の装置における制御回路３は、上述のようなオ
ン・デユーティが可変とされた調光信号を調光回路４か
ら供給されて、調光制御を行うものである。この制御回
路３は汎用の集積回路（例えば日本電気製μＰＤ４５３
８）よりなる単安定マルチバイブレータＩＣ，を備えて
いる。この単安定マルチバイブレータＩＣ，は、立ち下
がりトリガー入力端子Ｂが“Ｈｉｇｈ″レベルから“Ｌ
ｏｗ”レベルに変化した後、一定時間は出力端子Ｑが“
Ｈｉｇｈ”レベル、出力端子ｑが“ＬＯｗ″レベルとな
る０本実施例にあっては、トランジスタＱ、の両端電圧
を抵抗Ｒ：ｌ　、　Ｒ４の直列回路で分圧することによ
り検出し、単安定マルチバイブレータＩＣ，のトリガー
信号としている。単安定マルチバイブレータ■Ｃ１の出
力端子Ｑが“Ｈｉｇｈ”レベルになる時間（出力端子ｑ
が“Ｌｏｗ”レベルになる時間）は、抵抗Ｒ７とコンデ
ンサＣ１の時定数で決定される。出力端子Ｑは駆動用の
トランジスタＱ４のベースに接続され、出力端子ｑは駆
動用のトランジスタＱｓのベースに接続されている。ト
ランジスタＱ４のコレクタは直流電源Ｅ２の正極に、ト
ランジスタＱ５のエミッタは直流電源Ｅ、の負極に、そ
れぞれ接続され、トランジスタＱ、のエミッタとトラン
ジスタＱ５のコレクタは、トランジスタＱ、のベースに
接続されている。したがって、単安定マルチバイブレー
タ■Ｃ１は、トランジスタＱ、のオン期間を決めるため
のタイマー回路として動作する。単安定マルチバイブレ
ータ■Ｃ１の時定数設定用の抵抗Ｒ７とコンデンサＣ１
の接続点には、ダイオードＤ、及び抵抗Ｒ６を介してオ
ペアンプ■Ｃ２の出力が接続されている。オペアンプＩ
Ｃ，は反転入力端子を出力端子に接続されたインピーダ
ンス変換器であり、非反転入力端子に印加されたコンデ
ンサＣ２の電圧を低インピーダンス化して出力する。コ
ンデンサＣ１には電荷放電用の抵抗Ｒ７が並列接続され
ており、オペアンプＩＣ，の出力電圧により充電される
。オペアンプＩ　Ｃ３は反転入力端子を出力端子に接続
されたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子に
印加されたコンデンサＣ６の電圧を低インピーダンス化
して出力する。

コンデンサＣ６は、トランジスタＱ、、Ｑ、を含むカレ
ントミラー回路８からの定電流により充電され、両端に
並列接続されたトランジスタＱ、がオンしたときに、電
荷を放電される。カレントミラー回路８からコンデンサ
Ｃ６に供給される定電流は、直流電源Ｅ２からトランジ
スタＱｓを介して抵抗Ｒ＠に流れる電流と同じとなる。

トランジスタＱ＠のベースには、直流電源Ｅ２の電圧を
抵抗Ｒ１゜、Ｒ９により分圧して得られた電圧により順
バイアスが与えられる。抵抗Ｒ９の両端にはトランジス
タＱ。

が並列接続されており、トランジスタＱ、が調光回路４
の出力によりオンされたときには、トランジスタＱ６の
順バイアスは消失し、トランジスタＱ、はオフする。こ
のとき、コンデンサＣ６はカレントミラー回路８からの
定電流により充電され、その充電電圧Ｖ、は直線的に上
昇する。コンデンサＣ６の充電電圧ｖｌの波形は、周波
数が一定で、電圧上昇期間が調光信号におけるオン時間
幅に等しい三角波となる。したがって、調光信号におけ
るオン時間幅が長くなるにつれて、コンデンサＣ６の充
電電圧■、のピーク値は高くなる。オペアンプＩＣ，、
ＩＣ３とコンデンサＣ６及び抵抗Ｒ１は、コンデンサＣ
６の充電電圧■１のピーク保持回路を構成しており、そ
の出力電圧Ｖ２は、コンデンサＣ６の充電電圧■、のピ
ークの直流電圧となる。このため、出力電圧Ｖ２は、調
光回路４の調光信号におけるオン・デユーティに比例し
て、直線的に変化する電圧となる。また、抵抗Ｒ６は制
御抵抗であり、上記出力電圧■２により抵抗Ｒ９と並列
的に電流経路を形成し、出力電圧Ｖ２の上昇に応じてコ
ンデンサＣ４の充電電流を増加させて、単安定マルチバ
イブレータＩＣ，の時定数を小さく制御するものである
。これにより、調光信号のオン・デユーティが大きくな
るにつれて、出力電圧■２が上昇し、単安定マルチバイ
ブレータＩＣ，の時定数が小さくなり、トランジスタＱ
、のオン期間が短くなるので、照明負荷２の光出力は低
下する。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、上述の従来例において、調光回路４では、交
流電源ＡＣより降圧用のトランスＴｆ、全波整流用のダ
イオードブリッジＤＢ、限流用の抵抗Ｒを介して、平滑
用の電解コンデンサＣを充電し、直流電源Ｅ３を得てい
る。それ故、電源投入後、調光回路４の直流電源Ｅ３が
完全に立ち上がるまでは、調光回路４から出力される調
光信号は不安定なものとなる。このような不安定な調光
信号が点灯装置２０の制御回路３に入力されると、制御
回路３が破壊されたり、異常動作する可能性があり、場
合によっては点灯装置を故障に至らしめるという問題が
あった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、不安定な調光信号が点灯装置の
制御回路に入力されて制御回路が破壊されたり、異常動
作したりすることを防止できるようにした照明負荷制御
装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 第１図は、本発明を適用される照明負荷制御装置の一例
を示している。この装置では、交流電源ＡＣの電圧を各
点灯装置２０にて直流電源に変換した後、トランジスタ
インバータ等よりなる高周波変換回路１を安定器とじて
使用して、照明負荷２を点灯させている。各点灯装置２
０の制御回路３には、調光信号線１２．１３を介して、
調光回路４から調光信号を供給している。そして、調光
回路４における調光操作部（例えば可変抵抗器ＶＲ）の
繰作に応じて点灯装置２０の照明負荷２を任意に調光す
るものである。制御回路３は調光回路４の調光信号が安
定するまで動作開始を遅延する遅延要素を備えている。

［作用］ 第２図は、上記装置の動作説明図である。同図（ａ）は
制御回路３の動作を示しており、同図（ｂ）は調光回路
４の動作を示している０時刻上〇において電源を投入す
ると、時刻ｔ１において調光回路４の調光信号が安定化
され、その後、時刻ｔ２において制御回路３の動作が開
始する。

第３図は、上記装置の他の動作説明図である。

同図（ａ）は制御回路３の動作を示しており、同図（ｂ
）は調光回路４の動作を示している０時刻ｔ０において
電源を投入すると、時刻ｔ１において調光回路４の調光
信号が安定化され、時刻ｔ２において調光信号の出力が
開始される。その後、時刻ｔ、において制御回路３が動
作を開始する。

第４図は、上記装置の別の動作説明図である。

同図（ａ）は制御回路３の動作を示しており、同図（ｂ
）は点灯装置２０の直流電源の立ち上がりを示しており
、同図（ｃ）は調光回路４の直流電源の立ち上がりを示
している０時刻ｔ０において電源を投入すると、時刻ｔ
１において調光信号が安定化され、時刻ｔ２において点
灯装置２０の直流電源が安定化される。その後、時刻ｔ
、において、制御回路３の動作が開始される。

以上のように、調光信号が安定化されるまで、制御回路
３の動作開始を遅延させれば、制御回路３に不安定な調
光信号が入力されることを防止することができる。

［実施例１］ 第５図は本発明の第１実施例の回路図である。

本実施例にあっては、制御回路３のトランジスタＱ７に
トランジスタＱ　＋ｓを並列接続している。トランジス
タＱ　＋ｓがオンである場合には、トランジスタＱ、の
両端が短絡され、あたかもトランジスタＱ、にオン・デ
ユーティが１００％の安定な調光信号が入力されたのと
同様の状態となる。このトランジスタＱＣｓは調光回路
４からの信号により制御される。

以下、本実施例に用いる調光回路４の回路構成について
説明する。商用交流電源ＡＣは降圧トランスＴｆにて降
圧され、ダイオードブリッジＤＢにて全波整流され、限
流用の抵抗Ｒを介して、平滑用のコンデンサＣに充電さ
れる。コンデンサＣの電圧は、電圧規制用のツェナダイ
オードＺＤにより電圧規制されて、定電圧の直流電源Ｅ
、が得られる。直流電源Ｅ、は可変抵抗ＶＲにより分圧
されて、基準電圧ＶｒとしてコンパレータＩＣｓの非反
転入力端子に印加される。直流電源Ｅ、により給電され
る三角波発振器９は、三角波電圧Ｖｃを発生し、コンパ
レータＩＣ，の反転入力端子に印加する。コンパレータ
Ｉ　Ｃｉの出力端子は、抵抗Ｒ１２を介してトランジス
タＱ　Ｉ　１のベースに接続されている。トランジスタ
Ｑ、のエミッタは直流電源Ｅ、の負極に接続され、コレ
クタは抵抗Ｒ１４を介して直流電源Ｅ、の正極に接続さ
れると共に、抵抗Ｒ１，を介してトランジスタＱ　＋　
２のベースに接続されている。トランジスタＱ１□のコ
レクタは直流電源Ｅ、の正極に接続され、エミッタは抵
抗ＦＬｓを介して直流電源Ｅ、の負極に接続されている
。

そして、抵抗Ｒ３６の両端から調光信号Ｓｎが得られる
。つまり、トランジスタＱＩｌと抵抗Ｒ，，，Ｒ，。

によりエミッタ接地型の反転増幅回路を構成しており、
トランジスタＱ　１２と抵抗Ｒ，ｓ、Ｒ，，によりコレ
クタ接地（エミッタホロア）型のインピーダンス変換回
路を構成している。

三角波発振器９から得られる電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒ以
下であるときには、コンパレータＩＣ，の出力端子は“
Ｈｉｇｈ”レベルとなるので、トランジスタＱ、はオン
となり、そのコレクタ電位が降下して、調光信号Ｓｎは
“Ｌｏｗ”レベルとなる。一方、三角波発振器９から得
られる電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒよりも高くなると、コン
パレータＩＣ，の出力端子は°“Ｌｏｗ”レベルとなる
ので、トランジスタＱ■はオフとなり、そのコレクタ電
位が上昇して、調光信号Ｓｎは“Ｈｉｇｈ”レベルとな
る。これにより、矩形波電圧よりなる調光信号Ｓｎが得
られる。基準電圧Ｖｒは可変抵抗ＶＲを操作することに
より任意の電圧に設定することができるので、調光信号
Ｓｎのオン・デユーティは任意の大きさに設定すること
ができるものである。この調光信号Ｓｎは制御回路３の
トランジスタＱ、に供給されており、トランジスタＱ　
＋　ｓがオフであれば、従来例で説明したように、制御
回路３の制御電圧■２を調光信号Ｓｎのオン・デユーテ
ィに応じて可変とし、照明負荷２の光出力を制御するも
のである。

ところで、調光回路４の直流電源Ｅ、が立ち上がるまで
の間（第２図（ｂ）の時刻上〇〜１＋）においては、調
光信号Ｓｎが安定しない、そこで、調光信号Ｓｎが安定
するまでの間、トランジスタＱ　＋　ｓをオンさせるた
めに、トランジスタＱ　ｌ　４と抵抗Ｒ１？Ｒ２，及び
ツェナダイオードＺＤ、よりなる安定検出回路１２を設
けている。電源が投入されると、コンデンサＣの電圧が
第２図（ｂ）の曲線に示すように上昇するが、電圧がツ
ェナダイオードＺＤ。

のツェナ電圧に達しないときには、トランジスタＱ　＋
　４にベース電流が流れないので、トランジスタＱ　＋
　４はオフ状態を維持する。このとき、抵抗Ｒ１゜を介
してコンデンサＣからトランジスタＱ　＋　ｓにベース
電流が流れるので、トランジスタＱ　＋　ｓはオンとな
る。したがって、あたかもトランジスタＱ７がオンされ
たのと同様の状態となり、オン・デユーティが１００％
の安定な調光信号が印加された場合と同様に、照明負荷
２の光出力は最小となる。

次に、コンデンサＣの電圧がツェナダイオードＺＤ１の
ツェナ電圧に達すると、抵抗Ｒ１？とツェナダイオード
ＺＤ、を介してトランジスタＱ、にベース電流が流れる
ので、トランジスタＱ　＋　４がオンとなる。このため
、トランジスタＱ　＋　ｓのベース電流は遮断され、ト
ランジスタＱ　＋　ｓはオフとなる。

このときには、調光回路４の調光信号Ｓｎは安定してい
るので、制御回路３は調光回路４の調光信号Ｓｎに応じ
て、照明負荷２の光出力を安定に制御することが可能と
なるものである。

なお、第６図は電圧規制用のツェナダイオードＺＤのツ
ェナ電圧Ｖ２Ｄと、安定検出用のツェナダイオードＺＤ
、のツェナ電圧ＶＺＤＩの関係を示している。同図に示
すように、時刻ｔ０で電源が投入された後、時刻し２で
コンデンサＣの電圧ＶＣがツェナダイオードＺＤ、のツ
ェナ電圧ＶＺＤ１に達してトランジスタＱ　＋　４がオ
フからオンへ変化するものである。その後、コンデンサ
Ｃの電圧■。はツェナダイオードＺＤのツェナ電圧Ｖｚ
Ｄに達して電圧規制される。したがって、安定検出用の
ツェナダイオードＺＤ、のツェナ電圧ＶＺＤＩは、電圧
規制用のツェナダイオードＺＤのツェナ電圧ＶＺＤより
も低く、且つ調光回路４が十分に安定に動作し得るよう
な電圧値に設定されている。

［実施例２］ 第７図は本発明の第２実施例の回路図である。

調光回路４には実施例１と同様にトランジスタＱ、４と
抵抗Ｒ，，，Ｒ，，及びツェナダイオードＺＤ、で構成
される安定検出回路１２を設けており、調光信号が不安
定である間はトランジスタＱＩ３をオンさせることによ
り、トランジスタＱ　＋　２の入力を遮断し、調光信号
Ｓｎが出力されないようにしたものである。すなわち、
第３図（ｂ）に示すように、時刻り。で電源を投入した
後、直流電源Ｅ、の電圧は同図の曲線で示すように上昇
し、時刻ｔ１で調光信号が安定する。その後、時刻ｔ２
でトランジスタＱ　＋　＋がオフして、調光信号Ｓｎを
出力することになる。

一方、点灯装置の制御回路３にはタイマー回路１３が設
けられており、第３図（ａ）に示すように、時刻Ｅ０で
電源が投入された後、時刻し、でトランジスタＱ　＋　
ｓをオフにして、調光信号Ｓｎを受は付は始めることに
なる。このとき、時刻ｔ、とｔ２の関係は、ｈ＞ｈとな
るように設定されており、不安定な調光信号Ｓｎは絶対
に点灯装置２０の制御回路３に入力されることはない。

［実施例３］ 第８図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例にあっては、実施例２において、点灯装置２０
の制御回路３におけるタイマー回路１３を始動補償用に
も兼用したものである。電源投入後、一定時間はタイマ
ー回路１３によりトランジスタＱ　Ｉ　Ｓ　ｒ　Ｑ　Ｉ
　Ｇがオンしている。このとき、抵抗Ｒ１が短絡される
ため、スイッチング用トランジスタＱ。

のオン区間が短くなり、高周波変換回路１の出力は低下
し、放電灯よりなる照明負荷２の両端には十分な電圧が
供給されず、放電灯は点灯せず、放電灯のフィラメント
に予熱電流が流れる。一定時間の経過後、タイマー回路
１３によりトランジスタＱ　ｌｓがオフすると、スイッ
チング用トランジスタＱ、のオン区間が長くなり、高周
波変換回路１の出力が上昇して、放電灯よりなる照明負
荷２の両端には正規の電圧が印加され、放電灯は点灯す
る。これにより、放電灯の始動補償を行うことができ、
寿命改善が可能となる０通常の放電灯点灯装置において
は、放電灯の寿命改善の目的で上記のようなタイマー回
路を設けることが多く、このタイマー回路をトランジス
タＱ　＋　ｓの制御用のタイマー回路と兼用すれば、低
コストで本発明を実施することができる。

［実施例４１ 第９図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例にあっては、点灯装置２０の直流電源Ｅ１の立
ち上がり時間が、調光回路４の直流電源Ｅ。

の立ち上がり時間よりも遅い場合を想定した回路例であ
り、点灯電源Ｅ１の安定検出回路１１と、信号電源Ｅ３
の安定検出回路１２の論理和出力により、トランジスタ
Ｑ　＋　ｓを制御している６点灯電源Ｅ１の安定検出回
路１１の構成は、信号電源Ｅ。

の安定検出回路１２（第５図参照）と同様であり、電源
電圧が安定すると、出力が“Ｈｉｇｈ”レベルから“’
Ｌｏｕ＋”°レベルに変化する０例えば、第４図（ｃ）
に示すように、時刻Ｌ０で電源が投入された後、時刻ｔ
、で信号電源Ｅ、が安定すると、安定検出回路１２の出
力が“’Ｈｉｇｈ”レベルから“Ｌ　ｏｓ”“レベルに
変化する。その後、第４図（ｂ）に示すように、時刻ｔ
２で点灯電源Ｅ、が安定したとすると、安定検出回路１
１の出力も“Ｈｉｇｈ”レベルから“Ｌｏ−”レベルに
変化する。これにより、論理和回路１０の出力は“Ｈｉ
ｇｈ”レベルから”Ｌｏｗ”レベルに変化し、第４図（
ａ）に示すように、時刻ｔ、で制御回路３が動作を開始
する。

［実施例５］ 第１０図は本発明の第５実施例の要部回路図である０本
実施例にあっては、調光回路４の電源部に電圧安定化の
ための三端子レギュレータ１４を備えており、その入力
側及び出力側にそれぞれコンデンサＣａ　、　Ｃｂを備
えている。この場合、安定検出回路１２の検出端子Ｃは
コンデンサＣ＆の一端ａに接続しても良いし、コンデン
サｃｂの一端すに接続しても良い、その他の回路構成に
ついては、実施例２又は３と同様である。

第１１図（ａ）は安定検出回路１２の検出端子Ｃをコン
デンサＣａの一端ａに接続した場合の動作波形図である
。電源スィッチＳＷの投入により、コンデンサＣａ、Ｃ
ｂの電位Ｖ　ａ　、　Ｖ　ｂは同図（ａ）に示すように
上昇する。コンデンサＣａの電位Ｖａがツェナダイオー
ドＺＤＩのツェナ電圧ＶＺＤ＋に達すると、トランジス
タＱ　Ｉ　４がオンされて、トランジスタＱ　１３がオ
フとなり、調光信号Ｓｎが出力される。このときには、
コンデンサｃｂの電位ｖｂは既に安定しており、調光信
号Ｓｎは安定している。

第１１図（ｂ）は安定検出回路１２の検出端子Ｃをコン
デンサｃｂの一端すに接続した場合の動作波形図である
。この場合、ツェナダイオードＺＤ、のツェナ電圧Ｖ２
Ｄｌは第１１図（、）の場合に比べて低く設定され、コ
ンデンサｃｂの電位ｖｂが十分に上昇したことを安定検
出回路１２により検出することになる。

安定検出回路１２としては、いずれの回路例を用いても
良く、要はツェナダイオードＺＤ、が導通したときに、
調光回路４の調光信号Ｓｎが安定していれば良いもので
ある。

［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように、照明負荷の光出力の
制御手段を備える高周波点灯装置において、調光手段の
発生する調光信号が安定するまで制御手段の動作開始を
遅延せしめるようにしたので、不安定な調光信号が点灯
装置の制御手段に入力されて制御手段が破壊されたり、
異常動作したりすることを防止できるという効果がある
。

なお、制御手段の動作開始を遅延させるためのタイマー
回路を、点灯装置のソフトスタート用あるいは始動補償
用のタイマー回路と兼用すれば、実質的なコスト増加を
招くことなく、本発明を実施することができるので、特
に好都合である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明のための回路図、第２図乃至
第４図は同上の動作説明図、第５図は本発明の第１実施
例の回路図、第６図は同上の動作説明図、第７図は本発
明の第２実施例の回路図、第８図は本発明の第３実施例
の回路図、第９図は本発明の第４実施例の回路図、第１
０図は本発明の第５実施例の要部回路図、第１１図は同
上の動作説明図、第１２図は従来例の回路図である。 Ｅ、、Ｅ、、Ｅ、は直流電源、１は高周波変換回路、２
は照明負荷、３は制御回路、４は調光回路、１１．１２
は安定検出回路、２０は点灯装置である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、この直流電源から得られる直流電圧
   を高周波電圧に変換する高周波変換回路と、高周波変換
   回路から得られる高周波電圧を印加される照明負荷と、
   照明負荷の光出力を連続的に可変とする制御手段と、制
   御手段に照明負荷の光出力を設定する調光信号を与える
   調光手段とを備える照明負荷制御装置において、調光手
   段の発生する調光信号が安定するまで制御手段の動作開
   始を遅延せしめる遅延要素を設けたことを特徴とする照
   明負荷制御装置。
2. （２）電源投入後、調光手段の発生する調光信号が安定
   するまで調光信号の出力を禁止する第１の遅延要素と、
   電源投入後、所定時間は制御手段の動作を禁止する第２
   の遅延要素を備え、第２の遅延要素の遅延時間は第１の
   遅延要素の遅延時間よりも長く設定したことを特徴とす
   る請求項１記載の照明負荷制御装置。