JP3301609B2

JP3301609B2 - 照明負荷制御装置

Info

Publication number: JP3301609B2
Application number: JP10518989A
Authority: JP
Inventors: 裕二中林
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-04-25
Filing date: 1989-04-25
Publication date: 2002-07-15
Anticipated expiration: 2017-07-15
Also published as: JPH02284394A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は照明負荷制御装置に関するものであり、照明
負荷の光出力を遠隔制御する用途に適するものである。

［従来の技術］第10図は従来の照明負荷制御装置の概略構成図であ
る。交流電源ACにつながる電力線には、複数の点灯装置
20が並列的に接続されており、各点灯装置20には照明負
荷２が接続されている。また、交換電源ACから給電され
る調光回路４は、信号線を介して調光信号を各点灯装置
20に与えている。第11図は調光回路４が発生する調光信
号の一例を示している。この調光信号は所定周期の矩形
波電圧よりなり、１周期Ｔに占めるパルス幅ｔの割合で
決まるオン・デューティ（t/T）×100（％）により調光
レベルを伝達する。第12図は調光信号におけるオン・デ
ューティの変化の様子を示している。同図（ａ）の調光
信号ではオン・デューティが０％であり、同図（ｂ）の
調光信号ではオン・デューティが50％であり、同図
（ｃ）の調光信号ではオン・デューティが100％であ
る。今、オン・デューティが０％の場合における照明負
荷２の光出力をαとし、オン・デューティが100％の場
合における光出力をβとすると、オン・デューティの変
化に対して照明負荷２の光出力は第13図に示すように変
化する。

ここで、調光回路４で発生する調光信号におけるパル
ス幅ｔの区間の電圧レベルVsは、商用交流電圧に比べれ
ば低い電圧（例えばDC6V〜24V程度）が使用される。こ
れは、調光回路４で使用するスイッチング素子の小形化
・低コスト化を実現し、信号線として耐圧の低い電線を
使用して、電力線との誤結線を防止するためである。と
ころで、調光信号における電圧レベルVsが商用交流電圧
に比べて低い場合には、信号線に重畳するノイズが無視
できなくなる。そこで、調光信号のオン・デューティの
変化範囲は第13図に示すように０％〜100％の範囲では
なく、例えば、第14図に示すように５％〜95％の範囲と
し、最大値と最小値に余裕を持たせる必要がある。ただ
し、５％〜95％の範囲は、これに限定されるものではな
く、ノイズの影響を受けない範囲で、出来るだけオン・
デューティの変化範囲は広く設定することが好ましい。
なお、第13図又は第14図に示す特性では、調光信号のオ
ン・デューティが最小となったときに、光出力が最大と
なっているが、これは調光回路４が万一故障したり、信
号線が断線して調光信号が得られなくなっても、定格光
出力が得られるようにするためである。また、調光回路
４をオプションとして点灯装置20とは別にユーザーに提
供する場合においても、調光回路４を接続していない点
灯装置20は常に全点灯状態となり、調光機能を有さない
点灯装置として単独でも使用できるので、好都合であ
る。

以上のような調光信号を用いれば、特に調光回路４と
点灯装置20の間の信号線が長く延長されて、調光信号が
長距離伝送される場合において、ノイズの重畳や伝送損
失の影響を低減することが可能となる。すなわち、信号
線が長い場合には、それだけノイズが重畳しやすくな
り、また、信号線の抵抗成分の増大により伝送ロスが増
大し、さらには、信号線間に存在する浮遊容量等の影響
で、信号の立ち上がり及び立ち下がりに伝達遅れが生じ
て、波形に“なまり”が生じることがある。例えば、第
15図（ａ）及び（ｃ）は、それぞれオン・デューティが
最小及び最大の場合に調光回路４から送出される調光信
号の波形を示しているが、信号線が長い場合には、点灯
装置20に供給される調光信号の波形は、それぞれ同図
（ｂ）及び（ｄ）に示すように伝達遅れを含む波形とな
る。したがって、調光信号におけるオン・デューティを
０％に近付けても、信号線が長い場合には、調光信号が
十分に立ち上がることができなくなり、調光信号のオン
・デューティが点灯装置20に忠実に伝達されなくなるの
で、調光信号におけるオン・デューティの最小値は例え
ば５％程度に止どめているものである。同様に、調光信
号におけるオン・デューティの最大値を100％に近付け
ても、信号線が長い場合には、調光信号が十分に立ち下
がることができなくなり、調光信号のオン・デューティ
が点灯装置に忠実に伝達されなくなるので、調光信号に
おけるオン・デューティの最大値は例えば95％程度に止
どめているものである。なお、第15図（ｂ）及び（ｄ）
を比較すれば明らかなように、調光信号のオン・デュー
ティが最小の場合には、オン・デューティが最大の場合
に比べて、オン・デューティの伝送誤差が遥かに大きく
なる。

［発明が解決しようとする課題］第18図は、上述のような調光信号を用いて照明負荷２
の光出力を連続的に制御可能とした点灯装置の具体回路
図である。その回路構成については後に詳述するが、そ
の動作は第16図に示すように、外部から供給される調光
信号のオン・デューティが０％〜100％の範囲で変化す
ることにより、照明負荷２の光出力が最大光出力αから
最小光出力βまでの範囲で変化するようになっている。
この点灯装置に、上述のようにオン・デューティが５％
〜95％の範囲で変化するような調光信号を与えた場合に
は、照明負荷２の光出力の制御範囲は、第17図に示すよ
うに、点灯装置の最大光出力αから最小光出力βまでの
範囲よりも狭く制限されることになり、点灯装置の最大
光出力αや最小光出力βを出すことができないという問
題がある。また、調光回路４をオプションとして点灯装
置とは別途提供する場合には、調光回路４を接続しない
で使用する場合に比べて、調光回路４を接続して使用す
る場合には、全点灯時の光出力が少し低下するという問
題がある。特に、調光回路４を接続した点灯装置と調光
回路４を接続しない点灯装置とを混在させて使用する場
合には、前者の最大光出力が後者の定格光出力に比べて
小さいことは目立ちやすく、その改善が強く望まれてい
た。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、調光回路を接続したときの光
出力の低下を防止できるようにした照明負荷制御装置を
提供することにある。

［課題を解決するための手段］本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第
１図に示すように、外部から供給される矩形波電圧の１
周期に占めるパルス幅の割合に応じて照明負荷２の光出
力を制御可能とした点灯装置と、信号線を介して点灯装
置に所定周期の矩形波電圧よりなる調光信号を伝送し、
調光信号におけるパルス幅の下限値を０よりも大きい所
定値に設定する調光回路４と、前記調光信号を直流電圧
に変換するデューティ電圧変換手段と、該デューティ電
圧変換手段から出力される直流電圧に基づいて照明負荷
を調光する調光手段と、前記所定値以下のパルス幅の調
光信号に対して、前記デューティ電圧変換手段から出力
された直流電圧を、前記所定値における直流電圧に略一
定となるように制御する制御手段とを有し、前記調光手
段は、前記所定値における直流電圧で照明負荷２の光出
力が最大光出力となるように調光することを特徴とする
ものである。

［作用］本発明にあっては、このように、調光回路４から信号
線を介して点灯装置に伝送される調光信号におけるパル
ス幅の下限値を０よりも大きい所定値に設定したから、
信号線が長くてもノイズの影響を受けにくく、また、前
記調光信号を直流電圧に変換するデューティ電圧変換手
段と、該デューティ電圧変換手段から出力される直流電
圧に基づいて照明負荷を調光する調光手段と、前記所定
値以下のパルス幅の調光信号に対して、前記デューティ
電圧変換手段から出力された直流電圧を、前記所定値に
おける直流電圧に略一定となるように制御する制御手段
とを有し、前記調光手段は、前記所定値における直流電
圧で照明負荷の光出力が最大光出力となるように調光す
るようにしたので、調光回路４を接続した場合における
最大光出力は、調光回路４を接続しない場合における定
格光出力と同じとなるものである。

［実施例］第１図は本発明の第１実施例の回路図である。以下、
その回路構成について説明する。直流電源E₁の両端に
は、主スイッチング素子たるトランジスタQ₂,Q₃の直列
回路が並列接続され、各トランジスタQ₂,Q₃にはそれぞ
れダイオードD₁,D₂が逆並列接続されている。トランジ
スタQ₂の両端には、直流成分をカットするための結合コ
ンデンサCdと、負荷電流を帰還するための電流トランス
CTとを介して、負荷回路が接続されている。負荷回路
は、放電灯よりなる照明負荷２と、限流及び共振用のイ
ンダクタL₁、共振用のコンデンサC₂、共振及び予熱電流
通電用のコンデンサC₃を含むLC共振回路にて構成されて
おり、負荷電流は振動電流となる。この振動電流は電流
トランスCTの１次巻線を介して流れる。したがって、電
流トランスCTの２次巻線には、負荷回路に流れる振動電
流に応じて極性の変化する電圧が誘起され、この誘起電
圧を抵抗R₂を介してトランジスタQ₂のベース・エミッタ
間に印加して、トランジスタQ₂をスイッチングさせる。
トランジスタQ₃のベースには、制御回路３の出力信号が
供給されている。制御回路３においては、トランジスタ
Q₃の両端電圧を抵抗R₃,R₄により検出して、トランジス
タQ₃の両端電圧が立ち下がってから所定時間トランジス
タQ₃をオンさせるものである。

この高周波変換回路１は、直流電源E₁が投入されたと
きに、自励発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサC₁が抵
抗R₁を介して充電され、その充電電圧が２端子サイリス
タQ₁のブレークオーバー電圧に達すると２端子サイリス
タQ₁がオンし、トランジスタQ₃のベースに２端子サイリ
スタQ₁を介してベース電流を流してトランジスタQ₃を最
初にオン動作させ、発振動作を開始させるものである。

以下、第１図実施例における主回路の動作について説
明する。電源を投入すると、起動回路によりトランジス
タQ₃がオンとなり、その両端電圧が“Low"レベルにな
る。これにより、制御回路３がトリガーされて、その出
力が“High"レベルとなり、トランジスタQ₃のオン状態
が維持される。トランジスタQ₃がオンすると、ダイオー
ドD₀が導通して、コンデンサC₁は充電されなくなるの
で、起動回路は停止する。このとき、電流トランスCTの
２次巻線は、トランジスタQ₂のベース・エミッタ間に逆
バイアスの電圧を印加するような極性に巻かれているの
で、トランジスタQ₂はオフ状態を維持する。次に、所定
時間の経過後に、制御回路３の出力は“Low"レベルとな
り、トランジスタQ₃はオフ状態になる。トランジスタQ₃
がオフすると、トランジスタQ₃のコレクタ電流が減少す
ることによりインダクタL₁の残留インダクタンスは逆の
誘起電圧を発生し、インダクタL₁に流れる振動電流は同
一方向に流れようとするので、ダイオードD₁が導通す
る。また、電流トランスCTの２次巻線が逆の誘起電圧を
発生することにより、トランジスタQ₂が順バイアスされ
て、トランジスタQ₂はオン状態となる。ダイオードD₁の
電流がゼロになると、コンデンサCdの蓄積電荷を電源と
してトランジスタQ₂に電流が流れる。このとき、インダ
クタL₁のコアは飽和磁束に向かって直線的に磁化され
る。やがて、コアが飽和磁束に達すると、インダクタン
スは急激にゼロの方向に向かい、その結果、トランジス
タQ₂のコレクタ電流の時間変化分は無限大となる。トラ
ンジスタQ₂のコレクタ電流がベース電流のhfe倍に達す
ると、トランジスタQ₂は不飽和状態となり、電流トラン
スCTから帰還されるベース電流が減少してトランジスタ
Q₂はオフする。トランジスタQ₂がオフした後も、インダ
クタL₁に流れる振動電流は同一方向に流れようとするの
で、ダイオードD₂が導通し、負荷回路、コンデンサCd、
直流電源E₁の経路で電流が流れる。ダイオードD₂が導通
すると、トランジスタQ₃の両端電圧はゼロになるので、
制御回路３がトリガーされて、制御回路３の出力が“Hi
gh"レベルになり、トランジスタQ₃は順バイアスされ
る。ダイオードD₂に流れる振動電流がゼロになった後
は、直流電源E₁より、コンデンサCd、負荷回路、トラン
ジスタQ₃の経路で電流が流れる。以下、上述の動作を繰
り返すことにより、インバータの発振動作が継続され
る。

調光回路４から制御回路３に供給される調光信号とし
ては、周波数が一定で、オン・デューティ（１周期に占
める“High"レベルの期間の割合）が５％〜95％の範囲
で可変とされた矩形波電圧が用いられる。制御回路３
は、このような調光信号を調光回路４から供給されて、
トランジスタQ₃のオン時間を制御するものであり、汎用
の集積回路（例えば日本電気製μPD4538）よりなる単安
定マルチバイブレータIC₁を備えている。この単安定マ
ルチバイブレータIC₁は、立ち下がりトリガー入力端子
Ｂが“High"レベルから“Low"レベルに変化した後、一
定時間は出力端子Ｑが“High"レベル、出力端子が“L
ow"レベルとなる。本実施例にあっては、トランジスタQ
₃の両端電圧を抵抗R₃,R₄の直列回路で分圧することによ
り検出し、単安定マルチバイブレータIC₁のトリガー信
号としている。単安定マルチバイブレータIC₁の出力端
子Ｑが“High"レベルになる時間（出力端子が“Low"
レベルになる時間）は、抵抗R₅とコンデンサC₄の時定数
で決定される。出力端子Ｑは駆動用のトランジスタQ₄の
ベースに接続され、出力端子は駆動用のトランジスタ
Q₅のベースに接続されている。トランジスタQ₄のコレク
タは直流電源E₂の正極に、トランジスタQ₅のエミッタは
直流電源E₂の負極（グランドライン）に、それぞれ接続
され、トランジスタQ₄のエミッタとトランジスタQ₅のコ
レクタは、トランジスタQ₃のベースに接続されている。
したがって、単安定マルチバイブレータIC₁は、トラン
ジスタQ₃のオン期間を決めるためのタイマー回路として
動作する。単安定マルチバイブレータIC₁の時定数設定
用の抵抗R₅とコンデンサC₄の接続点には、ダイオードD₃
及び抵抗R₆並びにツェナダイオードZD₁を介してオペア
ンプIC₂の出力が接続されている。また、ツェナダイオ
ードZD₁と抵抗R₆との接続点は、抵抗R₁₇を介してグラン
ドラインに接続されている。オペアンプIC₂は反転入力
端子を出力端子に接続されたインピーダンス変換器であ
り、非反転入力端子に印加されたコンデンサC₅の電圧を
低インピーダンス化して出力する。コンデンサC₅には電
荷放電用の抵抗R₇が並列接続されており、オペアンプIC
₃の出力電圧により充電される。オペアンプIC₃は反転入
力端子を出力端子に接続されたインピーダンス変換器で
あり、非反転入力端子に印加されたコンデンサC₆の電圧
を低インピーダンス化して出力する。コンデンサC₆は、
トランジスタQ₈,Q₉を含むカレントミラー回路８からの
定電流により充電され、両端に並列接続されたトランジ
スタQ₆がオンしたときに、電荷を放電される。カレント
ミラー回路８からコンデンサC₆に供給される定電流は、
直流電源E₂からトランジスタQ₉を介して抵抗R₈に流れる
電流と同じとなる。トランジスタQ₆のベースには、直流
電源E₂の電圧を抵抗R₁₀,R₉により分圧して得られた電圧
により順バイアスが与えられる。抵抗R₉の両端にはトラ
ンジスタQ₇が並列接続されており、トランジスタQ₇が調
光回路４の出力によりオンされたときには、トランジス
タQ₆の順バイアスは消失し、トランジスタQ₆はオフす
る。このとき、コンデンサC₆はカレントミラー回路８か
らの定電流により充電され、その充電電圧V₁は直線的に
上昇する。コンデンサC₆の充電電圧V₁の波形は、周波数
が一定で、電圧上昇時間が調光信号におけるパルス幅に
等しい三角波となる。したがって、調光信号におけるパ
ルス幅が長くなるにつれて、コンデンサC₆の充電電圧V₁
のピーク値は高くなる。オペアンプIC₂,IC₃とコンデン
サC₅及び抵抗R₇は、コンデンサC₆の充電電圧V₁のピーク
保持回路を構成しており、その出力電圧V₂は、コンデン
サC₆の充電電圧V₁のピークの直流電圧となる。このた
め、出力電圧V₂は、調光回路４の調光信号におけるオン
・デューティ（１周期に占めるパルス幅の割合）に比例
して、直線的に変化する電圧となる。この出力電圧V₂は
ツェナダイオードZD₁と抵抗R₁₇よりなるレベルシフト回
路によってレベルシフトされて、制御電圧V₃となる。ま
た、抵抗R₆は制御抵抗であり、上記制御電圧V₃により抵
抗R₅と並列的に電流経路を形成し、制御電圧V₃の上昇に
応じてコンデンサC₄の充電電流を増加させて、単安定マ
ルチバイブレータIC₁の時定数を小さく制御するもので
ある。

次に、本実施例に用いる調光回路４の回路構成につい
て説明する。この調光回路４では、交流電源ACより降圧
用のトランスTf、全波整流用のダイオードブリッジDB、
限流用の抵抗Ｒを介して、平滑用の電解コンデンサＣを
充電し、電圧規制用のツェナダイオードZDにより定まる
直流電源E₃を得ている。直流電源E₃は可変抵抗VR₁,VR,V
R₂により分圧されて、基準電圧VrとしてコンパレータIC
₆の非反転入力端子に印加される。直流電源E₃により給
電される三角波発振器９は、第２図に示すように、時間
軸に対して直線的に増加する電圧VcをコンパレータIC₆
の反転入力端子に印加する。コンパレータIC₆の出力端
子は、抵抗R₁₃を介してトランジスタQ₁₁のベースに接続
されている。トランジスタQ₁₁のエミッタは直流電源E₃
の負極に接続され、コレクタは抵抗R₁₄を介して直流電
源E₃の正極に接続されると共に、抵抗R₁₅を介してトラ
ンジスタQ₁₂のベースに接続されている。トランジスタQ
₁₂のコレクタは直流電源E₃の正極に接続され、エミッタ
は抵抗R₁₆を介して直流電源E₃の負極に接続されてい
る。そして、抵抗R₁₆の両端から調光信号Snが得られ
る。つまり、トランジスタQ₁₁と抵抗R₁₃,R₁₄によりエミ
ッタ接地型の反転増幅回路を構成しており、トランジス
タQ₁₂と抵抗R₁₅,R₁₆によりコレクタ接地（エミッタホロ
ア）型のインピーダンス変換回路を構成している。な
お、調光回路４の出力段にインピーダンス変換回路を配
しているのは、制御回路３と調光回路４とを接続する信
号線が長く延長されることが多いので、調光信号の減衰
を防止するために、調光信号を低インピーダンス化して
いるものである。

以下、第２図を参照しながら調光回路４の動作につい
て説明する。第２図（ａ）は可変抵抗器VRから得られる
基準電圧Vrと、三角波発振器９から得られる電圧Vcとの
関係を示している。基準電圧Vrは高い電圧V_Hから低い電
圧V_Lまで連続的に設定することができる。三角波発振器
９から得られる電圧Vcが基準電圧Vr以下であるときに
は、コンパレータIC₆の出力端子は“High"レベルとなる
ので、トランジスタQ₁₁はオンとなり、そのコレクタ電
位が降下して、調光信号Snは“Low"レベルとなる。一
方、三角波発振器９から得られる電圧Vcが基準電圧Vrよ
りも高くなると、コンパレータIC₆の出力端子は“Low"
レベルとなるので、トランジスタQ₁₁はオフとなり、そ
のコレクタ電位が上昇して、調光信号Snは“High"レベ
ルとなる。これにより、第２図（ｂ），（ｃ）に示すよ
うな調光信号Snが得られる。同図（ｂ）は基準電圧Vrが
高い電圧V_Hである場合の調光信号Snであり、オン・デュ
ーティが小さい。また、同図（ｃ）は基準電圧Vrが低い
電圧V_Lである場合の調光信号Snであり、オン・デューテ
ィが大きい。基準電圧Vrは可変抵抗VRを操作することに
より高い電圧V_Hから低い電圧V_Lまでの任意の電圧に設定
することができるので、調光信号Snのオン・デューティ
は同図（ｂ）に示す最小値（例えば５％）から同図
（ｃ）に示す最大値（例えば95％）までの任意の大きさ
に設定することができる。なお、本実施例の調光回路４
では、可変抵抗器VR₁,VR₂の値を調整することにより基
準電圧Vrの上限及び下限の電圧V_H,V_Lを個別に設定でき
るので、オン・デューティの最小値と最大値を自由に設
定することができる。

本実施例において、調光信号のオン・デューティを５
％〜95％の範囲で変化させると、ピーク保持回路の出力
電圧V₂は第３図の破線で示すように変化するが、制御電
圧V₃は同図の実線で示すように変化する。図中、V_Dはツ
ェナダイオードZD₁のツェナ電圧である。同図から明ら
かなように、ツェナダイオードZD₁のツェナ電圧V_Dを適
切に設定すれば、調光信号のオン・デューティが所定値
以下のときに、制御電圧V₃が最小値（＝０）となるよう
にすることができる。実施例では、調光信号のオン・デ
ューティの下限値は５％であるが、若干の余裕を持たせ
て、調光信号のオン・デューティが７〜８％以下では、
制御電圧V₃が最小値となるように設計している。このた
め、第４図に示すように、調光信号のオン・デューティ
が７〜８％以下では、最大光出力αが得られるものであ
る。

一方、第18図従来例にあっては、ツェナダイオードZD
₁と抵抗R₁₇よりなるレベルシフト回路を備えていないの
で、調光信号のオン・デューティを５％〜95％の範囲で
変化させると、ピーク保持回路の出力電圧V₂は第７図の
実線で示すように変化し、これがそのまま制御電圧とな
る。したがって、第８図に示すように、調光回路４によ
る調光範囲の最大値MAXは点灯装置の最大光出力αより
も小さくなり、調光範囲の最小値MINは点灯装置の最小
光出力βよりも大きくなる。第１図実施例は、この問題
を解決したものであり、ツェナダイオードZD₁と抵抗R₁₇
よりなるレベルシフト回路により制御電圧をV₃＝V₂−V_D
とし、ツェナ電圧V_Dを適当に設定することにより、第４
図に示すように、調光回路４による調光範囲の最大値MA
Xを点灯装置の最大光出力αと一致させたものである。

ところで、第４図の特性図では、調光回路４による調
光範囲の最小値MINと点灯装置の最小光出力βとは一致
していない。これを一致させるには、コンデンサC₆の容
量値を適当に設定すれば良い。すなわち、コンデンサC₆
の容量を変えれば、調光信号のオン・デューティの変化
に対する制御電圧V₃の変化率を変えることができるの
で、例えば、第５図の実線で示すような制御電圧V₃の傾
きを得ることができる。この場合、第６図の実線で示す
ように、調光回路４による調光範囲の最小値MINと点灯
装置の最小光出力βとを一致させることができる。

第９図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例にあっては、共振用のコンデンサC₂と直列に高周波ト
ランスT₁の１次巻線を接続し、放電灯よりなる照明負荷
２のフィラメント予熱電圧を高周波トランスT₁の２次巻
線から供給している点が第１図実施例と相違する。この
場合、コンデンサC₂に流れる共振電流は、放電灯に流れ
るランプ電流に比べて約90度位相が進んだ波形となるの
で、特願昭63−128720号に開示されているように、放電
灯のフィラメントにはダブルスポットが形成される。こ
のため、放電灯のランプ電流を定格電流よりも多く流す
ことが可能となり、放電灯を定格値よりも高出力で点灯
させることができる。したがって、調光範囲が広くなる
という利点がある。また、調光範囲を定格出力以内に止
どめる場合には、放電灯の寿命が長くなるという利点が
得られる。

上述の実施例においては、高周波変換回路１としてハ
ーフブリッジ式のインバータ回路を使用しているが、こ
れに限らず、一石式のインバータ回路や定電流チョーク
を備えるプッシュプル式のインバータ回路、又はその他
のインバータ回路を用いても良い。さらに、インバータ
回路の制御方式についてもデューティ制御についてのみ
説明したが、周波数制御や、その他の制御方式を用いて
も良く、要は調光信号がデューティ可変の矩形波電圧で
あれば本発明を適用できるものである。

［発明の効果］本発明にあっては、上述のように、調光回路から点灯
装置に信号線を介してパルス幅可変の矩形波電圧よりな
る調光信号を伝送する照明負荷制御装置において、調光
信号におけるパルス幅の下限値を０よりも大きい所定値
に設定したから、信号線が長くてもノイズの影響を受け
にくく、また、前記調光信号を直流電圧に変換するデュ
ーティ電圧変換手段と、該デューティ電圧変換手段から
出力される直流電圧に基づいて照明負荷を調光する調光
手段と、前記所定値以下のパルス幅の調光信号に対し
て、前記デューティ電圧変換手段から出力された直流電
圧を、前記所定値における直流電圧に略一定となるよう
に制御する制御手段とを有し、前記調光手段は、前記所
定における直流電圧で照明負荷の光出力が最大光出力と
なるように調光するようにしたから、点灯装置に調光回
路を接続して光出力を最大に設定した場合には、調光回
路を接続しないで点灯装置を使用する場合と同じ光出力
を得ることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図乃至第６図は同上の動作説明図、第
７図及び第８図は本発明に対する比較例の動作説明図、
第９図は本発明の第２実施例の回路図、第10図は従来例
のブロック回路図、第11図及び第12図は同上に用いる調
光信号の波形図、第13図乃至第17図は同上の動作説明
図、第18図は従来例の具体回路図である。２は照明負荷、４は調光回路、ZD₁はツェナダイオー
ド、R₁₇は抵抗である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 41/38 - 41/42 H05B 41/24 - 41/298 H05B 37/02

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】外部から供給される矩形波電圧の１周期に
占めるパルス幅の割合に応じて照明負荷の光出力を制御
可能とした点灯装置と、信号線を介して点灯装置に所定
周期の矩形波電圧よりなる調光信号を伝送し、調光信号
におけるパルス幅の下限値を０よりも大きい所定値に設
定する調光回路と、前記調光信号を直流電圧に変換する
デューティ電圧変換手段と、該デューティ電圧変換手段
から出力される直流電圧に基づいて照明負荷を調光する
調光手段と、前記所定値以下のパルス幅の調光信号に対
して、前記デューティ電圧変換手段から出力された直流
電圧を、前記所定値における直流電圧に略一定となるよ
うに制御する制御手段とを有し、前記調光手段は、前記
所定値における直流電圧で照明負荷の光出力が最大光出
力となるように調光することを特徴とする照明負荷制御
装置。
【請求項２】調光回路におけるパルス幅の可変範囲は、
点灯装置における光出力の可変範囲と対応していること
を特徴とする請求項１記載の照明負荷制御装置。