JP3164134B2 - 電源装置 - Google Patents
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- JP3164134B2 JP3164134B2 JP21536393A JP21536393A JP3164134B2 JP 3164134 B2 JP3164134 B2 JP 3164134B2 JP 21536393 A JP21536393 A JP 21536393A JP 21536393 A JP21536393 A JP 21536393A JP 3164134 B2 JP3164134 B2 JP 3164134B2
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- capacitor
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一対のスイッチング素
子を交互に動作させる電源装置に関する。
子を交互に動作させる電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、インバータ回路を用いた電源装置
を有する放電灯点灯装置としては、自励式と他励式とが
あり、目的に応じて回路を使い分けている。そして、一
般的に、自励式は放電ランプを一定の基準照度で点灯す
る単機能の放電灯点灯装置に使用され、他励式は調光機
能などを有する放電灯点灯装置に使用されている。すな
わち、自励式は安価な反面、スイッチング素子を任意に
制御することが困難であり、また、他励式はスイッチン
グ素子を任意に制御することは容易であるが高価である
ことによる。
を有する放電灯点灯装置としては、自励式と他励式とが
あり、目的に応じて回路を使い分けている。そして、一
般的に、自励式は放電ランプを一定の基準照度で点灯す
る単機能の放電灯点灯装置に使用され、他励式は調光機
能などを有する放電灯点灯装置に使用されている。すな
わち、自励式は安価な反面、スイッチング素子を任意に
制御することが困難であり、また、他励式はスイッチン
グ素子を任意に制御することは容易であるが高価である
ことによる。
【０００３】このような理由により、近年、比較的安価
であり、かつ、スイッチング素子の制御を行なうことが
できる放電灯点灯装置が提案され、たとえば図３に示す
構成が知られている。
であり、かつ、スイッチング素子の制御を行なうことが
できる放電灯点灯装置が提案され、たとえば図３に示す
構成が知られている。
【０００４】この図３に示す放電灯点灯装置は、直流電
源Ｅにスタート回路１およびハーフブリッジ型のインバ
ータ回路２を縦続接続し、このインバータ回路２の出力
側に振動回路３，４を接続している。
源Ｅにスタート回路１およびハーフブリッジ型のインバ
ータ回路２を縦続接続し、このインバータ回路２の出力
側に振動回路３，４を接続している。
【０００５】そして、スタート回路１は、直流電源Ｅの
両端間に、抵抗R1およびコンデンサC1の直列回路が接続
され、これら抵抗R1およびコンデンサC1の接続点にダイ
オードD1およびトリガ素子Q3が接続されている。
両端間に、抵抗R1およびコンデンサC1の直列回路が接続
され、これら抵抗R1およびコンデンサC1の接続点にダイ
オードD1およびトリガ素子Q3が接続されている。
【０００６】また、インバータ回路２は、直流電源Ｅの
両端子間にスイッチング素子であるトランジスタQ1のコ
レクタ、エミッタおよびスイッチング素子であるトラン
ジスタQ2のコレクタ、エミッタが直列に接続され、これ
らトランジスタQ1，Q2のコレクタ、エミッタ間には、還
流用のダイオードD2，D3が接続されている。
両端子間にスイッチング素子であるトランジスタQ1のコ
レクタ、エミッタおよびスイッチング素子であるトラン
ジスタQ2のコレクタ、エミッタが直列に接続され、これ
らトランジスタQ1，Q2のコレクタ、エミッタ間には、還
流用のダイオードD2，D3が接続されている。
【０００７】そして、トランジスタQ1のエミッタとトラ
ンジスタQ2のコレクタとの間には、駆動用の電流トラン
スCT1 の入力巻線CT1aの一端が接続され、この入力巻線
CT1aの一端は出力巻線CT1bおよび抵抗R2の直列回路を介
して、トランジスタQ1のベースに接続されている。ま
た、直流電源Ｅの負極には、電流トランスCT1 の出力巻
線CT1cおよび抵抗R3の直列回路を介して、トランジスタ
Q2のベースに接続されている。さらに、このトランジス
タQ2のベースには、スタート回路１のトリガ素子Q3が接
続されている。
ンジスタQ2のコレクタとの間には、駆動用の電流トラン
スCT1 の入力巻線CT1aの一端が接続され、この入力巻線
CT1aの一端は出力巻線CT1bおよび抵抗R2の直列回路を介
して、トランジスタQ1のベースに接続されている。ま
た、直流電源Ｅの負極には、電流トランスCT1 の出力巻
線CT1cおよび抵抗R3の直列回路を介して、トランジスタ
Q2のベースに接続されている。さらに、このトランジス
タQ2のベースには、スタート回路１のトリガ素子Q3が接
続されている。
【０００８】また、抵抗R3および電流トランスCT1 の出
力巻線CT1cのタイマ回路５が接続され、このタイマ回路
５は電流トランスCT1 の出力巻線CT1cおよび抵抗R3の接
続点と、直流電源Ｅの負極との間にリセット回路６が接
続され、このリセット回路６の出力端子は、コンパレー
タを構成するオペアンプOP1 の一方の入力端子に接続さ
れている。さらに、直流電源E1には、抵抗R4およびコン
デンサC2の直列回路が接続され、これら抵抗R4およびコ
ンデンサC2の接続点は、リセット回路６の出力端子に接
続されている。またさらに、直流電源E1は、抵抗R5およ
び抵抗R6の直列回路が接続され、これら抵抗R5および抵
抗R6の接続点には、オペアンプOP1 の他方の入力端子が
接続されている。さらに、このオペアンプOP1 の出力端
子は、トランジスタQ4のベースに接続され、このトラン
ジスタQ4のコレクタはトランジスタQ2のベースに、トラ
ンジスタQ4のエミッタはトランジスタQ2のエミッタに接
続されている。
力巻線CT1cのタイマ回路５が接続され、このタイマ回路
５は電流トランスCT1 の出力巻線CT1cおよび抵抗R3の接
続点と、直流電源Ｅの負極との間にリセット回路６が接
続され、このリセット回路６の出力端子は、コンパレー
タを構成するオペアンプOP1 の一方の入力端子に接続さ
れている。さらに、直流電源E1には、抵抗R4およびコン
デンサC2の直列回路が接続され、これら抵抗R4およびコ
ンデンサC2の接続点は、リセット回路６の出力端子に接
続されている。またさらに、直流電源E1は、抵抗R5およ
び抵抗R6の直列回路が接続され、これら抵抗R5および抵
抗R6の接続点には、オペアンプOP1 の他方の入力端子が
接続されている。さらに、このオペアンプOP1 の出力端
子は、トランジスタQ4のベースに接続され、このトラン
ジスタQ4のコレクタはトランジスタQ2のベースに、トラ
ンジスタQ4のエミッタはトランジスタQ2のエミッタに接
続されている。
【０００９】そして、直流電源Ｅの負極には、直列カッ
ト用のコンデンサC3，C4が接続され、このコンデンサC3
および入力巻線CT1a間には振動回路３が接続され、この
振動回路３にはチョークコイルL1および放電ランプFL1
が直列に接続され、この放電ランプFL1 には始動用のコ
ンデンサC5が並列に接続されている。一方、コンデンサ
C4および入力巻線CT1a間には、振動回路４が接続され、
この振動回路４にはチョークコイルL2および放電ランプ
FL2 が直列に接続され、この放電ランプFL2 には始動用
のコンデンサC6が並列に接続されている。
ト用のコンデンサC3，C4が接続され、このコンデンサC3
および入力巻線CT1a間には振動回路３が接続され、この
振動回路３にはチョークコイルL1および放電ランプFL1
が直列に接続され、この放電ランプFL1 には始動用のコ
ンデンサC5が並列に接続されている。一方、コンデンサ
C4および入力巻線CT1a間には、振動回路４が接続され、
この振動回路４にはチョークコイルL2および放電ランプ
FL2 が直列に接続され、この放電ランプFL2 には始動用
のコンデンサC6が並列に接続されている。
【００１０】そして、直流電源Ｅから直流電圧が印加さ
れると、スタート回路１のコンデンサC1が抵抗R1を介し
て充電され、コンデンサC1の電圧がトリガ素子Q3の設定
電圧に達すると、トリガ素子Q3がブレークオーバし、コ
ンデンサC1の充電電荷がトリガ素子Q3を介してトランジ
スタQ2のベースに入力され、トランジスタQ2がオンす
る。
れると、スタート回路１のコンデンサC1が抵抗R1を介し
て充電され、コンデンサC1の電圧がトリガ素子Q3の設定
電圧に達すると、トリガ素子Q3がブレークオーバし、コ
ンデンサC1の充電電荷がトリガ素子Q3を介してトランジ
スタQ2のベースに入力され、トランジスタQ2がオンす
る。
【００１１】また、トランジスタQ2がオンによって、電
流トランスCT1 の入力巻線CT1aに電流が流れると、出力
巻線CT1cに電圧が誘起され、トランジスタQ2のベースに
電流が供給されるとともに、トランジスタQ2はオン状態
を維持する。このトランジスタQ2にベース電流が供給さ
れるとともに、リセット回路６が動作し、コンデンサC2
が充電される。
流トランスCT1 の入力巻線CT1aに電流が流れると、出力
巻線CT1cに電圧が誘起され、トランジスタQ2のベースに
電流が供給されるとともに、トランジスタQ2はオン状態
を維持する。このトランジスタQ2にベース電流が供給さ
れるとともに、リセット回路６が動作し、コンデンサC2
が充電される。
【００１２】そして、コンデンサC2の充電電圧が、抵抗
R5および抵抗R6で設定された中点電位を越えると、オペ
アンプOP1 は非反転出力を行ない、トランジスタQ4のベ
ースに電流を供給してトランジスタQ4をオンし、トラン
ジスタQ2はベース、エミッタ間が短絡されてトランジス
タQ2は強制的にオフされる。なお、トランジスタQ2のオ
ン期間は、タイマ回路５の抵抗R4およびコンデンサC2の
時定数、および、抵抗R5および抵抗R6の分圧抵抗値によ
って設定される。
R5および抵抗R6で設定された中点電位を越えると、オペ
アンプOP1 は非反転出力を行ない、トランジスタQ4のベ
ースに電流を供給してトランジスタQ4をオンし、トラン
ジスタQ2はベース、エミッタ間が短絡されてトランジス
タQ2は強制的にオフされる。なお、トランジスタQ2のオ
ン期間は、タイマ回路５の抵抗R4およびコンデンサC2の
時定数、および、抵抗R5および抵抗R6の分圧抵抗値によ
って設定される。
【００１３】一方、トランジスタQ1は振動回路３，４の
共振時定数によってオン期間が設定され、振動回路３，
４の変化がない限り、トランジスタQ1のオン期間は一定
に設定される。
共振時定数によってオン期間が設定され、振動回路３，
４の変化がない限り、トランジスタQ1のオン期間は一定
に設定される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、図３に
示す回路では、低圧側のトランジスタQ2のみのオン期間
のみを制御し、高圧側のトランジスタQ1のオン期間は常
に一定であり、トランジスタQ1およびトランジスタQ2の
オンデューティが１：１にならないため、正弦波になら
ず、図４に示すように、高調波が多い波形になる。した
がって、雑音などが発生するおそれがある。また、高圧
側のトランジスタQ2側の損失も大きい問題を有してい
る。
示す回路では、低圧側のトランジスタQ2のみのオン期間
のみを制御し、高圧側のトランジスタQ1のオン期間は常
に一定であり、トランジスタQ1およびトランジスタQ2の
オンデューティが１：１にならないため、正弦波になら
ず、図４に示すように、高調波が多い波形になる。した
がって、雑音などが発生するおそれがある。また、高圧
側のトランジスタQ2側の損失も大きい問題を有してい
る。
【００１５】本発明は、上記問題点に鑑みなされたもの
で、簡単な回路構成でオンデューティを１：１とし、損
失を低減するとともに、雑音の発生を抑えた電源装置を
提供することを目的とする。
で、簡単な回路構成でオンデューティを１：１とし、損
失を低減するとともに、雑音の発生を抑えた電源装置を
提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置は、直
流電源の両端間に並列的に接続されて交互にオン、オフ
駆動され制御端子を有する一対のスイッチング素子と；
これらスイッチング素子の内少なくとも一方のスイッチ
ング素子に対して並列的に接続された共振回路と；この
共振回路に発生する電流を検出する検出巻線、この検出
巻線で検出された電流を磁気結合により前記それぞれの
スイッチング素子の制御端子に帰還するとともにバイア
スエネルギーを供給する正帰還巻線を有する電流トラン
スと；正帰還巻線のいずれか一方に接続されコンデンサ
を有しこのコンデンサをこのいずれか一方の正帰還巻線
の出力により充電する整流回路、および、この整流回路
のコンデンサの電荷を消費して正帰還巻線の磁気エネル
ギーを制御する出力制御回路を備え出力制御回路により
正帰還巻線の磁気エネルギーを制御することにより電流
トランスの飽和時間を変化させてスイッチング素子の動
作周波数を変化させて出力を変化させる磁気エネルギー
制御手段とを具備したものである。
流電源の両端間に並列的に接続されて交互にオン、オフ
駆動され制御端子を有する一対のスイッチング素子と；
これらスイッチング素子の内少なくとも一方のスイッチ
ング素子に対して並列的に接続された共振回路と；この
共振回路に発生する電流を検出する検出巻線、この検出
巻線で検出された電流を磁気結合により前記それぞれの
スイッチング素子の制御端子に帰還するとともにバイア
スエネルギーを供給する正帰還巻線を有する電流トラン
スと；正帰還巻線のいずれか一方に接続されコンデンサ
を有しこのコンデンサをこのいずれか一方の正帰還巻線
の出力により充電する整流回路、および、この整流回路
のコンデンサの電荷を消費して正帰還巻線の磁気エネル
ギーを制御する出力制御回路を備え出力制御回路により
正帰還巻線の磁気エネルギーを制御することにより電流
トランスの飽和時間を変化させてスイッチング素子の動
作周波数を変化させて出力を変化させる磁気エネルギー
制御手段とを具備したものである。
【００１７】
【作用】本発明は、共振回路にこの共振回路に流れる電
流を検出する検出巻線を設け、この検出巻線で検出され
る電流に基づき正帰還巻線でそれぞれのスイッチング素
子の制御端子に駆動のためのバイアスエネルギーを供給
するとともに、磁気エネルギー制御手段の出力制御回路
で整流回路のコンデンサの電荷を制御して正帰還巻線の
磁気エネルギーを制御し、磁気結合により他方の正帰還
巻線も制御することにより、双方のスイッチング素子の
制御端子を制御し周波数を可変することにより、スイッ
チング素子のオンデューティを１：１に設定でき、損失
も低減できるとともに、出力電流を正負とも対称形にす
ることができるため、高調波成分の少ない正弦波にする
ことが可能になる。
流を検出する検出巻線を設け、この検出巻線で検出され
る電流に基づき正帰還巻線でそれぞれのスイッチング素
子の制御端子に駆動のためのバイアスエネルギーを供給
するとともに、磁気エネルギー制御手段の出力制御回路
で整流回路のコンデンサの電荷を制御して正帰還巻線の
磁気エネルギーを制御し、磁気結合により他方の正帰還
巻線も制御することにより、双方のスイッチング素子の
制御端子を制御し周波数を可変することにより、スイッ
チング素子のオンデューティを１：１に設定でき、損失
も低減できるとともに、出力電流を正負とも対称形にす
ることができるため、高調波成分の少ない正弦波にする
ことが可能になる。
【００１８】
【実施例】以下、本発明の電源装置の一実施例を図面を
参照して説明する。
参照して説明する。
【００１９】図１に示すように、たとえば整流平滑した
商用交流電源あるいはバッテリなどの直流電源Ｅにハー
フブリッジ型のインバータ回路11を接続している。
商用交流電源あるいはバッテリなどの直流電源Ｅにハー
フブリッジ型のインバータ回路11を接続している。
【００２０】そして、このインバータ回路11は、直流電
源Ｅの両端子間にスイッチング素子である電界効果トラ
ンジスタQ11 のドレイン、ソースおよびスイッチング素
子である電界効果トランジスタQ12 のドレイン、ソース
が直列に接続され、これら電界効果トランジスタQ11 ，
Q12 のドレイン、ソース間には、それぞれ寄生ダイオー
ドD11 ，D12 がある。
源Ｅの両端子間にスイッチング素子である電界効果トラ
ンジスタQ11 のドレイン、ソースおよびスイッチング素
子である電界効果トランジスタQ12 のドレイン、ソース
が直列に接続され、これら電界効果トランジスタQ11 ，
Q12 のドレイン、ソース間には、それぞれ寄生ダイオー
ドD11 ，D12 がある。
【００２１】また、直流電源Ｅ間には、スタート回路12
が接続されている。そして、このスタート回路12は、直
流電源Ｅ間に抵抗R11 およびコンデンサC11 の直列回路
が接続され、これら抵抗R11 およびコンデンサC11 の接
続点には、放電用のダイオードD13 およびトリガ用の定
電圧素子Q13 が接続されている。
が接続されている。そして、このスタート回路12は、直
流電源Ｅ間に抵抗R11 およびコンデンサC11 の直列回路
が接続され、これら抵抗R11 およびコンデンサC11 の接
続点には、放電用のダイオードD13 およびトリガ用の定
電圧素子Q13 が接続されている。
【００２２】さらに、電界効果トランジスタQ11 の制御
端子であるゲート、ソース間には波形改善回路13が接続
され、電界効果トランジスタQ12 の制御端子であるゲー
ト、ソース間には波形改善回路14が接続されている。そ
して、波形改善回路13は、抵抗R12 、抵抗R13 およびコ
ンデンサC12 から構成され、波形改善回路14は、抵抗R1
4 、抵抗R15 およびコンデンサC13 から構成されてい
る。
端子であるゲート、ソース間には波形改善回路13が接続
され、電界効果トランジスタQ12 の制御端子であるゲー
ト、ソース間には波形改善回路14が接続されている。そ
して、波形改善回路13は、抵抗R12 、抵抗R13 およびコ
ンデンサC12 から構成され、波形改善回路14は、抵抗R1
4 、抵抗R15 およびコンデンサC13 から構成されてい
る。
【００２３】また、波形改善回路13には電流トランスCT
の正帰還巻線CTa が接続され、波形改善回路14には電流
トランスCTの正帰還巻線CTb が接続されている。
の正帰還巻線CTa が接続され、波形改善回路14には電流
トランスCTの正帰還巻線CTb が接続されている。
【００２４】さらに、電界効果トランジスタQ12 のドレ
イン、ソース間には、電流トランスCTの検出巻線CTc を
介して、共振回路15が接続されている。そして、この共
振回路15は、コンデンサC14 、チョークコイルL11 およ
び放電ランプFLが直列に接続され、放電ランプFLの両端
子間には、始動用のコンデンサC15 が接続され構成され
ている。
イン、ソース間には、電流トランスCTの検出巻線CTc を
介して、共振回路15が接続されている。そして、この共
振回路15は、コンデンサC14 、チョークコイルL11 およ
び放電ランプFLが直列に接続され、放電ランプFLの両端
子間には、始動用のコンデンサC15 が接続され構成され
ている。
【００２５】また、正帰還巻線CTb には、磁気エネルギ
ー制御手段16が接続されており、磁気エネルギー制御手
段16は、倍電圧整流回路17および出力制御回路18にて構
成されている。そして、倍電圧整流回路17は、コンデン
サC16 ，C17 およびダイオードD14 ，D15 にて構成され
ている。さらに、出力制御回路18は、コンデンサC17の
両端子間に、抵抗R16 を介してトランジスタQ14 のコレ
クタ、エミッタが接続され、トランジスタQ14 のベー
ス、エミッタ間には、可変抵抗R17 が接続され、この可
変抵抗R17 に対して並列に抵抗R18 およびたとえば直流
電源Ｅに基づく直流電源E1の直列回路が接続されてい
る。
ー制御手段16が接続されており、磁気エネルギー制御手
段16は、倍電圧整流回路17および出力制御回路18にて構
成されている。そして、倍電圧整流回路17は、コンデン
サC16 ，C17 およびダイオードD14 ，D15 にて構成され
ている。さらに、出力制御回路18は、コンデンサC17の
両端子間に、抵抗R16 を介してトランジスタQ14 のコレ
クタ、エミッタが接続され、トランジスタQ14 のベー
ス、エミッタ間には、可変抵抗R17 が接続され、この可
変抵抗R17 に対して並列に抵抗R18 およびたとえば直流
電源Ｅに基づく直流電源E1の直列回路が接続されてい
る。
【００２６】次に、上記図１に示す実施例の動作につい
て図２に示す波形図を参照して説明する。
て図２に示す波形図を参照して説明する。
【００２７】まず、直流電源Ｅ，E1が投入されると、ス
タート回路12のコンデンサC11 が充電され、このコンデ
ンサC11 が所定の電圧になると、定電圧素子Q13 をトリ
ガして、電界効果トランジスタQ12 をオンする。そし
て、電界効果トランジスタQ12および電界効果トランジ
スタQ11 が交互にオン、オフ動作して、インバータ回路
11が発振を開始する。
タート回路12のコンデンサC11 が充電され、このコンデ
ンサC11 が所定の電圧になると、定電圧素子Q13 をトリ
ガして、電界効果トランジスタQ12 をオンする。そし
て、電界効果トランジスタQ12および電界効果トランジ
スタQ11 が交互にオン、オフ動作して、インバータ回路
11が発振を開始する。
【００２８】その後、共振回路15のチョークコイルL11
とコンデンサC15 とが共振し、コンデンサC15 の両端に
高電圧を発生させ、放電ランプFLを始動点灯させる。
とコンデンサC15 とが共振し、コンデンサC15 の両端に
高電圧を発生させ、放電ランプFLを始動点灯させる。
【００２９】そして、放電ランプFLに流れる共振電流
は、電流トランスCTの検出巻線CTc で検出されて、正帰
還巻線CTa ，CTb に正帰還され、各波形改善回路13，14
にて各電界効果トランジスタQ11 ，Q12 のゲート電圧を
方形波の曲線に近付けて、各電界効果トランジスタQ11
および電界効果トランジスタQ12 にゲート電圧を加えて
交互にオン、オフ駆動させる。
は、電流トランスCTの検出巻線CTc で検出されて、正帰
還巻線CTa ，CTb に正帰還され、各波形改善回路13，14
にて各電界効果トランジスタQ11 ，Q12 のゲート電圧を
方形波の曲線に近付けて、各電界効果トランジスタQ11
および電界効果トランジスタQ12 にゲート電圧を加えて
交互にオン、オフ駆動させる。
【００３０】次に、磁気エネルギー制御手段16の動作に
ついて説明する。
ついて説明する。
【００３１】この磁気エネルギー制御手段16の倍電圧整
流回路17により、各電界効果トランジスタQ11 ，Q12 を
駆動する方向の電圧を整流する。そして、この倍電圧整
流回路17の出力電圧は、コンデンサC17 に充電される。
また、このコンデンサC17 に充電される電荷は、出力制
御回路18により消費されて制御される。すなわち、可変
抵抗R17 の抵抗値を変化させることにより、トランジス
タQ14 のベース電流を制御して、トランジスタQ14 のコ
レクタ、エミッタ間の抵抗値を変化させ、コンデンサC1
7 の消費電力を制御する。
流回路17により、各電界効果トランジスタQ11 ，Q12 を
駆動する方向の電圧を整流する。そして、この倍電圧整
流回路17の出力電圧は、コンデンサC17 に充電される。
また、このコンデンサC17 に充電される電荷は、出力制
御回路18により消費されて制御される。すなわち、可変
抵抗R17 の抵抗値を変化させることにより、トランジス
タQ14 のベース電流を制御して、トランジスタQ14 のコ
レクタ、エミッタ間の抵抗値を変化させ、コンデンサC1
7 の消費電力を制御する。
【００３２】したがって、電流トランスCTの双方向の磁
気エネルギーは、倍電圧整流回路17で電圧変換され、出
力制御回路18により電流トランスCTの磁気エネルギーを
消費し、可変抵抗R17 の抵抗値の変化により、表１に示
すように、この出力制御回路18の電力消費量が多い場合
には、磁気エネルギー量も減少して電流トランスCTの飽
和時間が遅延し、各電界効果トランジスタQ11 ，Q12 の
発振周波数が低下して、インバータ回路11の出力が増大
する。反対に、この出力制御回路18の電力消費量が少な
い場合には、磁気エネルギー量は増大して電流トランス
CTの飽和時間が早くなり、各電界効果トランジスタQ11
，Q12 の発振周波数が増加して、インバータ回路11の
出力が低下する。
気エネルギーは、倍電圧整流回路17で電圧変換され、出
力制御回路18により電流トランスCTの磁気エネルギーを
消費し、可変抵抗R17 の抵抗値の変化により、表１に示
すように、この出力制御回路18の電力消費量が多い場合
には、磁気エネルギー量も減少して電流トランスCTの飽
和時間が遅延し、各電界効果トランジスタQ11 ，Q12 の
発振周波数が低下して、インバータ回路11の出力が増大
する。反対に、この出力制御回路18の電力消費量が少な
い場合には、磁気エネルギー量は増大して電流トランス
CTの飽和時間が早くなり、各電界効果トランジスタQ11
，Q12 の発振周波数が増加して、インバータ回路11の
出力が低下する。
【００３３】
【表１】 そして、図２に示すように、電界効果トランジスタQ11
および電界効果トランジスタQ12 のいずれのゲート電圧
も制御しているので、電界効果トランジスタQ11 ，Q12
のデューティ比は略１：１となり、共振電流も正弦波に
近くなり高調波成分も減少し雑音を低減できる。したが
って、可変抵抗R17 の抵抗値を変化させトランジスタQ1
4 のインピーダンスを変化させることにより、リニア
に、かつ、正弦波のままで調光もできる。
および電界効果トランジスタQ12 のいずれのゲート電圧
も制御しているので、電界効果トランジスタQ11 ，Q12
のデューティ比は略１：１となり、共振電流も正弦波に
近くなり高調波成分も減少し雑音を低減できる。したが
って、可変抵抗R17 の抵抗値を変化させトランジスタQ1
4 のインピーダンスを変化させることにより、リニア
に、かつ、正弦波のままで調光もできる。
【００３４】さらに、それぞれの電界効果トランジスタ
Q11 ，Q12 のいずれにも、波形改善回路13，14がそれぞ
れ設けられているため、いずれか一方の電界効果トラン
ジスタQ11 ，Q12 の損失増加や、アンバランスなどが発
生しないため、信頼性が向上する。
Q11 ，Q12 のいずれにも、波形改善回路13，14がそれぞ
れ設けられているため、いずれか一方の電界効果トラン
ジスタQ11 ，Q12 の損失増加や、アンバランスなどが発
生しないため、信頼性が向上する。
【００３５】
【発明の効果】本発明の電源装置によれば、検出巻線で
検出される電流に基づき正帰還巻線でそれぞれのスイッ
チング素子の制御端子に駆動のためのバイアスエネルギ
ーを供給するとともに、磁気エネルギー制御手段の出力
制御回路で整流回路のコンデンサの電荷を制御して正帰
還巻線の磁気エネルギーを制御し、磁気結合により他方
の正帰還巻線も制御することにより、双方のスイッチン
グ素子を制御し周波数を可変することにより、スイッチ
ング素子のオンデューティを１：１に設定でき、損失も
低減できるとともに、出力電流を正負とも対称形にする
ことができるため、高調波成分の少ない正弦波にでき
る。
検出される電流に基づき正帰還巻線でそれぞれのスイッ
チング素子の制御端子に駆動のためのバイアスエネルギ
ーを供給するとともに、磁気エネルギー制御手段の出力
制御回路で整流回路のコンデンサの電荷を制御して正帰
還巻線の磁気エネルギーを制御し、磁気結合により他方
の正帰還巻線も制御することにより、双方のスイッチン
グ素子を制御し周波数を可変することにより、スイッチ
ング素子のオンデューティを１：１に設定でき、損失も
低減できるとともに、出力電流を正負とも対称形にする
ことができるため、高調波成分の少ない正弦波にでき
る。
【図１】本発明の一実施例の放電灯点灯装置を示す回路
図である。
図である。
【図２】同上放電灯点灯装置の波形図である。
【図３】従来例の放電灯点灯装置を示す回路図である。
【図４】同上放電灯点灯装置の波形図である。
15 共振回路 16 磁気エネルギー制御手段 CT 電流トランス CTa ，CTb 正帰還巻線 CTc 検出巻線 Ｅ 直流電源 Q11 ，Q12 スイッチング素子としての電界効果トラ
ンジスタ
ンジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/538 H02M 7/48 H05B 41/24
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源の両端間に並列的に接続されて
交互にオン、オフ駆動され制御端子を有する一対のスイ
ッチング素子と； これらスイッチング素子の内少なくとも一方のスイッチ
ング素子に対して並列的に接続された共振回路と； この共振回路に発生する電流を検出する検出巻線、この
検出巻線で検出された電流を磁気結合により前記それぞ
れのスイッチング素子の制御端子に帰還するとともにバ
イアスエネルギーを供給する正帰還巻線を有する電流ト
ランスと；正 帰還巻線のいずれか一方に接続されコンデンサを有し
このコンデンサをこのいずれか一方の正帰還巻線の出力
により充電する整流回路、および、この整流回路のコン
デンサの電荷を消費して正帰還巻線の磁気エネルギーを
制御する出力制御回路を備え出力制御回路により正帰還
巻線の磁気エネルギーを制御することにより電流トラン
スの飽和時間を変化させてスイッチング素子の動作周波
数を変化させて出力を変化させる磁気エネルギー制御手
段と； を具備したことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21536393A JP3164134B2 (ja) | 1993-08-31 | 1993-08-31 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21536393A JP3164134B2 (ja) | 1993-08-31 | 1993-08-31 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0767356A JPH0767356A (ja) | 1995-03-10 |
| JP3164134B2 true JP3164134B2 (ja) | 2001-05-08 |
Family
ID=16671057
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21536393A Expired - Fee Related JP3164134B2 (ja) | 1993-08-31 | 1993-08-31 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3164134B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100539292B1 (ko) * | 1998-12-03 | 2006-03-23 | 현대 이미지퀘스트(주) | 오프 모드시 전원 제어 회로 |
| US9413314B2 (en) | 2009-05-08 | 2016-08-09 | Federal-Mogul Ignition Company | Corona ignition with self-tuning power amplifier |
-
1993
- 1993-08-31 JP JP21536393A patent/JP3164134B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0767356A (ja) | 1995-03-10 |
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