JP3116875B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波インバータ
回路を使用した電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種の電源装置としては図１１
に示すものが知られている。これは交流電源１にインダ
ンタ及びコンデンサからなるフイルタ回路２を介してダ
イオードブリッジからなる全波整流回路３の入力端子を
接続し、その全波整流回路３の出力端子にインダクタ４
を介してスイッチングトランジスタ５を接続すると共
に、さらにダイオード６を順極性に介して充電用平滑コ
ンデンサ７を接続している。そして平滑コンデンサ７に
高周波インバータ回路８を接続し、その高周波インバー
タ回路８の出力端子にコンデンサ９を介して放電灯１０
の各フィラメント電極１０ａ，１０ｂの一端を接続して
いる。放電灯１０の各フィラメント電極１０ａ，１０ｂ
の他端間に始動用コンデンサ１１を接続している。高周
波インバータ回路８はトランス１２の１次巻線１２ａと
スイッチングトランジスタ１３との直列回路と、トラン
ス１２の１次巻線１２ａに並列に接続されて共振用コン
デンサ１４と、スイッチングトランジスタ１３に並列に
接続されたダイオード１５からなり、トランス１２の１
次巻線１２ａとスイッチングトランジスタ１３との直列
回路を平滑コンデンサ７に並列に接続すると共にトラン
ス１２の２次巻線１２ｂを出力端子としている。

【０００３】この従来装置は、スイッチングトランジス
タ５が制御回路１６により高周波スイッチング動作され
ると、トランジスタ５がオンのときに全波整流回路３に
て整流された脈流電圧から供給される電流によるインダ
クタ４への蓄積エネルギーがトランジスタ５のオフ時に
その脈流電圧に重畳しダイオード６を介して平滑コンデ
ンサ７に充電される。このスイッチングトランジスタ５
のスイッチング動作が連続して行われることにより平滑
コンデンサ７の充電電圧は平滑される。そして脈流電圧
に対応した包絡線をピークとした電流がインダクタ４に
流れる。このスイッチング電流はフイルタ回路２で交流
電源１の交流電圧と同相の正弦波電流となるので、入力
電流は高調波成分を含まず、かつ高力率となる。

【０００４】平滑コンデンサ７の充電電圧は高周波イン
バータ回路８の電源となり、スイッチングトランジスタ
１３の高周波スイッチング動作によりトランス１２の１
次巻線１２ａと共振用コンデンサ１４との共振回路が動
作し、その共振電圧がトランス１２の２次巻線１２ｂに
伝達され、放電灯１０に供給される。そしてコンデンサ
１１により放電灯１０の各フィラメント電極１０ａ，１
０ｂが予熱されるとともにそのコンデンサ１１の両端に
発生する高電圧が放電灯１０の各フィラメント電極１０
ａ，１０ｂ間に印加され、放電灯１０は始動点灯される
ようになる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】この従来装置は、チョ
ッパ制御により入力電流には高調波をほとんど含まない
が、インバータ回路８及び放電灯１０を含む負荷回路の
損失分により直流入力ライン電流を脈流電圧のすべての
区間連続的に供給するため、各素子のエネルギー処理量
が大きく、素子の大容量化、すなわち大形化及び高価格
化を招く問題があった。またスイッチングトランジスタ
５をスイッチング制御する制御回路１６は、瞬時値が常
に変化する脈流の直流電圧に対して常に連続的にかつイ
ンダクタ４へのエネルギー蓄積が残らないように、スイ
ッチングトランジスタ５を毎サイクルスイッチングする
ための制御方法も要求されるため構成が複雑化し、大形
化する問題があった。さらにスイッチングトランジスタ
５のスイッチングするエネルギー処理が脈流直流電圧の
すべての区間連続的に行われるため、スイッチングトラ
ンジスタ５のスイッチング損失が大きく、又スイッチン
グによって流れる電流も連続的な三角波となるため、ノ
イズの発生量が多くなる問題があった。さらにまた電源
の投入時に平滑コンデンサ７に対して過大な突入電流が
流れ込むため、これに対する対策として電源ラインに接
続される部品の容量を増加しなければならず、この点に
おいても大形化する問題があった。

【０００６】そこで本発明は、入力電流における高調波
成分を低減できるものにおいて、小形化、低価格化及び
構成の簡単化を図ることができるとともにノイズ発生量
を減少させることができる電源装置を提供しようとする
ものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】請求項１対応の発明は、
交流電源に並列に接続された第１のコンデンサと、交流
電源からの交流を整流する整流回路と、この整流回路の
出力端子に並列に接続された第２のコンデンサと、充電
用コンデンサ，インダクタンス素子及びこのインダクタ
ンス素子と共振動作が得られるように設定された前記第
２のコンデンサからなり、充電用コンデンサに整流回路
出力のピーク値よりも低い直流電圧を蓄える振動回路
と、整流回路出力レベルが充電用コンデンサの充電レベ
ル以上のときには第１のコンデンサから入力電流が供給
され、整流回路出力レベルが充電用コンデンサの充電レ
ベルより低下すると充電用コンデンサから大半の入力電
流が供給され、かつ第１のコンデンサから一部の入力電
流が供給される高周波インバータ回路とからなり、高周
波インバータ回路出力を負荷に供給するものである。

【０００８】請求項２対応の発明は、請求項１対応の発
明において、整流回路出力レベルの変動に応じて第２の
コンデンサの容量を可変制御する容量可変制御回路を設
けたものである。

【０００９】請求項３対応の発明は、請求項１又は２対
応の発明において、振動回路は整流回路出力レベルが充
電用コンデンサの充電レベルより低下するに従って振動
電圧の振幅が大きくなるように振動条件を設定したもの
である。

【００１０】請求項４対応の発明は、請求項１、２又は
３対応の発明において、振動回路は高周波インバータ回
路の発振動作に同期して振動電圧を発生し、かつ第２の
コンデンサは整流回路出力レベルが充電用コンデンサの
充電レベルより低下するに従って端子電圧を高くするも
のである。

【００１１】

【作用】このような構成の本発明においては、充電用コ
ンデンサの充電電圧レベルが整流回路出力レベルよりも
低い区間においては、高周波インバータ回路が発振動作
を行うと、発振のオン時に高周波インバータ回路には主
に第１のコンデンサから入力電流が供給される。すなわ
ち高周波インバータ回路の必要とするエネルギーに見合
ったエネルギーが第１のコンデンサから供給され、さら
に交流電源側からそのエネルギーを補給する入力電流が
流入する。また発振のオフ時に振動回路により充電用コ
ンデンサが充電される。

【００１２】また整流回路出力レベルが低下し充電用コ
ンデンサの充電電圧レベルよりも低くなると、この区間
においては発振のオン時に高周波インバータ回路には最
初に第２のコンデンサから入力電流が供給される。そし
て第２のコンデンサの容量は高周波インバータ回路の必
要とするエネルギーを供給するには不十分なため第２の
コンデンサのレベルは低下する。そして第２のコンデン
サのレベルが第１のコンデンサのレベルまで低下する
と、第１のコンデンサからのエネルギー供給が開始され
る。充電用コンデンサによる高周波インバータ回路への
放電はインダクタンス素子のため遅れ、高周波インバー
タ回路の発振がオフ動作する直前に行われる。そして発
振がオフ動作すると充電用コンデンサはインダクタンス
素子と第２のコンデンサに対する電圧供給源となる。こ
うして振動的共振が得られ第２のコンデンサに対する充
電が行われる。そしてこの充電は整流回路出力レベルが
低下する程振動的共振の振幅が大きくなり高められる。
こうして交流電源１から流入する入力電流は連続して行
われることになる。

【００１３】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を参照して説
明する。なお、本実施例は本発明を放電灯点灯装置に適
用したものについて述べる。図１に示すように、交流電
源２１にノイズフイルタ用のインダクタ２２を介して第
１のコンデンサ２４を並列に接続し、その第１のコンデ
ンサ２４にダイオードブリッジからなる全波整流回路２
３の入力端子を接続し、その全波整流回路２３の出力端
子に第２のコンデンサ２６を並列に接続している。

【００１４】前記第２のコンデンサ２６にダイオード２
７を逆極性に介し、さらにインダクタ２８を介して充電
用コンデンサ２９を並列に接続している。また前記第２
のコンデンサ２６に１石式高周波インバータ回路３０を
接続している。この高周波インバータ回路３０はトラン
ス３１の１次巻線３１ａとスイッチングトランジスタ３
２との直列回路を設け、前記トランス３１の１次巻線３
１ａに共振用コンデンサ３３を並列に接続し、前記スイ
ッチングトランジスタ３２にダイオード３４を並列に接
続している。そして前記トランス３１の１次巻線３１ａ
とスイッチングトランジスタ３２との直列回路を前記第
２のコンデンサ２６に並列に接続している。前記スイッ
チングトランジスタ３２は駆動回路（図示せず）により
高周波スイッチング動作されるようになっている。

【００１５】前記トランス３１の２次巻線３１ｂにコン
デンサ３５を介して放電灯３６の各フィラメント電極３
６ａ，３６ｂの一端を接続している。前記放電灯３６の
各フィラメント電極３６ａ，３６ｂの他端間には始動用
コンデンサ３７が接続されている。前記トランス３１に
３次巻線３１ｃを設け、その３次巻線３１ｃにダイオー
ド３８を介して前記充電用コンデンサ２９を並列に接続
している。前記第２のコンデンサ２６、ダイオード２
７、インダクタ２８、充電用コンデンサ２９、トランス
３１の３次巻線３１ｃ及びダイオード３８からなる回路
は振動回路Ａを形成している。

【００１６】このような構成の実施例においては、動作
時においては第１のコンデンサ２４の両端間には図２の
(a) に示す電圧Ｖc1が発生する。また説明を理解し易く
するためにインダクタ２８が無く、かつ第２のコンデン
サ２６の容量も高周波インバータ回路３０の動作に支障
を与えることのないように十分な大きさにした場合に
は、第２のコンデンサ２６の両端間には図２の(b)に示
す電圧Ｖc2′が発生する。

【００１７】高周波インバータ回路３０がスイッチング
トランジスタ３２のスイッチング動作によって発振動作
を行っていると、トランス３１の１次巻線３１ａと共振
用コンデンサ３３の共振作用によりトランス３１の１次
巻線３１ａに高周波電圧が発生し、これにより３次巻線
３１ｃにも１次巻線３１ａとの巻線比に応じた高周波電
圧が誘起される。そしてこの電圧によりダイオード３８
を介して充電用コンデンサ２９が充電される。この充電
用コンデンサ２９の充電電圧Ｖc6は図２の(b)に示すよ
うに第２のコンデンサ２６の両端間電圧Ｖc2′である脈
流電圧のピーク値Ｖpeakよりも低い。そこで脈流電圧が
充電用コンデンサ２９の充電電圧Ｖc6よりも高い区間を
ＴA、低い区間をＴB として以下、動作を説明する。

【００１８】(A) ＴA 区間 ＴA 区間の任意の時間部分において高周波インバータ回
路３０のトランジスタ３２がオンすると、トランス３１
の１次巻線３１ａへの電流の供給はほとんどが第１のコ
ンデンサ２４から、一部が第２のコンデンサ２６から行
われる。そして第１のコンデンサ２４と第２のコンデン
サ２６の合成容量は高周波インバータ回路３０が必要と
するエネルギーを与えるに十分な容量となっている。こ
の第１のコンデンサ２４と第２のコンデンサ２６からの
電流供給に見合って交流電源２１側からエネルギーが入
力電流Ｉ1 となって流入する。そして脈流電圧の変化に
対応してトランジスタ３２のスイッチング動作に伴うよ
うにこの動作が行われ、交流電圧正弦波値上に沿ってイ
ンバータ動作の高周波の微少でかつ等しい振幅がＴA の
全区間に重畳される。すなわちこのＴA 区間では第１の
コンデンサ２４と第２のコンデンサ２６の合成値は供給
脈流電圧により与えられるエネルギーがインバータ回路
３０の要求するエネルギーに対して満たされた値となっ
ている。

【００１９】このためコンデンサ２４，２６ともリップ
ル成分が小さく、また発熱も小さく、動作の信頼性を高
めることができる。そしてこのＴA 区間においてトラン
ジスタ３２のオフ時に３次巻線３１ｃから充電用コンデ
ンサ２９への充電が行われる。このＴA 区間においては
充電用コンデンサ２９からインバータ回路３０側への放
電は行われない。

【００２０】(B) ＴB 区間 充電用コンデンサ２９の充電電圧Ｖc6に対して脈流正弦
波電圧のレベルが低下し始めたときにトランジスタ３２
がオンされると、トランス３１の１次巻線３１ａへの電
流供給は最初に第２のコンデンサ２６から行われる。そ
して第２のコンデンサ２６の容量は高周波インバータ回
路３０が必要とするエネルギーを与えるには不十分なた
め、トランジスタ３２のオン後に１次巻線３１ａに流れ
る電流が増加するに従って第２のコンデンサ２６の電圧
Ｖc2は低下する。そして電圧Ｖc2が第１のコンデンサ２
４の電圧Ｖc1まで低下した時点から第２のコンデンサ２
６で不足しているインバータ回路３０へのエネルギー供
給を第１のコンデンサ２４が行うようになる。

【００２１】そしてこの動作はトランジスタ３２がオフ
するまで行われるが、第１のコンデンサ２４からのエネ
ルギー供給が開始されてから第２のコンデンサ２６の電
圧Ｖc2の低下は少なくなる。また第１のコンデンサ２４
からインバータ回路３０へのエネルギー供給は、これに
見合った分のエネルギーを交流電源２１側から入力電流
Ｉ1 として流入させる。

【００２２】一方、充電用コンデンサ２９の充電電圧Ｖ
c6はインダクタ２８の過渡インピーダンスによりエネル
ギーの放出が遅れ、トランジスタ３２がオフする直前の
時点でエネルギーを放出するようになる。そしてトラン
ジスタ３２がオフすると、充電用コンデンサ２９の充電
電圧Ｖc6はインダクタ２８、ダイオード２７、第２のコ
ンデンサ２６からなる直列回路への電圧供給源となる。
ここでインダクタ２８及び第２のコンデンサ２６は振動
的共振が得られるように設定されているので第２のコン
デンサ２６への充電が正弦波状に行われる。そしてこの
充電はインバータ回路３０においてトランジスタ３２が
次にオンしたときエネルギー供給が不足とならないレベ
ルまで高められる。

【００２３】充電用コンデンサ２９の充電電圧Ｖc6に対
して第１のコンデンサ２４の電圧Ｖc1が低下するに従っ
て第２のコンデンサ２６の電圧Ｖc2は低下し、それに従
いインダクタ２８と第２のコンデンサ２６による振幅が
大きくなる。また入力電流Ｉ1 は少なくなるが電流は連
続して流れ込む。

【００２４】こうして第２のコンデンサ２６の実際の電
圧Ｖc2は図２の(c) に示す波形となる。また入力電流Ｉ
1 及び入力電圧Ｖ1 は図２の(d) に示す波形となる。こ
のように交流電源２１からの入力電流Ｉ1 が連続して流
れることにより入力電流Ｉ1 に高調波成分が介入するの
を阻止している。

【００２５】図３は、図２の(c) に示す第２のコンデン
サ２６の電圧Ｖc2の波形において正弦波電圧のピーク値
付近Ｐ1 、正弦波電圧が充電用コンデンサ２９の充電電
圧Ｖc6よりやや低下しインダクタ２８と第２のコンデン
サ２６により振動を開始した時点Ｐ2 、正弦波電圧が略
０値になった時点Ｐ3 におけるトランジスタ３２のコレ
クタ電流ＩQ1、第２のコンデンサ２６に流れる電流ＩC
2、全波整流回路２３に流れる電流ＩRec 、第２のコン
デンサ２６の両端電圧ＶC2を示している。全波整流回路
２３に流れる電流ＩRec は入力電流Ｉ1 と略等しい。な
お、図３の(a) は正弦波電圧のピーク値付近Ｐ1 の波形
を示し、図３の(b) は振動を開始した時点Ｐ2 の波形を
示し、図３の(c) は正弦波電圧が略０値になった時点Ｐ
3 の波形を示している。

【００２６】トランジスタ３２がオンするとコレクタ電
流ＩQ1が流れるが、Ｐ1 点では供給電圧が最も高いの
で、コレクタ電流ＩQ1は大きい。Ｐ2 ，Ｐ3 点は充電電
圧ＶC6のレベルで決まった電流となるが、段階的に少な
くなる。第２のコンデンサ２６に流れる電流ＩC2は、ト
ランジスタ３２のオン時に流れる量は少なく、第１のコ
ンデンサ２４から供給される。この供給は十分な量であ
るため電圧ＶC2の電圧変動はほとんど無い。そして交流
電源２１より電流ＩRec をベースとした連続的な入力電
流Ｉ1 が流れることになる。

【００２７】そしてＰ2 点、Ｐ3 点と供給電圧の低下に
伴い、インダクタ２８と第２のコンデンサ２６による振
動電圧の振幅は大きくなり、トランジスタ３２がオンす
る時点にそのトランジスタ３２に十分なエネルギーを供
給するレベルまで高められ、第２のコンデンサ２６の両
端間電圧ＶC2は図３の(c) に示すように十分なレベルま
で高められる。

【００２８】このためトランジスタ３２がオンしている
全区間に亘ってインバータ回路３０は安定した発振動作
を行うことになる。そして正弦波電圧がＰ1 点、Ｐ2
点、Ｐ3 点と低下するに従い、低下電圧に見合った電流
ＩRec が流れ、その電流ＩRecと等価な入力電流Ｉ1 が
交流電源２１側から流入し、その結果入力電流Ｉ1 が連
続的に流れることになる。すなわち図２の(d) に示すよ
うに連続した高調波成分の極めて少ない入力電流Ｉ1 が
流れることになる。

【００２９】このように交流脈流電圧が０に近いＰ3 点
においても、充電用コンデンサ２９の充電電圧Ｖc6によ
って発生するインダクタ２８と第２のコンデンサ２６に
よる振動電圧が、インバータ回路３０の発振動作が安定
して行われるようにトランジスタ３２のオン、オフのタ
イミングに合って行われることが重要となる。

【００３０】もしこれが満たされないと、図４に各電流
ＩQ1，ＩC2，ＩRec 及び電圧ＶC2の波形を示すように不
具合な動作となる。すなわちインダクタ２８と第２のコ
ンデンサ２６の振動回路での振動条件が悪く、第２のコ
ンデンサ２６の電圧ＶC2が十分に高められずインバータ
回路３０へのエネルギー供給が不足する。そしてエネル
ギー不足のためトランジスタ３２に流れる電流ＩQ1は立
上がりがスパイク状の急俊な電流となる。このため図５
に示すように交流入力の電圧Ｖ1 に対応した入力電流Ｉ
1 は図中点線イで示すように半サイクルの前後で少なく
なって凹んだ高調波成分の多いものとなり、かつスパイ
ク状の電流となってしまう。なお、図中実線で示す入力
電流Ｉ1 は本実施例の入力電流波形を示す。

【００３１】そしてこのように高調波成分の多いスパイ
ク状の電流となることにより、トランジスタのスイッチ
ング損失が大きくなり、またノイズの発生量も多くなる
という問題が生じてしまう。またインダクタ２８と第２
のコンデンサ２６の振動数がインバータ回路３０の発振
に対して高すぎる場合は、トランジスタ３２に流れる電
流ＩQ1が不安定となり、その結果インバータ回路３０の
発振動作が不安定となる。また入力電流Ｉ1も常に安定
した高調波成分の少ない電流とはならなくなる。

【００３２】また充電用コンデンサ２９の内部インピー
ダンスと容量値はインダクタ２８と第２のコンデンサ２
６の振動回路に対して重要な要因となる。すなわち内部
インピーダンスは全体の振幅の高さを規制し、また容量
値が小さいと充電用コンデンサ２９の放電による電圧低
下が図２の(c) に示す電圧波形ＶC2におけるＰ3 点付近
やＰ1 点への立上がり部において振幅が小さくなり、そ
の結果トランジスタ３２にスパイク電流が流れる区間が
大きくなり前記同様の問題が生じてしまう。

【００３３】従って充電用コンデンサ２９の内部インピ
ーダンスと容量値を適切に設定することが必要となる。
また第１のコンデンサ２４の容量も適切に設定すること
が必要となる。すなわち容量が小さすぎると、インダク
タ２８と第２のコンデンサ２６の振動回路の振動幅が十
分であっても交流電源２１側からのエネルギー供給が不
足し、図２の(b) におけるＴB 区間での入力電流Ｉ1 が
極めて小さくなり、その結果入力電流が高調波成分の多
いスパイク状の電流となり前記同様の問題が生じること
になる。逆に容量が大きすぎると図２の(a) に示す電圧
波形Ｖc1において脈流電圧の低い部分においてかさ上げ
され、このかさ上げ電圧区間において小さなＴB 区間が
発生し、その結果入力電流が流れず休止区間となり、高
調波成分の増加の要因となる。さらにトランジスタ３２
のスイッチングリップルが入力電流Ｉ1 に重畳されても
第１のコンデンサ２４によって除去される。

【００３４】さらにまた電源投入時の突入電流は第１、
第２のコンデンサ２４，２６に対してはヒゲ状の突入電
流で、従来装置の突入電流に比べて無視できる程度に小
さく、電源ラインに接続される回路部品に対して何等支
障を与えるものではない。従って回路部品として耐圧の
低い小形のものが使用できる。しかも要部を第１、第２
のコンデンサ２４，２６、充電用コンデンサ２９、イン
ダクタ２８、ダイオード２７，３８、３次巻線３１ｃに
よって構成することができ、構成が簡単である。以上、
本実施例においては、入力電流における高調波成分を低
減できるのは勿論、小形化、低価格化及び構成の簡単化
をも図ることができる。

【００３５】次に本発明の他の実施例を図面を参照して
説明する。なお、前記実施例と同一の部分には同一の符
号を付して詳細な説明は省略する。図６は高周波インバ
ータ回路としてハーフブリッジ形の高周波インバータ回
路４０を使用したもので、このインバータ回路４０は１
対のスイッチングトランジスタ４１，４２の直列回路及
び１対のコンデンサ４３，４４の直列回路を設け、その
各トランジスタ４１，４２の接続点と各コンデンサ４
３，４４の接続点との間にインダクタ４５を介して放電
灯３６を接続している。そして前記インダクタ４５にそ
のインダクタ４５と磁気的に結合したコイル４６を添設
し、そのコイル４６にダイオード３８を介して充電用コ
ンデンサ２９を並列に接続している。

【００３６】このような構成であっても充電用コンデン
サ２９はコイル４６によって全波整流回路２３からの脈
流電圧のピーク値よりも低い直流電圧を蓄えることがで
き、前記実施例と同様の効果が得られるものである。な
お、コンデンサ４３，４４の一方が無い変形ハーフブリ
ッジ形の高周波インバータ回路であってもよい。

【００３７】図７は高周波インバータ回路としてプッシ
ュプル形の高周波インバータ回路５０を使用したもの
で、このインバータ回路５０は１対のスイッチングトラ
ンジスタ５１，５２、トランス５３、コンデンサ５４を
設け、トランジスタ５１のコレクタをトランス５３の１
次巻線５３ａの一端に接続すると共にトランジスタ５２
のコレクタをトランス５３の１次巻線５３ａの他端に接
続し、コンデンサ５４をトランス５３の１次巻線５３ａ
に並列に接続し、各トランジスタ５１，５２のエミッタ
を充電用コンデンサ２９の負極側に接続している。そし
て第２のコンデンサ２６の正極側をインダクタ５５を介
して前記トランス５３の１次巻線５３ａの中点に接続し
ている。前記トランス５３の２次巻線５３ｂに放電灯３
６を接続し、前記トランス５３の３次巻線５３ｃにダイ
オード３８を介して充電用コンデンサ２９を並列に接続
している。

【００３８】このような構成であっても充電用コンデン
サ２９は３次巻線５３ｃによって全波整流回路２３から
の脈流電圧のピーク値よりも低い直流電圧を蓄えること
ができ、前記実施例と同様の効果が得られるものであ
る。

【００３９】図８は図１と同様高周波インバータ回路と
して１石式の高周波インバータ回路３０を使用し、充電
用コンデンサ２９とダイオード２７の配置を交換し、か
つインダクタ２８とダイオード２７のカソードとの接続
点をダイオード５７を介してスイッチングトランジスタ
３２のコレクタに接続したものである。

【００４０】この実施例はトランジスタ３２がオンする
と電源側からトランス３１の１次巻線３１ａに電流が流
れると共に充電用コンデンサ２９、インダクタ２８及び
ダイオード５７介して電流が流れ充電用コンデンサ２９
が充電される。このときの充電用コンデンサ２９の充電
電圧ＶC6はインピーダンス比で決まる。このようにして
も充電用コンデンサ２９に対して全波整流回路２３から
の脈流電圧のピーク値よりも低い直流電圧を蓄えること
ができ、前記実施例と同様の効果が得られるものであ
る。

【００４１】図９は図１と同様高周波インバータ回路と
して１石式の高周波インバータ回路３０を使用し、充電
用コンデンサとして２つの充電用コンデンサ２９１，２
９２を使用し、一方の充電用コンデンサ２９１の一端を
インダクタ２８を介して第２のコンデンサ２６の正極側
に接続し、他端をダイオード５８のアノードに接続し、
他方の充電用コンデンサ２９２の一端を前記ダイオード
５８のカソードに接続し、他端を第２のコンデンサ２６
の負極側に接続している。そして一方の充電用コンデン
サ２９１とダイオード５８との直列回路にダイオード５
９をそのカソードを一方の充電用コンデンサ２９１の一
端側にして並列に接続し、ダイオード５８と他方の充電
用コンデンサ２９２との直列回路にダイオード６０をそ
のカソードをダイオード５８のアノード側にして並列に
接続したものである。

【００４２】この実施例は全波整流回路２３からの脈流
正弦波電圧のピーク値を２つの充電用コンデンサ２９
１，２９２で分割して充電し、この各充電用コンデンサ
２９１，２９２の充電電圧より脈流正弦波電圧が低くな
ると各充電用コンデンサ２９１，２９２が放電してエネ
ルギーを第２のコンデンサ２６とインダクタ２８からな
る振動回路に供給する。従って本実施例においても前記
実施例と同様の効果が得られるものである。

【００４３】図１０に示すものは、図１においてさらに
容量可変制御回路６１を設けたものである。この容量可
変制御回路６１は第１のコンデンサ２４に抵抗６２とコ
ンデンサ６３との直列回路を並列に接続し、そのコンデ
ンサ６３に定電圧ダイオード６４と抵抗６５の直列回路
を並列に接続している。また全波整流回路２３の出力端
子に抵抗６６，６７の直列回路を並列に接続している。
また第２のコンデンサ２６に第３のコンデンサ６８を介
してＭＯＳ形ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）６９を並
列に接続している。そしてＰＮＰ形トランジスタ７０の
エミッタを抵抗７１を介して前記定電圧ダイオード６４
のカソードに接続し、そのコレクタを前記ＭＯＳ形ＦＥ
Ｔ６９のゲートに接続するとともに抵抗７２を介してコ
ンデンサ６３の負極側に接続し、かつそのベースを前記
抵抗６６，６７の接続点に接続している。

【００４４】また負荷においてコンデンサ３５と放電灯
３６の他方のフィラメント電極３６ｂとの間にインダク
タ７３を直列に介挿し、そのインダクタ７３にそのイン
ダクタ７３と磁気的に結合したコイル７４を添設し、そ
のコイル７４の一端を第２のコンデンサ２６の負極側に
接続し、他端をダイオード７５、定電圧ダイオード７６
及びダイオード７７を直列に介して前記トランジスタ７
０のベースに接続している。なお前記コイル７４にはダ
イオード７５を介してコンデンサ７８が並列に接続され
ている。

【００４５】この実施例においては、入力電圧変動があ
ってもインバータ回路３０は安定した発振動作を行う。
また高調波成分の低減化を図ることができる。これは入
力電圧変動に対してトランジスタ７０の内部インピーダ
ンスが変化し、これによりＭＯＳ形ＦＥＴ６９が制御さ
れて第３のコンデンサ６８と第２のコンデンサ２６との
合成容量が可変制御される。こうした動作により入力電
圧変動があっても第２のコンデンサ２６の電圧ＶC2は略
一定に保持される。なお、本実施例においても前記実施
例と同様の効果が得られるのは勿論である。

【００４６】なお、前記各実施例は本発明を放電灯点灯
装置に適用したものについて述べたが必ずしもこれに限
定されるものでないのは勿論である。

【００４７】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、入
力電流における高調波成分を低減できるものにおいて、
小形化、低価格化及び構成の簡単化を図ることができる
とともにノイズ発生量を減少させることができる電源装
置を提供できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例を示す回路構成図。

【図２】 同実施例の各部の電圧波形及び電流波形を示
す図。

【図３】 同実施例の脈流電圧波形の各時点での各部の
電流波形及び電圧波形を示す部分拡大波形図。

【図４】 振動電圧がトランジスタのオン、オフタイミ
ングと一致しない場合の各部の電流波形及び電圧波形を
示す部分拡大波形図。

【図５】 同実施例の入力電圧及び入力電流の波形と高
調波成分を含んだ入力電流波形を比較した図。

【図６】 本発明の他の実施例を示す回路構成図。

【図７】 本発明の他の実施例を示す回路構成図。

【図８】 本発明の他の実施例を示す回路構成図。

【図９】 本発明の他の実施例を示す回路構成図。

【図１０】本発明の他の実施例を示す回路構成図。

【図１１】従来例を示す回路構成図。

【符号の説明】 ２１…交流電源 ２３…全波整流回路 ２４…第１のコンデンサ ２６…第２のコンデンサ ２８…インダクタ ２９…充電用コンデンサ ３０…高周波インバータ回路 ３１ｃ…３次巻線 ３８…ダイオード Ａ…振動回路

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ // Ｈ０５Ｂ 41/282 Ｈ０５Ｂ 41/29 Ｃ (56)参考文献 特開 昭59−181497（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−89987（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 1/12 H02M 7/06 H05B 41/24 H05B 41/282

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源に並列に接続された第１のコン
   デンサと、前記交流電源からの交流を整流する整流回路
   と、この整流回路の出力端子に並列に接続された第２の
   コンデンサと、充電用コンデンサ，インダクタンス素子
   及びこのインダクタンス素子と共振動作が得られるよう
   に設定された前記第２のコンデンサからなり、前記充電
   用コンデンサに前記整流回路出力のピーク値よりも低い
   直流電圧を蓄える振動回路と、前記整流回路出力レベル
   が前記充電用コンデンサの充電レベル以上のときには前
   記第１のコンデンサから入力電流が供給され、前記整流
   回路出力レベルが前記充電用コンデンサの充電レベルよ
   り低下すると前記第２のコンデンサから大半の入力電流
   が供給され、かつ前記第１のコンデンサから一部の入力
   電流が供給される高周波インバータ回路とからなり、前
   記高周波インバータ回路出力を負荷に供給することを特
   徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の電源装置において、さら
   に整流回路出力レベルの変動に応じて第２のコンデンサ
   の容量を可変制御する容量可変制御回路を設けたことを
   特徴とする電源装置。
3. 【請求項３】 振動回路は整流回路出力レベルが充電用
   コンデンサの充電レベルより低下するに従って振動電圧
   の振幅が大きくなるように振動条件を設定したことを特
   徴とする請求項１又は２記載の電源装置。
4. 【請求項４】 振動回路は高周波インバータ回路の発振
   動作に同期して振動電圧を発生し、かつ第２のコンデン
   サは整流回路出力レベルが充電用コンデンサの充電レベ
   ルより低下するに従って端子電圧を高くすることを特徴
   とする請求項１、２又は３記載の電源装置。