JP3319882B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JP3319882B2 JP3319882B2 JP20250594A JP20250594A JP3319882B2 JP 3319882 B2 JP3319882 B2 JP 3319882B2 JP 20250594 A JP20250594 A JP 20250594A JP 20250594 A JP20250594 A JP 20250594A JP 3319882 B2 JP3319882 B2 JP 3319882B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、放電灯点灯装置に関す
るものである。
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より図８に示す構成の放電灯点灯装
置が提案されている。この放電灯点灯装置は、商用電源
のような交流電源ＡＣをインダクタＬ1 およびコンデン
サＣ1からなるＡＣフィルタを通してダイオードブリッ
ジのような整流回路ＤＢにより全波整流して得た脈流電
源を、共振型かつ昇圧型のチョッパ回路２を用いて平滑
かつ昇圧した後にインバータ回路１により高周波電力に
変換して放電灯ＤＬを高周波点灯させるように構成され
ている。
置が提案されている。この放電灯点灯装置は、商用電源
のような交流電源ＡＣをインダクタＬ1 およびコンデン
サＣ1からなるＡＣフィルタを通してダイオードブリッ
ジのような整流回路ＤＢにより全波整流して得た脈流電
源を、共振型かつ昇圧型のチョッパ回路２を用いて平滑
かつ昇圧した後にインバータ回路１により高周波電力に
変換して放電灯ＤＬを高周波点灯させるように構成され
ている。
【０００３】チョッパ回路２とインバータ回路１とは一
対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を共用して構成され
る。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は、バイポーラ型の
トランジスタのコレクタ−エミッタ間にダイオード
Ｄ1 ，Ｄ2 を逆並列に接続して構成され双方向に通電可
能となっている。両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 はバイ
ポーラ型のトランジスタのコレクタ−エミッタを順方向
に直列接続してある。整流回路ＤＢの両出力端とスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路との間には、それぞれ
ダイオードＤ7 ，Ｄ8 が順方向に挿入され、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路には平滑用コンデンサＣ2
が並列接続される。また、整流回路ＤＢの出力端間には
共振用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列回路が接続され、両
共振用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の接続点と両スイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点との間にはインダクタＬ2 が挿
入され、各共振用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 はそれぞれイン
ダクタＬ 2 とともに直列共振回路を構成する。ここに、
共振用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の容量は、整流回路ＤＢの
出力電圧が両共振用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列回路の
両端にそのまま現れる程度に小さく設定される。
対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を共用して構成され
る。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は、バイポーラ型の
トランジスタのコレクタ−エミッタ間にダイオード
Ｄ1 ，Ｄ2 を逆並列に接続して構成され双方向に通電可
能となっている。両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 はバイ
ポーラ型のトランジスタのコレクタ−エミッタを順方向
に直列接続してある。整流回路ＤＢの両出力端とスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路との間には、それぞれ
ダイオードＤ7 ，Ｄ8 が順方向に挿入され、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路には平滑用コンデンサＣ2
が並列接続される。また、整流回路ＤＢの出力端間には
共振用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列回路が接続され、両
共振用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の接続点と両スイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点との間にはインダクタＬ2 が挿
入され、各共振用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 はそれぞれイン
ダクタＬ 2 とともに直列共振回路を構成する。ここに、
共振用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の容量は、整流回路ＤＢの
出力電圧が両共振用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列回路の
両端にそのまま現れる程度に小さく設定される。
【０００４】スイッチング素子Ｑ1 のエミッタ−コレク
タには、共振用コンデンサＣ5 とインダクタＬ3 の１次
巻線ｎ1 とを直列接続した直列共振回路が直流カット用
のコンデンサＣ6 を介して接続される。また、放電灯Ｄ
Ｌは共振用コンデンサＣ5 に並列接続されて共振回路の
一部を構成する。インダクタＬ3 は一対の帰還巻線
ｎ 2 ，ｎ3 を有し、各帰還巻線ｎ2 ，ｎ3 の一端は抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 を介して各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のベ
ースにそれぞれ接続され、各帰還巻線ｎ2 ，ｎ3 の他端
は各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のエミッタにそれぞれ
接続される。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 はインダク
タＬ3 の１次巻線ｎ1 に流れる高周波電流を帰還巻線ｎ
2 ，ｎ3 で帰還することにより自励発振して高周波で交
互にオン・オフされる。
タには、共振用コンデンサＣ5 とインダクタＬ3 の１次
巻線ｎ1 とを直列接続した直列共振回路が直流カット用
のコンデンサＣ6 を介して接続される。また、放電灯Ｄ
Ｌは共振用コンデンサＣ5 に並列接続されて共振回路の
一部を構成する。インダクタＬ3 は一対の帰還巻線
ｎ 2 ，ｎ3 を有し、各帰還巻線ｎ2 ，ｎ3 の一端は抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 を介して各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のベ
ースにそれぞれ接続され、各帰還巻線ｎ2 ，ｎ3 の他端
は各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のエミッタにそれぞれ
接続される。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 はインダク
タＬ3 の１次巻線ｎ1 に流れる高周波電流を帰還巻線ｎ
2 ，ｎ3 で帰還することにより自励発振して高周波で交
互にオン・オフされる。
【０００５】次に、上記構成の動作を説明する。まず、
スイッチング素子Ｑ1 をオンにすると、チョッパ回路２
では、共振用コンデンサＣ3 −ダイオードＤ7 −スイッ
チング素子Ｑ1 −インダクタＬ2 −共振用コンデンサＣ
3 という経路が形成され、共振用コンデンサＣ3 とイン
ダクタＬ2 との直列共振回路に共振電流が流れ共振用コ
ンデンサＣ3 の電荷が放出され、共振用コンデンサＣ3
の両端電圧は次第に低下する。一方、共振用コンデンサ
Ｃ3 ，Ｃ4 の直列回路の両端電圧は整流回路ＤＢの出力
電圧に略等しいので、共振用コンデンサＣ3 の両端電圧
が低下すると、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢ−ダイオ
ードＤ7 −スイッチング素子Ｑ1 −インダクタＬ2 −共
振用コンデンサＣ4 −整流回路ＤＢという経路で電流が
流れて共振用コンデンサＣ4 が充電され、共振用コンデ
ンサＣ3 の端子電圧の低下分だけ共振用コンデンサＣ4
の端子電圧が上昇する。また、インバータ回路１では、
スイッチング素子Ｑ1 のオン期間には、コンデンサＣ6
−トランジスタＱ1 −インダクタＬ3 −共振用コンデン
サＣ5 および放電灯ＤＬ−コンデンサＣ6 という経路が
形成され、インダクタＬ3 と共振用コンデンサＣ5 およ
び放電灯ＤＬとの直列共振回路に共振電流が流れコンデ
ンサＣ6 から放電灯ＤＬに給電される。
スイッチング素子Ｑ1 をオンにすると、チョッパ回路２
では、共振用コンデンサＣ3 −ダイオードＤ7 −スイッ
チング素子Ｑ1 −インダクタＬ2 −共振用コンデンサＣ
3 という経路が形成され、共振用コンデンサＣ3 とイン
ダクタＬ2 との直列共振回路に共振電流が流れ共振用コ
ンデンサＣ3 の電荷が放出され、共振用コンデンサＣ3
の両端電圧は次第に低下する。一方、共振用コンデンサ
Ｃ3 ，Ｃ4 の直列回路の両端電圧は整流回路ＤＢの出力
電圧に略等しいので、共振用コンデンサＣ3 の両端電圧
が低下すると、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢ−ダイオ
ードＤ7 −スイッチング素子Ｑ1 −インダクタＬ2 −共
振用コンデンサＣ4 −整流回路ＤＢという経路で電流が
流れて共振用コンデンサＣ4 が充電され、共振用コンデ
ンサＣ3 の端子電圧の低下分だけ共振用コンデンサＣ4
の端子電圧が上昇する。また、インバータ回路１では、
スイッチング素子Ｑ1 のオン期間には、コンデンサＣ6
−トランジスタＱ1 −インダクタＬ3 −共振用コンデン
サＣ5 および放電灯ＤＬ−コンデンサＣ6 という経路が
形成され、インダクタＬ3 と共振用コンデンサＣ5 およ
び放電灯ＤＬとの直列共振回路に共振電流が流れコンデ
ンサＣ6 から放電灯ＤＬに給電される。
【０００６】一方、スイッチング素子Ｑ1 がオフになる
と、チョッパ回路１では、インダクタＬ2 に蓄積された
エネルギが、共振用コンデンサＣ3 −ダイオードＤ7 −
平滑用コンデンサＣ2 −ダイオードＤ2 という経路を通
して放出される。このとき、共振用コンデンサＣ3 の両
端電圧はさらに低下するとともに、交流電源ＡＣから整
流回路ＤＢ−ダイオードＤ7 −平滑用コンデンサＣ2 −
ダイオードＤ2 −インダクタＬ2 −共振用コンデンサＣ
4 −整流回路ＤＢという経路で電流が流れて共振用コン
デンサＣ4 が充電され、共振用コンデンサＣ4 の端子電
圧がさらに上昇する。すなわち、インダクタＬ2 の蓄積
エネルギは、整流回路ＤＢの出力に加算されて平滑用コ
ンデンサＣ2 を充電するから、平滑用コンデンサＣ2 の
端子電圧は整流回路ＤＢの出力電圧に対して昇圧される
ことになる。この間、インバータ回路１では、インダク
タＬ3 の蓄積エネルギが、共振用コンデンサＣ5 および
放電灯ＤＬ−コンデンサＣ6 −平滑用コンデンサＣ2 −
ダイオードＤ2 という経路で放出される。
と、チョッパ回路１では、インダクタＬ2 に蓄積された
エネルギが、共振用コンデンサＣ3 −ダイオードＤ7 −
平滑用コンデンサＣ2 −ダイオードＤ2 という経路を通
して放出される。このとき、共振用コンデンサＣ3 の両
端電圧はさらに低下するとともに、交流電源ＡＣから整
流回路ＤＢ−ダイオードＤ7 −平滑用コンデンサＣ2 −
ダイオードＤ2 −インダクタＬ2 −共振用コンデンサＣ
4 −整流回路ＤＢという経路で電流が流れて共振用コン
デンサＣ4 が充電され、共振用コンデンサＣ4 の端子電
圧がさらに上昇する。すなわち、インダクタＬ2 の蓄積
エネルギは、整流回路ＤＢの出力に加算されて平滑用コ
ンデンサＣ2 を充電するから、平滑用コンデンサＣ2 の
端子電圧は整流回路ＤＢの出力電圧に対して昇圧される
ことになる。この間、インバータ回路１では、インダク
タＬ3 の蓄積エネルギが、共振用コンデンサＣ5 および
放電灯ＤＬ−コンデンサＣ6 −平滑用コンデンサＣ2 −
ダイオードＤ2 という経路で放出される。
【０００７】スイッチング素子Ｑ1 のオフに伴ってスイ
ッチング素子Ｑ2 がオンになると、チョッパ回路２で
は、共振用コンデンサＣ4 −インダクタＬ2 −スイッチ
ング素子Ｑ2 −ダイオードＤ8 −共振用コンデンサＣ4
という経路が形成され、共振用コンデンサＣ4 とインダ
クタＬ2 との直列共振回路に共振電流が流れて共振用コ
ンデンサＣ4 の電荷が放出され、共振用コンデンサＣ4
の両端電圧は次第に低下する。また、共振用コンデンサ
Ｃ4 の両端電圧が低下すれば、交流電源ＡＣから整流回
路ＤＢ−共振用コンデンサＣ3 −インダクタＬ2 −スイ
ッチング素子Ｑ2−ダイオードＤ8 −整流回路ＤＢとい
う経路で電流が流れて共振用コンデンサＣ 3 の端子電圧
を共振用コンデンサＣ4 の端子電圧の低下分だけ上昇さ
せる。また、インバータ回路１では、スイッチング素子
Ｑ2 のオン期間には、平滑用コンデンサＣ2 からコンデ
ンサＣ6 −共振用コンデンサＣ5 および放電灯ＤＬ−イ
ンダクタＬ3 −スイッチング素子Ｑ2 −平滑用コンデン
サＣ2 という経路が形成され、インダクタＬ3 と共振用
コンデンサＣ5 および放電灯ＤＬとの直列共振回路に共
振電流が流れ平滑用コンデンサＣ2 から放電灯ＤＬに給
電される。
ッチング素子Ｑ2 がオンになると、チョッパ回路２で
は、共振用コンデンサＣ4 −インダクタＬ2 −スイッチ
ング素子Ｑ2 −ダイオードＤ8 −共振用コンデンサＣ4
という経路が形成され、共振用コンデンサＣ4 とインダ
クタＬ2 との直列共振回路に共振電流が流れて共振用コ
ンデンサＣ4 の電荷が放出され、共振用コンデンサＣ4
の両端電圧は次第に低下する。また、共振用コンデンサ
Ｃ4 の両端電圧が低下すれば、交流電源ＡＣから整流回
路ＤＢ−共振用コンデンサＣ3 −インダクタＬ2 −スイ
ッチング素子Ｑ2−ダイオードＤ8 −整流回路ＤＢとい
う経路で電流が流れて共振用コンデンサＣ 3 の端子電圧
を共振用コンデンサＣ4 の端子電圧の低下分だけ上昇さ
せる。また、インバータ回路１では、スイッチング素子
Ｑ2 のオン期間には、平滑用コンデンサＣ2 からコンデ
ンサＣ6 −共振用コンデンサＣ5 および放電灯ＤＬ−イ
ンダクタＬ3 −スイッチング素子Ｑ2 −平滑用コンデン
サＣ2 という経路が形成され、インダクタＬ3 と共振用
コンデンサＣ5 および放電灯ＤＬとの直列共振回路に共
振電流が流れ平滑用コンデンサＣ2 から放電灯ＤＬに給
電される。
【０００８】その後、スイッチング素子Ｑ2 がオフにな
れば、チョッパ回路２ではインダクタＬ2 の蓄積エネル
ギが、ダイオードＤ1 −平滑用コンデンサＣ2 −ダイオ
ードＤ8 −共振用コンデンサＣ4 という経路で放出され
る。このとき、共振用コンデンサＣ4 の両端電圧はさら
に低下し、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢ−共振用コン
デンサＣ3 −インダクタＬ2 −ダイオードＤ1 −平滑用
コンデンサＣ2 −ダイオードＤ8 −整流回路ＤＢという
経路で電流が流れて共振用コンデンサＣ3 が充電され、
共振用コンデンサＣ3 の端子電圧がさらに上昇する。す
なわち、インダクタＬ2 の蓄積エネルギは、整流回路Ｄ
Ｂの出力に加算されて平滑用コンデンサＣ2 を充電する
から、平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧は整流回路ＤＢ
の出力電圧に対して昇圧されることになる。その間、イ
ンバータ回路１では、インダクタＬ3 の蓄積エネルギ
が、ダイオードＤ1 −コンデンサＣ6 −共振用コンデン
サＣ 5 および放電灯ＤＬという経路で放出される。
れば、チョッパ回路２ではインダクタＬ2 の蓄積エネル
ギが、ダイオードＤ1 −平滑用コンデンサＣ2 −ダイオ
ードＤ8 −共振用コンデンサＣ4 という経路で放出され
る。このとき、共振用コンデンサＣ4 の両端電圧はさら
に低下し、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢ−共振用コン
デンサＣ3 −インダクタＬ2 −ダイオードＤ1 −平滑用
コンデンサＣ2 −ダイオードＤ8 −整流回路ＤＢという
経路で電流が流れて共振用コンデンサＣ3 が充電され、
共振用コンデンサＣ3 の端子電圧がさらに上昇する。す
なわち、インダクタＬ2 の蓄積エネルギは、整流回路Ｄ
Ｂの出力に加算されて平滑用コンデンサＣ2 を充電する
から、平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧は整流回路ＤＢ
の出力電圧に対して昇圧されることになる。その間、イ
ンバータ回路１では、インダクタＬ3 の蓄積エネルギ
が、ダイオードＤ1 −コンデンサＣ6 −共振用コンデン
サＣ 5 および放電灯ＤＬという経路で放出される。
【０００９】上述したように、両スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 が高周波で交互にオン・オフすることによっ
て、オン期間には共振用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 への充電
電流が流れ、オフ期間には平滑用コンデンサＣ2 への充
電電流が流れるから、交流電源ＡＣからは休止期間が生
じることなく入力電流が流れ続け、ＡＣフィルタによっ
て入力電流は電源電圧と同相の正弦波になり入力力率は
ほぼ１になる。また、入力電流の歪率が小さく高調波成
分が少なくなるのである。
Ｑ1 ，Ｑ2 が高周波で交互にオン・オフすることによっ
て、オン期間には共振用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 への充電
電流が流れ、オフ期間には平滑用コンデンサＣ2 への充
電電流が流れるから、交流電源ＡＣからは休止期間が生
じることなく入力電流が流れ続け、ＡＣフィルタによっ
て入力電流は電源電圧と同相の正弦波になり入力力率は
ほぼ１になる。また、入力電流の歪率が小さく高調波成
分が少なくなるのである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来構成で
は、寿命末期のエミレス状態で軽負荷になったり、放電
灯ＤＬが外れたり点灯しなくなって無負荷になったりす
ると、入力されるエネルギに対してインバータ回路１で
の消費エネルギが減少するから、インバータ回路１の電
源である平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧が異常に上昇
し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に高電圧がかかるよう
になって回路破壊を招くおそれがある。
は、寿命末期のエミレス状態で軽負荷になったり、放電
灯ＤＬが外れたり点灯しなくなって無負荷になったりす
ると、入力されるエネルギに対してインバータ回路１で
の消費エネルギが減少するから、インバータ回路１の電
源である平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧が異常に上昇
し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に高電圧がかかるよう
になって回路破壊を招くおそれがある。
【００１１】また、上記構成では共振電流が流れるイン
ダクタＬ3 に帰還巻線ｎ2 ，ｎ3 を設けて、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 に帰還をかけることでスイッチング素
子ｎ 2 ，ｎ3 を自励発振させているものであるから、軽
負荷になったときにもインバータ回路１の出力周波数が
ほとんど変化せず定常点灯時と同様のエネルギを出力し
ようとするから、インバータ回路１の出力電圧（共振用
コンデンサＣ5 の両端電圧）が上昇し、このことによっ
ても回路破壊を招くおそれがある。
ダクタＬ3 に帰還巻線ｎ2 ，ｎ3 を設けて、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 に帰還をかけることでスイッチング素
子ｎ 2 ，ｎ3 を自励発振させているものであるから、軽
負荷になったときにもインバータ回路１の出力周波数が
ほとんど変化せず定常点灯時と同様のエネルギを出力し
ようとするから、インバータ回路１の出力電圧（共振用
コンデンサＣ5 の両端電圧）が上昇し、このことによっ
ても回路破壊を招くおそれがある。
【００１２】本発明は上述のような問題点に鑑みて為さ
れたものであり、その目的とするところは、放電灯の点
灯状態では入力力率を高力率に保ち、軽負荷ないし無負
荷になると平滑用コンデンサの端子電圧の過昇圧を防止
し、かつインバータ回路の出力電圧の上昇を防止するこ
とで回路破壊を防止した放電灯点灯装置を提供すること
にある。
れたものであり、その目的とするところは、放電灯の点
灯状態では入力力率を高力率に保ち、軽負荷ないし無負
荷になると平滑用コンデンサの端子電圧の過昇圧を防止
し、かつインバータ回路の出力電圧の上昇を防止するこ
とで回路破壊を防止した放電灯点灯装置を提供すること
にある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源を全波整流する整流回路と、共振型であって出力部
に平滑用コンデンサを備えた昇圧型のチョッパ回路と、
平滑用コンデンサを電源とし共振回路を通して放電灯に
高周波電力を供給するインバータ回路と、チョッパ回路
およびインバータ回路で共用されるスイッチング素子を
オン・オフさせる制御回路とを備え、制御回路は、放電
灯の定常点灯時には上記スイッチング素子のスイッチン
グ周波数をインバータ回路の共振周波数よりも高くかつ
チョッパ回路の共振周波数の２分の１よりも低く設定す
ることによりチョッパ回路とインバータ回路とをともに
遅相で発振させてチョッパ回路での昇圧を行い、インバ
ータ回路の軽負荷時には上記スイッチング素子のスイッ
チング周波数をチョッパ回路の共振周波数の２分の１よ
りも高くかつチョッパ回路の共振周波数よりも低く設定
することによりインバータ回路を遅相で発振させるとと
もにチョッパ回路を進相で発振させてチョッパ回路での
昇圧機能を停止させることを特徴とする。
電源を全波整流する整流回路と、共振型であって出力部
に平滑用コンデンサを備えた昇圧型のチョッパ回路と、
平滑用コンデンサを電源とし共振回路を通して放電灯に
高周波電力を供給するインバータ回路と、チョッパ回路
およびインバータ回路で共用されるスイッチング素子を
オン・オフさせる制御回路とを備え、制御回路は、放電
灯の定常点灯時には上記スイッチング素子のスイッチン
グ周波数をインバータ回路の共振周波数よりも高くかつ
チョッパ回路の共振周波数の２分の１よりも低く設定す
ることによりチョッパ回路とインバータ回路とをともに
遅相で発振させてチョッパ回路での昇圧を行い、インバ
ータ回路の軽負荷時には上記スイッチング素子のスイッ
チング周波数をチョッパ回路の共振周波数の２分の１よ
りも高くかつチョッパ回路の共振周波数よりも低く設定
することによりインバータ回路を遅相で発振させるとと
もにチョッパ回路を進相で発振させてチョッパ回路での
昇圧機能を停止させることを特徴とする。
【００１４】請求項２の発明は、チョッパ回路は、整流
回路の各出力端との間にそれぞれ第１、第２のダイオー
ドを介して接続された平滑用コンデンサと、双方向に通
電可能であって互いに直列接続された直列回路が平滑用
コンデンサに並列接続された一対のスイッチング素子
と、互いに直列接続された直列回路が整流回路の出力端
間に接続された一対の共振用コンデンサと、両共振用コ
ンデンサと両スイッチング素子との接続点間に接続され
各共振用コンデンサとともに直列共振回路を形成するイ
ンダクタとからなり、制御回路は両スイッチング素子を
交互にオン・オフさせ、インバータ回路は両スイッチン
グ素子がオン・オフするたびに放電灯への通電方向を反
転させることを特徴とする。
回路の各出力端との間にそれぞれ第１、第２のダイオー
ドを介して接続された平滑用コンデンサと、双方向に通
電可能であって互いに直列接続された直列回路が平滑用
コンデンサに並列接続された一対のスイッチング素子
と、互いに直列接続された直列回路が整流回路の出力端
間に接続された一対の共振用コンデンサと、両共振用コ
ンデンサと両スイッチング素子との接続点間に接続され
各共振用コンデンサとともに直列共振回路を形成するイ
ンダクタとからなり、制御回路は両スイッチング素子を
交互にオン・オフさせ、インバータ回路は両スイッチン
グ素子がオン・オフするたびに放電灯への通電方向を反
転させることを特徴とする。
【００１５】請求項３の発明は、制御回路は、軽負荷時
に共振用コンデンサの直列回路の両端電圧を整流回路の
ピーク電圧よりも低くするように両スイッチング素子を
制御することを特徴とする。請求項４の発明は、チョッ
パ回路は、整流回路の各出力端との間にそれぞれ第１、
第２のダイオードを介して接続された平滑用コンデンサ
と、双方向に通電可能であって互いに直列接続された直
列回路が平滑用コンデンサに並列接続された一対のスイ
ッチング素子と、互いに直列接続された直列回路が整流
回路の出力端間に接続された共振用コンデンサおよび第
３のダイオードと、共振用コンデンサと第３のダイオー
ドとの接続点と両スイッチング素子の接続点との間に接
続され共振用コンデンサとともに直列共振回路を形成す
るインダクタとからなり、制御回路は両スイッチング素
子を交互にオン・オフさせ、インバータ回路は両スイッ
チング素子がオン・オフするたびに放電灯への通電方向
を反転させることを特徴とする。
に共振用コンデンサの直列回路の両端電圧を整流回路の
ピーク電圧よりも低くするように両スイッチング素子を
制御することを特徴とする。請求項４の発明は、チョッ
パ回路は、整流回路の各出力端との間にそれぞれ第１、
第２のダイオードを介して接続された平滑用コンデンサ
と、双方向に通電可能であって互いに直列接続された直
列回路が平滑用コンデンサに並列接続された一対のスイ
ッチング素子と、互いに直列接続された直列回路が整流
回路の出力端間に接続された共振用コンデンサおよび第
３のダイオードと、共振用コンデンサと第３のダイオー
ドとの接続点と両スイッチング素子の接続点との間に接
続され共振用コンデンサとともに直列共振回路を形成す
るインダクタとからなり、制御回路は両スイッチング素
子を交互にオン・オフさせ、インバータ回路は両スイッ
チング素子がオン・オフするたびに放電灯への通電方向
を反転させることを特徴とする。
【００１６】
【作用】各請求項に係る発明は、共振型かつ昇圧型のチ
ョッパ回路に設けた平滑用コンデンサをインバータ回路
の電源とし、スイッチング素子をオン・オフさせるスイ
ッチング周波数を、放電灯の定常点灯時にはインバータ
回路の共振周波数よりも高くかつチョッパ回路の共振周
波数の２分の１よりも低く設定していることによって、
放電灯の定常点灯時にはチョッパ回路とインバータ回路
とをともに遅相で発振させるのである。この状態ではチ
ョッパ回路でのスイッチング素子のオン・オフによって
交流電源からの入力電流に休止期間がほとんど生じない
のであって高入力力率になる。また、平滑用コンデンサ
をインバータ回路の電源とすることでインバータ回路１
の電源がほぼ一定電圧になり、放電灯をちらつきなく安
定に点灯させることができる。しかも、インバータ回路
の負荷が軽負荷ないし無負荷になると、スイッチング周
波数をチョッパ回路の共振周波数の２分の１よりも高く
かつチョッパ回路の共振周波数よりも低く設定すること
によって、インバータ回路を遅相で発振させ、チョッパ
回路を進相で発振させることになり、チョッパ回路での
昇圧機能が停止し、平滑用コンデンサの過昇圧を防止す
ることができる。また、軽負荷時ないし無負荷時に発振
周波数が高くなるから、インバータ回路においては共振
回路のインピーダンスが高くなってインバータ回路の出
力電圧の上昇を防止することができ、このことによって
もスイッチング素子などへのストレスを抑制することが
できる。さらには、チョッパ回路とインバータ回路とで
スイッチング素子を兼用していることによって構成部品
点数が少なくなるのである。
ョッパ回路に設けた平滑用コンデンサをインバータ回路
の電源とし、スイッチング素子をオン・オフさせるスイ
ッチング周波数を、放電灯の定常点灯時にはインバータ
回路の共振周波数よりも高くかつチョッパ回路の共振周
波数の２分の１よりも低く設定していることによって、
放電灯の定常点灯時にはチョッパ回路とインバータ回路
とをともに遅相で発振させるのである。この状態ではチ
ョッパ回路でのスイッチング素子のオン・オフによって
交流電源からの入力電流に休止期間がほとんど生じない
のであって高入力力率になる。また、平滑用コンデンサ
をインバータ回路の電源とすることでインバータ回路１
の電源がほぼ一定電圧になり、放電灯をちらつきなく安
定に点灯させることができる。しかも、インバータ回路
の負荷が軽負荷ないし無負荷になると、スイッチング周
波数をチョッパ回路の共振周波数の２分の１よりも高く
かつチョッパ回路の共振周波数よりも低く設定すること
によって、インバータ回路を遅相で発振させ、チョッパ
回路を進相で発振させることになり、チョッパ回路での
昇圧機能が停止し、平滑用コンデンサの過昇圧を防止す
ることができる。また、軽負荷時ないし無負荷時に発振
周波数が高くなるから、インバータ回路においては共振
回路のインピーダンスが高くなってインバータ回路の出
力電圧の上昇を防止することができ、このことによって
もスイッチング素子などへのストレスを抑制することが
できる。さらには、チョッパ回路とインバータ回路とで
スイッチング素子を兼用していることによって構成部品
点数が少なくなるのである。
【００１７】請求項３の発明では、軽負荷時に共振用コ
ンデンサの直列回路の両端電圧を整流回路のピーク電圧
よりも低くすることによって、平滑用コンデンサの過昇
圧を一層確実に防止することができる。
ンデンサの直列回路の両端電圧を整流回路のピーク電圧
よりも低くすることによって、平滑用コンデンサの過昇
圧を一層確実に防止することができる。
【００１８】
（実施例１）本実施例は、図１に示すように、スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数を別に設けた
制御回路３によって他励制御することにより、平滑用コ
ンデンサＣ2 の端子電圧の上昇を防止し、またインバー
タ回路１の出力電圧の上昇を防止する構成を採用してい
る。
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数を別に設けた
制御回路３によって他励制御することにより、平滑用コ
ンデンサＣ2 の端子電圧の上昇を防止し、またインバー
タ回路１の出力電圧の上昇を防止する構成を採用してい
る。
【００１９】すなわち、図８に示した従来構成に対し
て、インダクタＬ3 に帰還巻線を設けず、平滑用コンデ
ンサＣ2 に２個の抵抗Ｒ11，Ｒ12の直列回路を並列接続
して平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧を分圧し、この電
圧を制御回路３に入力することで平滑用コンデンサＣ2
の端子電圧に応じて制御回路３がスイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2 のスイッチング周波数を変化させる点が主な
相違点である。また、本実施例では、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 としてバイポーラトランジスタに代えてｎチ
ャネルのＭＯＳＦＥＴを用いている。ＭＯＳＦＥＴの内
部には寄生ダイオードが存在するから、ダイオード
Ｄ1 ，Ｄ2 も省略される。他の接続関係は図８に示した
従来例と同様である。
て、インダクタＬ3 に帰還巻線を設けず、平滑用コンデ
ンサＣ2 に２個の抵抗Ｒ11，Ｒ12の直列回路を並列接続
して平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧を分圧し、この電
圧を制御回路３に入力することで平滑用コンデンサＣ2
の端子電圧に応じて制御回路３がスイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2 のスイッチング周波数を変化させる点が主な
相違点である。また、本実施例では、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 としてバイポーラトランジスタに代えてｎチ
ャネルのＭＯＳＦＥＴを用いている。ＭＯＳＦＥＴの内
部には寄生ダイオードが存在するから、ダイオード
Ｄ1 ，Ｄ2 も省略される。他の接続関係は図８に示した
従来例と同様である。
【００２０】制御回路３は、図２に示すように、汎用の
タイマ集積回路（たとえば、日本電気社製のμＰＤ５５
５５）ＩＣに時定数を決定するためのコンデンサＣ7 、
抵抗Ｒ6 〜Ｒ8 、トランジスタＱ3 を接続して構成した
無安定マルチバイブレータを有する。抵抗Ｒ8 はトラン
ジスタＱ3 のエミッタ−コレクタに直列接続され、この
直列回路を抵抗Ｒ7 に並列接続することによって、トラ
ンジスタＱ3 のオン・オフによって無安定マルチバイブ
レータの発振周波数を変化させる。トランジスタＱ
3 は、平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧を抵抗Ｒ11，Ｒ
12により分圧した電圧と、平滑用コンデンサＣ2 の両端
電圧をレギュレータＲＧで定電圧化した後に抵抗Ｒ3 ，
Ｒ4 で分圧した基準電圧とを比較するコンパレータＣＰ
の出力によりオン・オフされる。また、コンパレータＣ
Ｐの出力端にはプルアップ抵抗Ｒ5 が接続されている。
しかして、平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧が基準電圧
以下であればコンパレータＣＰの出力はＬレベルである
から、タイマ集積回路ＩＣの３番端子からの出力周波数
はコンデンサＣ7 と抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 とによって決定さ
れ、比較的低い周波数になる。一方、平滑用コンデンサ
Ｃ2 の端子電圧が上昇してコンパレータＣＰの出力がＨ
レベルになると、トランジスタＱ3 がオンになって抵抗
Ｒ8 が抵抗Ｒ7 に並列接続されるから、３番端子の出力
周波数が高くなるのである。ここに、制御回路３におい
てａ，ａ′，ｂ，ｃ，Ｅの符号を付した端子は、図１に
示すインバータ回路１およびチョッパ回路２の対応する
符号ａ，ａ′，ｂ，ｃ，Ｅの部位に接続される。
タイマ集積回路（たとえば、日本電気社製のμＰＤ５５
５５）ＩＣに時定数を決定するためのコンデンサＣ7 、
抵抗Ｒ6 〜Ｒ8 、トランジスタＱ3 を接続して構成した
無安定マルチバイブレータを有する。抵抗Ｒ8 はトラン
ジスタＱ3 のエミッタ−コレクタに直列接続され、この
直列回路を抵抗Ｒ7 に並列接続することによって、トラ
ンジスタＱ3 のオン・オフによって無安定マルチバイブ
レータの発振周波数を変化させる。トランジスタＱ
3 は、平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧を抵抗Ｒ11，Ｒ
12により分圧した電圧と、平滑用コンデンサＣ2 の両端
電圧をレギュレータＲＧで定電圧化した後に抵抗Ｒ3 ，
Ｒ4 で分圧した基準電圧とを比較するコンパレータＣＰ
の出力によりオン・オフされる。また、コンパレータＣ
Ｐの出力端にはプルアップ抵抗Ｒ5 が接続されている。
しかして、平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧が基準電圧
以下であればコンパレータＣＰの出力はＬレベルである
から、タイマ集積回路ＩＣの３番端子からの出力周波数
はコンデンサＣ7 と抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 とによって決定さ
れ、比較的低い周波数になる。一方、平滑用コンデンサ
Ｃ2 の端子電圧が上昇してコンパレータＣＰの出力がＨ
レベルになると、トランジスタＱ3 がオンになって抵抗
Ｒ8 が抵抗Ｒ7 に並列接続されるから、３番端子の出力
周波数が高くなるのである。ここに、制御回路３におい
てａ，ａ′，ｂ，ｃ，Ｅの符号を付した端子は、図１に
示すインバータ回路１およびチョッパ回路２の対応する
符号ａ，ａ′，ｂ，ｃ，Ｅの部位に接続される。
【００２１】タイマ集積回路ＩＣの３番端子は、抵抗Ｒ
10を介してスイッチング素子Ｑ2 のゲートに接続され、
また、抵抗Ｒ9 を介してトランジスタＱ4 のベースに接
続される。このトランジスタＱ4 のコレクタにはパルス
トランスＰＴの１次巻線が接続され、パルストランスＰ
Ｔの２次巻線はスイッチング素子Ｑ1 のゲートとソース
とに接続される。ここに、パルストランスＰＴの極性は
両スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ2 が同時にオンにならない
ように設定されている。すなわち、スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 は交互にオン・オフされる。
10を介してスイッチング素子Ｑ2 のゲートに接続され、
また、抵抗Ｒ9 を介してトランジスタＱ4 のベースに接
続される。このトランジスタＱ4 のコレクタにはパルス
トランスＰＴの１次巻線が接続され、パルストランスＰ
Ｔの２次巻線はスイッチング素子Ｑ1 のゲートとソース
とに接続される。ここに、パルストランスＰＴの極性は
両スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ2 が同時にオンにならない
ように設定されている。すなわち、スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 は交互にオン・オフされる。
【００２２】ところで、インバータ回路１は定常点灯時
と軽負荷時ないし無負荷時とにかかわらず共振周波数ｆ
1 （定常点灯時），ｆ1 ′（軽負荷時ないし無負荷時）
が、チョッパ回路２の共振周波数ｆ2 の２分の１よりも
小さくなるように構成してある。負荷によってインバー
タ回路１の共振周波数が変化するのは、放電灯ＤＬも共
振回路の一部を構成しているからである。しかして、上
述したように制御回路３では、軽負荷ないし無負荷によ
る平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧の上昇時には、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数を高くす
るのであって、定常点灯時のスイッチング周波数を
ｆSW、軽負荷時ないし無負荷時のスイッチング周波数を
ｆSW′（＞ｆSW）とするときに、インバータ回路１およ
びチョッパ回路２の共振周波数ｆ1 ，ｆ1 ′，ｆ2 とス
イッチング周波数ｆSW，ｆSW′との関係が、図３、図４
に示すように、ｆ1 ＜ｆSW＜ｆ2 ／２、ｆ2 ／２＜
ｆSW′＜ｆ 2 になるようにスイッチング周波数ｆSW、ｆ
SW′を選択してある。なお、図３、図４において縦軸は
共振周波数ｆ1 ，ｆ1 ′については共振用コンデンサＣ
5 の両端電圧、共振周波数ｆ2 については共振用コンデ
ンサＣ3 または共振用コンデンサＣ4 の端子電圧の大き
さを表している。
と軽負荷時ないし無負荷時とにかかわらず共振周波数ｆ
1 （定常点灯時），ｆ1 ′（軽負荷時ないし無負荷時）
が、チョッパ回路２の共振周波数ｆ2 の２分の１よりも
小さくなるように構成してある。負荷によってインバー
タ回路１の共振周波数が変化するのは、放電灯ＤＬも共
振回路の一部を構成しているからである。しかして、上
述したように制御回路３では、軽負荷ないし無負荷によ
る平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧の上昇時には、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数を高くす
るのであって、定常点灯時のスイッチング周波数を
ｆSW、軽負荷時ないし無負荷時のスイッチング周波数を
ｆSW′（＞ｆSW）とするときに、インバータ回路１およ
びチョッパ回路２の共振周波数ｆ1 ，ｆ1 ′，ｆ2 とス
イッチング周波数ｆSW，ｆSW′との関係が、図３、図４
に示すように、ｆ1 ＜ｆSW＜ｆ2 ／２、ｆ2 ／２＜
ｆSW′＜ｆ 2 になるようにスイッチング周波数ｆSW、ｆ
SW′を選択してある。なお、図３、図４において縦軸は
共振周波数ｆ1 ，ｆ1 ′については共振用コンデンサＣ
5 の両端電圧、共振周波数ｆ2 については共振用コンデ
ンサＣ3 または共振用コンデンサＣ4 の端子電圧の大き
さを表している。
【００２３】以下に、本実施例の動作について説明す
る。図５は放電灯ＤＬが定常点灯状態であるときの動作
を示し、また図６は放電灯ＤＬが軽負荷ないし無負荷で
あるときの動作を示す。また両図において、（ａ）はス
イッチング素子Ｑ2 の両端電圧、（ｂ）はインダクタＬ
2 に流れる電流、（ｃ）はインダクタＬ3 を流れる電
流、（ｄ）はスイッチング素子Ｑ2 を流れる電流を示
す。
る。図５は放電灯ＤＬが定常点灯状態であるときの動作
を示し、また図６は放電灯ＤＬが軽負荷ないし無負荷で
あるときの動作を示す。また両図において、（ａ）はス
イッチング素子Ｑ2 の両端電圧、（ｂ）はインダクタＬ
2 に流れる電流、（ｃ）はインダクタＬ3 を流れる電
流、（ｄ）はスイッチング素子Ｑ2 を流れる電流を示
す。
【００２４】放電灯ＤＬが定常点灯状態であるときの基
本的な動作は従来の技術として説明した通りであって、
まず図５（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ2 がオンに
なると（スイッチング素子Ｑ2 の両端電圧がほぼ０Ｖに
なると）、チョッパ回路１では交流電源ＡＣから整流回
路ＤＢ−共振用コンデンサＣ3 −インダクタＬ2 −スイ
ッチング素子Ｑ2 −ダイオードＤ8 −整流回路ＤＢとい
う経路で電流が流れる。ここで、チョッパ回路２の共振
周波数ｆ2 とスイッチング素子Ｑ2 のスイッチング周波
数ｆSWとには、上述のようにｆSW＜ｆ2 ／２の関係があ
るから、スイッチング素子Ｑ2 のオン期間に電流の向き
が反転する。電流の向きが反転すれば、ダイオードＤ7
−平滑用コンデンサＣ2 −スイッチング素子Ｑ2 の寄生
ダイオード−インダクタＬ2 の経路を通して共振用コン
デンサＣ3 の電荷が放出されて平滑用コンデンサＣ2 を
充電する。その後、再び共振周波数ｆ2 に従って電流の
向きが反転し、インダクタＬ2 に図５（ｂ）のような共
振電流が流れるのである。このようにして、整流回路Ｄ
ＢからダイオードＤ7 ，Ｄ8 を通して平滑用コンデンサ
Ｃ2 に充電電流が流れるほか、この経路での充電電流が
休止している間にも、スイッチング素子Ｑ2 のオン時に
は、交流電源ＡＣから共振用コンデンサＣ3およびイン
ダクタＬ2 よりなる直列共振回路へのエネルギの供給
と、直列共振回路から平滑用コンデンサＣ2 への充電と
が交互に繰り返されるのである。
本的な動作は従来の技術として説明した通りであって、
まず図５（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ2 がオンに
なると（スイッチング素子Ｑ2 の両端電圧がほぼ０Ｖに
なると）、チョッパ回路１では交流電源ＡＣから整流回
路ＤＢ−共振用コンデンサＣ3 −インダクタＬ2 −スイ
ッチング素子Ｑ2 −ダイオードＤ8 −整流回路ＤＢとい
う経路で電流が流れる。ここで、チョッパ回路２の共振
周波数ｆ2 とスイッチング素子Ｑ2 のスイッチング周波
数ｆSWとには、上述のようにｆSW＜ｆ2 ／２の関係があ
るから、スイッチング素子Ｑ2 のオン期間に電流の向き
が反転する。電流の向きが反転すれば、ダイオードＤ7
−平滑用コンデンサＣ2 −スイッチング素子Ｑ2 の寄生
ダイオード−インダクタＬ2 の経路を通して共振用コン
デンサＣ3 の電荷が放出されて平滑用コンデンサＣ2 を
充電する。その後、再び共振周波数ｆ2 に従って電流の
向きが反転し、インダクタＬ2 に図５（ｂ）のような共
振電流が流れるのである。このようにして、整流回路Ｄ
ＢからダイオードＤ7 ，Ｄ8 を通して平滑用コンデンサ
Ｃ2 に充電電流が流れるほか、この経路での充電電流が
休止している間にも、スイッチング素子Ｑ2 のオン時に
は、交流電源ＡＣから共振用コンデンサＣ3およびイン
ダクタＬ2 よりなる直列共振回路へのエネルギの供給
と、直列共振回路から平滑用コンデンサＣ2 への充電と
が交互に繰り返されるのである。
【００２５】一方、インバータ回路１では、平滑用コン
デンサＣ2 から直流カット用のコンデンサＣ6 −共振用
コンデンサＣ5 および放電灯ＤＬ−インダクタＬ3 −ス
イッチング素子Ｑ2 という経路を通して電流が流れ、放
電灯ＤＬに対して給電される。ここで、インバータ回路
１の共振周波数ｆ1 とスイッチング素子Ｑ2 のスイッチ
ング周波数ｆSWとには、上述のようにｆ1 ＜ｆSWの関係
があるから、図５（ｃ）に示すように、スイッチング素
子Ｑ2 のオン期間にはインダクタＬ3 に流れる共振電流
は反転しない。しかして、スイッチング素子Ｑ2 に流れ
る電流は、インダクタＬ2 とインダクタＬ3 とを流れる
電流を合成した図５（ｄ）のような電流になる。
デンサＣ2 から直流カット用のコンデンサＣ6 −共振用
コンデンサＣ5 および放電灯ＤＬ−インダクタＬ3 −ス
イッチング素子Ｑ2 という経路を通して電流が流れ、放
電灯ＤＬに対して給電される。ここで、インバータ回路
１の共振周波数ｆ1 とスイッチング素子Ｑ2 のスイッチ
ング周波数ｆSWとには、上述のようにｆ1 ＜ｆSWの関係
があるから、図５（ｃ）に示すように、スイッチング素
子Ｑ2 のオン期間にはインダクタＬ3 に流れる共振電流
は反転しない。しかして、スイッチング素子Ｑ2 に流れ
る電流は、インダクタＬ2 とインダクタＬ3 とを流れる
電流を合成した図５（ｄ）のような電流になる。
【００２６】次に、スイッチング素子Ｑ2 がオフになる
と、チョッパ回路２では、インダクタＬ2 の蓄積エネル
ギが、スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオード−平滑用
コンデンサＣ2 −ダイオードＤ8 −共振用コンデンサＣ
4 という経路で放出され、平滑用コンデンサＣ2 が充電
される。すなわち、チョッパ回路２では整流回路ＤＢの
出力電圧にインダクタＬ2 の逆起電圧を加えて平滑用コ
ンデンサＣ2 を充電することになり、平滑用コンデンサ
Ｃ2 の端子電圧は整流回路ＤＢの出力電圧に対して昇圧
される。また、インバータ回路１では、インダクタＬ3
の蓄積エネルギがスイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオー
ド−コンデンサＣ6 −共振用コンデンサＣ5 および放電
灯ＤＬという経路で放出され、放電灯ＤＬに給電され
る。
と、チョッパ回路２では、インダクタＬ2 の蓄積エネル
ギが、スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオード−平滑用
コンデンサＣ2 −ダイオードＤ8 −共振用コンデンサＣ
4 という経路で放出され、平滑用コンデンサＣ2 が充電
される。すなわち、チョッパ回路２では整流回路ＤＢの
出力電圧にインダクタＬ2 の逆起電圧を加えて平滑用コ
ンデンサＣ2 を充電することになり、平滑用コンデンサ
Ｃ2 の端子電圧は整流回路ＤＢの出力電圧に対して昇圧
される。また、インバータ回路１では、インダクタＬ3
の蓄積エネルギがスイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオー
ド−コンデンサＣ6 −共振用コンデンサＣ5 および放電
灯ＤＬという経路で放出され、放電灯ＤＬに給電され
る。
【００２７】制御回路３ではスイッチング素子Ｑ2 をオ
フにするのに伴ってスイッチング素子Ｑ1 をオンにする
から、スイッチング素子Ｑ1 がオンになることによっ
て、チョッパ回路２では、交流電源ＡＣから整流回路Ｄ
Ｂ−ダイオードＤ7 −スイッチング素子Ｑ1 −インダク
タＬ2 −共振用コンデンサＣ4 −整流回路ＤＢという経
路で電流が流れる。スイッチング素子Ｑ1 のオン期間に
おいてもスイッチング素子Ｑ2 のオン期間と同様にイン
ダクタＬ2 に流れる電流が共振周波数ｆ2 に従って反転
し、インダクタＬ2 −スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイ
オード−平滑用コンデンサＣ2 −ダイオードＤ8 という
経路を通して共振用コンデンサＣ4 の電荷が放出されて
平滑用コンデンサＣ2 を充電する。その後、再び共振周
波数ｆ2 に従ってインダクタＬ2 に流れる電流の向きが
反転する。すなわち、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間
にもスイッチング素子Ｑ2 のオン期間と同様に、インダ
クタＬ2 と共振用コンデンサＣ4 とからなる直列共振回
路への交流電源ＡＣからのエネルギの供給と，直列共振
回路から平滑用コンデンサＣ2 への充電とが交互に繰り
返されるのである。
フにするのに伴ってスイッチング素子Ｑ1 をオンにする
から、スイッチング素子Ｑ1 がオンになることによっ
て、チョッパ回路２では、交流電源ＡＣから整流回路Ｄ
Ｂ−ダイオードＤ7 −スイッチング素子Ｑ1 −インダク
タＬ2 −共振用コンデンサＣ4 −整流回路ＤＢという経
路で電流が流れる。スイッチング素子Ｑ1 のオン期間に
おいてもスイッチング素子Ｑ2 のオン期間と同様にイン
ダクタＬ2 に流れる電流が共振周波数ｆ2 に従って反転
し、インダクタＬ2 −スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイ
オード−平滑用コンデンサＣ2 −ダイオードＤ8 という
経路を通して共振用コンデンサＣ4 の電荷が放出されて
平滑用コンデンサＣ2 を充電する。その後、再び共振周
波数ｆ2 に従ってインダクタＬ2 に流れる電流の向きが
反転する。すなわち、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間
にもスイッチング素子Ｑ2 のオン期間と同様に、インダ
クタＬ2 と共振用コンデンサＣ4 とからなる直列共振回
路への交流電源ＡＣからのエネルギの供給と，直列共振
回路から平滑用コンデンサＣ2 への充電とが交互に繰り
返されるのである。
【００２８】インバータ回路１では、スイッチング素子
Ｑ1 のオン期間には、コンデンサＣ 6 −スイッチング素
子Ｑ1 −インダクタＬ3 −共振用コンデンサＣ5 および
放電灯ＤＬ−コンデンサＣ6 という経路でコンデンサＣ
6 の電荷が放出されることによって放電灯ＤＬに給電さ
れる。ここでも、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間中に
は放電灯ＤＬを流れる電流の向きは反転しない。
Ｑ1 のオン期間には、コンデンサＣ 6 −スイッチング素
子Ｑ1 −インダクタＬ3 −共振用コンデンサＣ5 および
放電灯ＤＬ−コンデンサＣ6 という経路でコンデンサＣ
6 の電荷が放出されることによって放電灯ＤＬに給電さ
れる。ここでも、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間中に
は放電灯ＤＬを流れる電流の向きは反転しない。
【００２９】スイッチング素子Ｑ1 がオフになると、チ
ョッパ回路２ではインダクタＬ2 の蓄積エネルギが、共
振用コンデンサＣ3 −ダイオードＤ7 −平滑用コンデン
サＣ 2 −スイッチング素子Ｑ2 の寄生ダイオードという
経路で放出されて、平滑用コンデンサＣ2 が充電され
る。すなわち、平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧は、ス
イッチング素子Ｑ2 のオフ時と同様に、整流回路ＤＢの
出力電圧に対して昇圧されるのである。また、インバー
タ回路１では、インダクタＬ3 の蓄積エネルギが共振用
コンデンサＣ5 および放電灯ＤＬ−コンデンサＣ6 −平
滑用コンデンサＣ 2 −スイッチング素子Ｑ2 の寄生ダイ
オードを通して放出され、放電灯ＤＬに給電される。
ョッパ回路２ではインダクタＬ2 の蓄積エネルギが、共
振用コンデンサＣ3 −ダイオードＤ7 −平滑用コンデン
サＣ 2 −スイッチング素子Ｑ2 の寄生ダイオードという
経路で放出されて、平滑用コンデンサＣ2 が充電され
る。すなわち、平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧は、ス
イッチング素子Ｑ2 のオフ時と同様に、整流回路ＤＢの
出力電圧に対して昇圧されるのである。また、インバー
タ回路１では、インダクタＬ3 の蓄積エネルギが共振用
コンデンサＣ5 および放電灯ＤＬ−コンデンサＣ6 −平
滑用コンデンサＣ 2 −スイッチング素子Ｑ2 の寄生ダイ
オードを通して放出され、放電灯ＤＬに給電される。
【００３０】以上のように、チョッパ回路２のインダク
タＬ2 を流れる電流はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のス
イッチング周波数の半周期の間で反転するが、制御回路
３でスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオン・オフす
ることによって、インダクタＬ2 の逆起電圧を整流回路
ＤＢの出力電圧に加えて平滑用コンデンサＣ2 を充電す
ることになり、平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧が整流
回路ＤＢの出力電圧に対して昇圧されるのである。すな
わち、チョッパ回路２は昇圧型として機能することで入
力電流に休止期間が生じないようにすることで入力力率
が高くなり、かつ平滑用コンデンサＣ2 でインバータ回
路１の電源を安定化するから放電灯ＤＬを安定点灯させ
ることができるのである。
タＬ2 を流れる電流はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のス
イッチング周波数の半周期の間で反転するが、制御回路
３でスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオン・オフす
ることによって、インダクタＬ2 の逆起電圧を整流回路
ＤＢの出力電圧に加えて平滑用コンデンサＣ2 を充電す
ることになり、平滑用コンデンサＣ2 の端子電圧が整流
回路ＤＢの出力電圧に対して昇圧されるのである。すな
わち、チョッパ回路２は昇圧型として機能することで入
力電流に休止期間が生じないようにすることで入力力率
が高くなり、かつ平滑用コンデンサＣ2 でインバータ回
路１の電源を安定化するから放電灯ＤＬを安定点灯させ
ることができるのである。
【００３１】次に、インバータ回路１が軽負荷ないし無
負荷であるときの動作について説明する。この状態で
は、放電灯ＤＬでの電力消費は無いかまたは非常に低下
する。すなわち、インバータ回路１での電力消費が著し
く低下するから、インバータ回路１の電源である平滑用
コンデンサＣ2 の両端電圧が上昇しようとする。上述し
たように平滑用コンデンサＣ2 の両端電圧が上昇すれば
制御回路３ではスイッチング周波数をｆSWからｆSW′に
高くする。これは、インバータ回路１の共振周波数が共
振回路の一部を構成する放電灯ＤＬの状態変化によって
ｆ1 からｆ1 ′に変化し、スイッチング周波数を変化さ
せなければインバータ回路１の出力電圧が過大になるか
らである。
負荷であるときの動作について説明する。この状態で
は、放電灯ＤＬでの電力消費は無いかまたは非常に低下
する。すなわち、インバータ回路１での電力消費が著し
く低下するから、インバータ回路１の電源である平滑用
コンデンサＣ2 の両端電圧が上昇しようとする。上述し
たように平滑用コンデンサＣ2 の両端電圧が上昇すれば
制御回路３ではスイッチング周波数をｆSWからｆSW′に
高くする。これは、インバータ回路１の共振周波数が共
振回路の一部を構成する放電灯ＤＬの状態変化によって
ｆ1 からｆ1 ′に変化し、スイッチング周波数を変化さ
せなければインバータ回路１の出力電圧が過大になるか
らである。
【００３２】まず、スイッチング素子Ｑ2 をオンにする
と（このとき、図６（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ
2 の両端電圧はほぼ０Ｖになる）、チョッパ回路２で
は、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢ−共振用コンデンサ
Ｃ3 −インダクタＬ2 −スイッチング素子Ｑ2 −ダイオ
ードＤ8 −整流回路ＤＢという経路で電流が流れる。チ
ョッパ回路２の共振周波数ｆ2 とスイッチング周波数ｆ
SW′とには、上述のようにｆ2 ／２＜ｆSW′＜ｆ2 の関
係があるから、図６（ｂ）に示すように、スイッチング
素子Ｑ2 のオン期間にはインダクタＬ2 に流れる電流は
反転する。インダクタＬ2 に流れる電流の向きが反転す
ると、共振用コンデンサＣ3 −ダイオードＤ7 −平滑用
コンデンサＣ2 −スイッチング素子Ｑ2 の寄生ダイオー
ド−インダクタＬ2 −共振用コンデンサＣ3 という経路
で共振用コンデンサＣ3 の電荷が放出される。ここで、
平滑用コンデンサＣ2 を充電する経路が存在するもの
の、インダクタＬ2 から平滑用コンデンサＣ2 を充電す
る遅相電流に比べれば充電量は少ないものである。ま
た、共振用コンデンサＣ3 の両端電圧を平滑用コンデン
サＣ2 の両端電圧よりも低くなるような関係に制御回路
３でスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 のオン期間を制御すれ
ば、上記経路での共振用コンデンサＣ3 の放電が行なわ
れず、共振用コンデンサＣ3 からの平滑用コンデンサＣ
2 への充電動作が停止する。
と（このとき、図６（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ
2 の両端電圧はほぼ０Ｖになる）、チョッパ回路２で
は、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢ−共振用コンデンサ
Ｃ3 −インダクタＬ2 −スイッチング素子Ｑ2 −ダイオ
ードＤ8 −整流回路ＤＢという経路で電流が流れる。チ
ョッパ回路２の共振周波数ｆ2 とスイッチング周波数ｆ
SW′とには、上述のようにｆ2 ／２＜ｆSW′＜ｆ2 の関
係があるから、図６（ｂ）に示すように、スイッチング
素子Ｑ2 のオン期間にはインダクタＬ2 に流れる電流は
反転する。インダクタＬ2 に流れる電流の向きが反転す
ると、共振用コンデンサＣ3 −ダイオードＤ7 −平滑用
コンデンサＣ2 −スイッチング素子Ｑ2 の寄生ダイオー
ド−インダクタＬ2 −共振用コンデンサＣ3 という経路
で共振用コンデンサＣ3 の電荷が放出される。ここで、
平滑用コンデンサＣ2 を充電する経路が存在するもの
の、インダクタＬ2 から平滑用コンデンサＣ2 を充電す
る遅相電流に比べれば充電量は少ないものである。ま
た、共振用コンデンサＣ3 の両端電圧を平滑用コンデン
サＣ2 の両端電圧よりも低くなるような関係に制御回路
３でスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 のオン期間を制御すれ
ば、上記経路での共振用コンデンサＣ3 の放電が行なわ
れず、共振用コンデンサＣ3 からの平滑用コンデンサＣ
2 への充電動作が停止する。
【００３３】次に、スイッチング素子Ｑ1 がオンになる
と、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢ−ダイオードＤ7 −
スイッチング素子Ｑ1 −インダクタＬ2 −共振用コンデ
ンサＣ4 −整流回路ＤＢという経路で電流が流れる。そ
の後、スイッチング素子Ｑ2のオン時と同様にチョッパ
回路２の共振回路ｆ2 に従ってインダクタＬ2 に流れる
電流の向きが反転し、共振用コンデンサＣ4 の電荷は、
インダクタＬ2 −スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオー
ド−平滑用コンデンサＣ2 −ダイオードＤ8 という経路
を通って放出され、平滑用コンデンサＣ2 が充電され
る。ただし、インダクタＬ2 から平滑用コンデンサＣ2
を充電する遅相電流に比べると充電量は少なくなる。ま
た、共振用コンデンサＣ3 と同様に、共振用コンデンサ
Ｃ4 の両端電圧を平滑用コンデンサＣ2 の両端電圧より
も低くなるような関係に制御することによって、共振用
コンデンサＣ4 は上記経路で放電せず、共振用コンデン
サＣ 4 からの平滑用コンデンサＣ2 への充電動作が停止
する。
と、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢ−ダイオードＤ7 −
スイッチング素子Ｑ1 −インダクタＬ2 −共振用コンデ
ンサＣ4 −整流回路ＤＢという経路で電流が流れる。そ
の後、スイッチング素子Ｑ2のオン時と同様にチョッパ
回路２の共振回路ｆ2 に従ってインダクタＬ2 に流れる
電流の向きが反転し、共振用コンデンサＣ4 の電荷は、
インダクタＬ2 −スイッチング素子Ｑ1 の寄生ダイオー
ド−平滑用コンデンサＣ2 −ダイオードＤ8 という経路
を通って放出され、平滑用コンデンサＣ2 が充電され
る。ただし、インダクタＬ2 から平滑用コンデンサＣ2
を充電する遅相電流に比べると充電量は少なくなる。ま
た、共振用コンデンサＣ3 と同様に、共振用コンデンサ
Ｃ4 の両端電圧を平滑用コンデンサＣ2 の両端電圧より
も低くなるような関係に制御することによって、共振用
コンデンサＣ4 は上記経路で放電せず、共振用コンデン
サＣ 4 からの平滑用コンデンサＣ2 への充電動作が停止
する。
【００３４】（実施例２）本実施例は、図７に示すよう
に、実施例１に対して、共振用コンデンサＣ4 の代わり
にダイオードＤ9 を用いた点が相違する。他の構成は実
施例１と同様であるから、基本的な動作は実施例１と同
様であるが、スイッチング素子Ｑ1 がオンになったとき
には、共振用コンデンサＣ4 を通してインダクタＬ2 に
電流が流れるのではなく、共振用コンデンサＣ3 の電荷
が、ダイオードＤ7 −スイッチング素子Ｑ1 −インダク
タＬ2 を通して放出されることで、インダクタＬ2 に電
流が流れるようになっている。なお、共振用コンデンサ
Ｃ3 とダイオードＤ9 とを入れ換えても同様の機能が得
られる。
に、実施例１に対して、共振用コンデンサＣ4 の代わり
にダイオードＤ9 を用いた点が相違する。他の構成は実
施例１と同様であるから、基本的な動作は実施例１と同
様であるが、スイッチング素子Ｑ1 がオンになったとき
には、共振用コンデンサＣ4 を通してインダクタＬ2 に
電流が流れるのではなく、共振用コンデンサＣ3 の電荷
が、ダイオードＤ7 −スイッチング素子Ｑ1 −インダク
タＬ2 を通して放出されることで、インダクタＬ2 に電
流が流れるようになっている。なお、共振用コンデンサ
Ｃ3 とダイオードＤ9 とを入れ換えても同様の機能が得
られる。
【００３５】
【発明の効果】各請求項に係る発明は、共振型かつ昇圧
型のチョッパ回路に設けた平滑用コンデンサをインバー
タ回路の電源とし、スイッチング素子をオン・オフさせ
るスイッチング周波数を、放電灯の定常点灯時にはイン
バータ回路の共振周波数よりも高くかつチョッパ回路の
共振周波数の２分の１よりも低く設定しているので、放
電灯の定常点灯時にはチョッパ回路とインバータ回路と
をともに遅相で発振させチョッパ回路でのスイッチング
素子のオン・オフによって交流電源からの入力電流に休
止期間がほとんど生じないのであって高入力力率になる
という利点を有する。また、平滑用コンデンサをインバ
ータ回路の電源とすることでインバータ回路１の電源が
ほぼ一定電圧になり、放電灯をちらつきなく安定に点灯
させることができるという利点がある。
型のチョッパ回路に設けた平滑用コンデンサをインバー
タ回路の電源とし、スイッチング素子をオン・オフさせ
るスイッチング周波数を、放電灯の定常点灯時にはイン
バータ回路の共振周波数よりも高くかつチョッパ回路の
共振周波数の２分の１よりも低く設定しているので、放
電灯の定常点灯時にはチョッパ回路とインバータ回路と
をともに遅相で発振させチョッパ回路でのスイッチング
素子のオン・オフによって交流電源からの入力電流に休
止期間がほとんど生じないのであって高入力力率になる
という利点を有する。また、平滑用コンデンサをインバ
ータ回路の電源とすることでインバータ回路１の電源が
ほぼ一定電圧になり、放電灯をちらつきなく安定に点灯
させることができるという利点がある。
【００３６】さらに、インバータ回路の負荷が軽負荷な
いし無負荷になると、スイッチング周波数をチョッパ回
路の共振周波数の２分の１よりも高くかつチョッパ回路
の共振周波数よりも低く設定することによって、インバ
ータ回路を遅相で発振させ、チョッパ回路を進相で発振
させることになり、チョッパ回路での昇圧機能が停止
し、平滑用コンデンサの過昇圧を防止することができる
という効果を有する。また、軽負荷時ないし無負荷時に
発振周波数が高くなるから、インバータ回路においては
共振回路のインピーダンスが高くなってインバータ回路
の出力電圧の上昇を防止することができ、このことによ
ってもスイッチング素子などへのストレスを抑制するこ
とができるという利点がある。さらには、チョッパ回路
とインバータ回路とでスイッチング素子を兼用している
ことによって構成部品点数が少なくなるという利点もあ
る。
いし無負荷になると、スイッチング周波数をチョッパ回
路の共振周波数の２分の１よりも高くかつチョッパ回路
の共振周波数よりも低く設定することによって、インバ
ータ回路を遅相で発振させ、チョッパ回路を進相で発振
させることになり、チョッパ回路での昇圧機能が停止
し、平滑用コンデンサの過昇圧を防止することができる
という効果を有する。また、軽負荷時ないし無負荷時に
発振周波数が高くなるから、インバータ回路においては
共振回路のインピーダンスが高くなってインバータ回路
の出力電圧の上昇を防止することができ、このことによ
ってもスイッチング素子などへのストレスを抑制するこ
とができるという利点がある。さらには、チョッパ回路
とインバータ回路とでスイッチング素子を兼用している
ことによって構成部品点数が少なくなるという利点もあ
る。
【００３７】とくに、請求項３の発明のように、軽負荷
時に共振用コンデンサの直列回路の両端電圧を整流回路
のピーク電圧よりも低くすれば、平滑用コンデンサの過
昇圧を一層確実に防止することができる。
時に共振用コンデンサの直列回路の両端電圧を整流回路
のピーク電圧よりも低くすれば、平滑用コンデンサの過
昇圧を一層確実に防止することができる。
【図１】実施例１を示す回路図である。
【図２】実施例１に用いる制御回路を示す回路図であ
る。
る。
【図３】実施例１における定常点灯時の共振周波数とス
イッチング周波数との関係を示す動作説明図である。
イッチング周波数との関係を示す動作説明図である。
【図４】実施例１における軽負荷時ないし無負荷時の共
振周波数とスイッチング周波数との関係を示す動作説明
図である。
振周波数とスイッチング周波数との関係を示す動作説明
図である。
【図５】実施例１における定常点灯時の動作説明図であ
る。
る。
【図６】実施例１における軽負荷時ないし無負荷時の動
作説明図である。
作説明図である。
【図７】実施例２を示す回路図である。
【図８】従来例を示す回路図である。
１ インバータ回路 ２ チョッパ回路 ３ 制御回路 ＡＣ 交流電源 ＤＢ 整流回路 Ｃ2 平滑用コンデンサ Ｃ3 共振用コンデンサ Ｃ4 共振用コンデンサ Ｃ5 共振用コンデンサ ＤＬ 放電灯 Ｌ2 インダクタ Ｌ3 インダクタ Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 スイッチング素子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H05B 41/24 H02M 7/48 H02M 7/538 H05B 41/282
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源を全波整流する整流回路と、共
振型であって出力部に平滑用コンデンサを備えた昇圧型
のチョッパ回路と、平滑用コンデンサを電源とし共振回
路を通して放電灯に高周波電力を供給するインバータ回
路と、チョッパ回路およびインバータ回路で共用される
スイッチング素子をオン・オフさせる制御回路とを備
え、制御回路は、放電灯の定常点灯時には上記スイッチ
ング素子のスイッチング周波数をインバータ回路の共振
周波数よりも高くかつチョッパ回路の共振周波数の２分
の１よりも低く設定することによりチョッパ回路とイン
バータ回路とをともに遅相で発振させてチョッパ回路で
の昇圧を行い、インバータ回路の軽負荷時には上記スイ
ッチング素子のスイッチング周波数をチョッパ回路の共
振周波数の２分の１よりも高くかつチョッパ回路の共振
周波数よりも低く設定することによりインバータ回路を
遅相で発振させるとともにチョッパ回路を進相で発振さ
せてチョッパ回路での昇圧機能を停止させることを特徴
とする放電灯点灯装置。 - 【請求項２】 チョッパ回路は、整流回路の各出力端と
の間にそれぞれ第１、第２のダイオードを介して接続さ
れた平滑用コンデンサと、双方向に通電可能であって互
いに直列接続された直列回路が平滑用コンデンサに並列
接続された一対のスイッチング素子と、互いに直列接続
された直列回路が整流回路の出力端間に接続された一対
の共振用コンデンサと、両共振用コンデンサと両スイッ
チング素子との接続点間に接続され各共振用コンデンサ
とともに直列共振回路を形成するインダクタとからな
り、制御回路は両スイッチング素子を交互にオン・オフ
させ、インバータ回路は両スイッチング素子がオン・オ
フするたびに放電灯への通電方向を反転させることを特
徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項３】 制御回路は、軽負荷時に共振用コンデン
サの直列回路の両端電圧を整流回路のピーク電圧よりも
低くするように両スイッチング素子を制御することを特
徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項４】 チョッパ回路は、整流回路の各出力端と
の間にそれぞれ第１、第２のダイオードを介して接続さ
れた平滑用コンデンサと、双方向に通電可能であって互
いに直列接続された直列回路が平滑用コンデンサに並列
接続された一対のスイッチング素子と、互いに直列接続
された直列回路が整流回路の出力端間に接続された共振
用コンデンサおよび第３のダイオードと、共振用コンデ
ンサと第３のダイオードとの接続点と両スイッチング素
子の接続点との間に接続され共振用コンデンサとともに
直列共振回路を形成するインダクタとからなり、制御回
路は両スイッチング素子を交互にオン・オフさせ、イン
バータ回路は両スイッチング素子がオン・オフするたび
に放電灯への通電方向を反転させることを特徴とする請
求項１記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20250594A JP3319882B2 (ja) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20250594A JP3319882B2 (ja) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0864376A JPH0864376A (ja) | 1996-03-08 |
| JP3319882B2 true JP3319882B2 (ja) | 2002-09-03 |
Family
ID=16458601
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20250594A Expired - Fee Related JP3319882B2 (ja) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3319882B2 (ja) |
-
1994
- 1994-08-26 JP JP20250594A patent/JP3319882B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0864376A (ja) | 1996-03-08 |
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