JPH06113555A - 放電管点灯回路 - Google Patents
放電管点灯回路Info
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- JPH06113555A JPH06113555A JP4261291A JP26129192A JPH06113555A JP H06113555 A JPH06113555 A JP H06113555A JP 4261291 A JP4261291 A JP 4261291A JP 26129192 A JP26129192 A JP 26129192A JP H06113555 A JPH06113555 A JP H06113555A
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- Japan
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- transformer
- power supply
- voltage
- winding
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電力損失が少なく、小型で、しかも高周波化
に適した放電管点灯回路の提供を目的としている。 【構成】 プッシュブルインバータの２つのトランジス
タＱ１、Ｑ２へのドライブ信号をＰＷＭ制御回路ＣＯＮ
Ｔから供給して、放電管ＦＬに供給する電力の定電流制
御を行う。ＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴは変換回路ＣＯＮＶ
にて検出された二次側電圧と基準電圧とを比較してその
差に応じたパルス幅のドライブ信号を一定周波数で出力
する。チョークコイルＬCHは、各トランジスタＱ１、Ｑ
２の同時オン期間にエネルギを蓄積し、一方のトランジ
スタのみがオンの期間にエネルギを放出する。したがっ
て各トランジスタＱ１、Ｑ２の同時オン期間を制御する
ことにより、放電管ＦＬに供給する電流を増減制御でき
る。
に適した放電管点灯回路の提供を目的としている。 【構成】 プッシュブルインバータの２つのトランジス
タＱ１、Ｑ２へのドライブ信号をＰＷＭ制御回路ＣＯＮ
Ｔから供給して、放電管ＦＬに供給する電力の定電流制
御を行う。ＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴは変換回路ＣＯＮＶ
にて検出された二次側電圧と基準電圧とを比較してその
差に応じたパルス幅のドライブ信号を一定周波数で出力
する。チョークコイルＬCHは、各トランジスタＱ１、Ｑ
２の同時オン期間にエネルギを蓄積し、一方のトランジ
スタのみがオンの期間にエネルギを放出する。したがっ
て各トランジスタＱ１、Ｑ２の同時オン期間を制御する
ことにより、放電管ＦＬに供給する電流を増減制御でき
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えばパーソナルコ
ンピュータ、ワードプロセッサ、ＯＣＲ（optical char
acter reader) の表示用バックライト照明等において用
いられる放電管点灯回路に関する。
ンピュータ、ワードプロセッサ、ＯＣＲ（optical char
acter reader) の表示用バックライト照明等において用
いられる放電管点灯回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】コンピュータ機器の表示用バックライト
照明等に用いられる放電管点灯回路では、入力電圧の変
動による輝度変化の防止、並びにユーザが輝度調整を行
うための電流調整を行えることが不可欠とされる。この
ため一般には、インバータ部の入力側にＤＣ／ＤＣコン
バータを設け、このＤＣ／ＤＣコンバータの出力を所要
の値に制御することを行っている。この場合、インバー
タ部としては２個のトランジスタを用いた自励式のもの
が用いられ、インバータトランスの二次側に設けられた
バラストコンデンサにより放電管電流の安定化を図って
いる。
照明等に用いられる放電管点灯回路では、入力電圧の変
動による輝度変化の防止、並びにユーザが輝度調整を行
うための電流調整を行えることが不可欠とされる。この
ため一般には、インバータ部の入力側にＤＣ／ＤＣコン
バータを設け、このＤＣ／ＤＣコンバータの出力を所要
の値に制御することを行っている。この場合、インバー
タ部としては２個のトランジスタを用いた自励式のもの
が用いられ、インバータトランスの二次側に設けられた
バラストコンデンサにより放電管電流の安定化を図って
いる。
【０００３】しかし、このような構造の放電管点灯回路
では、電力の変換がコンバータ部とインバータ部の２箇
所で行われるため比較的損失が大きいと言う難がある。
またインバータ部の発振が自励式であるため、発振周波
数がチョークコイルやトランスのインダクタンス、さら
には共振コンデンサやバラストコンデンサの静電容量等
の影響を受ける。特に高周波化した場合、周波数のバラ
ツキのパーセントを同じに保ったとしても、周波数の変
動量（絶対値）が大きくなり、機器が使用している信号
の周波数との干渉の機会が増大する。
では、電力の変換がコンバータ部とインバータ部の２箇
所で行われるため比較的損失が大きいと言う難がある。
またインバータ部の発振が自励式であるため、発振周波
数がチョークコイルやトランスのインダクタンス、さら
には共振コンデンサやバラストコンデンサの静電容量等
の影響を受ける。特に高周波化した場合、周波数のバラ
ツキのパーセントを同じに保ったとしても、周波数の変
動量（絶対値）が大きくなり、機器が使用している信号
の周波数との干渉の機会が増大する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このように従来からの
自励式による放電管点灯回路では、高周波化の実現に対
して様々な障害がある言う問題があった。
自励式による放電管点灯回路では、高周波化の実現に対
して様々な障害がある言う問題があった。
【０００５】本発明はこのような課題を解決するための
もので、電力損失が少なく、小形で、しかも高周波化に
適した放電管点灯回路の提供を目的としている。
もので、電力損失が少なく、小形で、しかも高周波化に
適した放電管点灯回路の提供を目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の放電管点灯回路
は上記した目的を達成するために、直流電源と、一次側
巻線に中間タップを有するトランスと、前記直流電源の
一方極側と前記一次側巻線の中間タップとの間に接続さ
れたインダクタンスと、前記一次側巻線の一端と前記直
流電源の他方極側との間に接続された第１のスイッチン
グ素子と、前記一次側巻線の他端と前記直流電源の他方
極側との間に接続された第２のスイッチング素子と、前
記トランスの二次側に接続された放電管と、前記放電管
に流れる電流を検出する検出手段と、前記放電管の点灯
開始後、前記電流検出手段の検出結果を基に、前記第１
および第２のスイッチング素子に供給するドライブ信号
パルスの同時オン期間を伸縮して前記インダクタンスに
蓄積されるエネルギ量を制御し、一方のスイッチング素
子のオン期間に前記インダクタンスに蓄積されたエネル
ギを前記トランスの二次側に伝達することにより、前記
放電管への供給電流を安定化するよう、前記第１および
第２のスイッチング素子に供給するドライブ信号のパル
ス幅を制御するパルス幅変調手段とを具備している。
は上記した目的を達成するために、直流電源と、一次側
巻線に中間タップを有するトランスと、前記直流電源の
一方極側と前記一次側巻線の中間タップとの間に接続さ
れたインダクタンスと、前記一次側巻線の一端と前記直
流電源の他方極側との間に接続された第１のスイッチン
グ素子と、前記一次側巻線の他端と前記直流電源の他方
極側との間に接続された第２のスイッチング素子と、前
記トランスの二次側に接続された放電管と、前記放電管
に流れる電流を検出する検出手段と、前記放電管の点灯
開始後、前記電流検出手段の検出結果を基に、前記第１
および第２のスイッチング素子に供給するドライブ信号
パルスの同時オン期間を伸縮して前記インダクタンスに
蓄積されるエネルギ量を制御し、一方のスイッチング素
子のオン期間に前記インダクタンスに蓄積されたエネル
ギを前記トランスの二次側に伝達することにより、前記
放電管への供給電流を安定化するよう、前記第１および
第２のスイッチング素子に供給するドライブ信号のパル
ス幅を制御するパルス幅変調手段とを具備している。
【０００７】
【作用】本発明では、第１および第２のスイッチング素
子に供給されるドライブ信号パルスの同時オン期間にイ
ンダクタンスにエネルギが蓄積され、一方のスイッチン
グ素子のオン期間にインダクタンスに蓄積されたエネル
ギはトランスの二次側に伝達されて放電管に電流となっ
て流れる。そしてパルス幅変調手段は、放電管の点灯開
始後、電流検出手段で検出した放電管電流を基に、第１
および第２のスイッチング素子に供給するドライブ信号
パルスの同時オン期間を伸縮してインダクタンスに蓄積
されるエネルギ量を制御する。これにより、放電管に供
給する電流の安定化を行う。
子に供給されるドライブ信号パルスの同時オン期間にイ
ンダクタンスにエネルギが蓄積され、一方のスイッチン
グ素子のオン期間にインダクタンスに蓄積されたエネル
ギはトランスの二次側に伝達されて放電管に電流となっ
て流れる。そしてパルス幅変調手段は、放電管の点灯開
始後、電流検出手段で検出した放電管電流を基に、第１
および第２のスイッチング素子に供給するドライブ信号
パルスの同時オン期間を伸縮してインダクタンスに蓄積
されるエネルギ量を制御する。これにより、放電管に供
給する電流の安定化を行う。
【０００８】したがって、本発明によれば、高周波化が
容易となり、トランス、インダクタンス等の部品を小形
化できる。また発振周波数が一定であるため部品のバラ
ツキによる影響も解消される。さらにＤＣ／ＤＣコンバ
ータの省略により電力損失を減らし、小形化、低価格化
を実現できる。
容易となり、トランス、インダクタンス等の部品を小形
化できる。また発振周波数が一定であるため部品のバラ
ツキによる影響も解消される。さらにＤＣ／ＤＣコンバ
ータの省略により電力損失を減らし、小形化、低価格化
を実現できる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。
する。
【００１０】図１は本発明に係る一実施例の放電管点灯
回路であるＦＬ（fluorescent lamp）インバータの構成
を示す回路図である。
回路であるＦＬ（fluorescent lamp）インバータの構成
を示す回路図である。
【００１１】同図において、Ｖｉは直流電源、ＬCHはチ
ョークコイル、Ｔは昇圧用のトランスである。このトラ
ンスＴはセンタタップを有する一次巻線Ｎp1、Ｎp2と２
つの二次巻線Ｎｓ、Ｎｆを有している。Ｑ１、Ｑ２はＭ
ＯＳＦＥＴトランジスタ等のトランジスタ（スイッチン
グ素子）である。以上の構成において、チョークコイル
ＬCHは直流電源Ｖｉのプラス極側と一次巻線Ｎp1、Ｎp2
のセンタタップとの間に接続されている。また一方のト
ランジスタＱ１は一次巻線（Ｎp1側）の一端と直流電源
Ｖｉのマイナス極側との間に接続されている。他方のト
ランジスタＱ２は一次巻線（Ｎp2側）の一端と直流電源
Ｖｉのマイナス極側との間に接続されている。
ョークコイル、Ｔは昇圧用のトランスである。このトラ
ンスＴはセンタタップを有する一次巻線Ｎp1、Ｎp2と２
つの二次巻線Ｎｓ、Ｎｆを有している。Ｑ１、Ｑ２はＭ
ＯＳＦＥＴトランジスタ等のトランジスタ（スイッチン
グ素子）である。以上の構成において、チョークコイル
ＬCHは直流電源Ｖｉのプラス極側と一次巻線Ｎp1、Ｎp2
のセンタタップとの間に接続されている。また一方のト
ランジスタＱ１は一次巻線（Ｎp1側）の一端と直流電源
Ｖｉのマイナス極側との間に接続されている。他方のト
ランジスタＱ２は一次巻線（Ｎp2側）の一端と直流電源
Ｖｉのマイナス極側との間に接続されている。
【００１２】またトランスＴの二次側において、ＦＬは
蛍光灯等の放電管である。Ｃｓは放電管ＦＬの負荷変動
時に二次側を流れる電流を安定化するためのバラストコ
ンデンサである。Ｒｓは放電管ＦＬを流れる電流を電圧
に変換する抵抗である。ＣＯＮＶは抵抗Ｒｓ両端に生じ
る交流電圧の実効値を直流電圧に変換するＩＣ（集積回
路）からなる変換回路である。
蛍光灯等の放電管である。Ｃｓは放電管ＦＬの負荷変動
時に二次側を流れる電流を安定化するためのバラストコ
ンデンサである。Ｒｓは放電管ＦＬを流れる電流を電圧
に変換する抵抗である。ＣＯＮＶは抵抗Ｒｓ両端に生じ
る交流電圧の実効値を直流電圧に変換するＩＣ（集積回
路）からなる変換回路である。
【００１３】さらにＮｆはトランスＴの二次巻線Ｎｓに
発生した電圧Ｖ２を検出するためのフィードバック巻線
である。ＲＥＣＴはフィードバック巻線Ｎｆより検出さ
れた電圧を整流する整流器である。ＺＤはフィードバッ
ク巻線Ｎｆより一定レベル以上の電圧を検出する定電圧
ダイオードである。ＣＦは整流後の電圧を平滑するコン
デンサである。ＲはコンデンサＣＦを放電させるための
抵抗である。Ｄ１、Ｄ２は逆流防止用のダイオードであ
る。
発生した電圧Ｖ２を検出するためのフィードバック巻線
である。ＲＥＣＴはフィードバック巻線Ｎｆより検出さ
れた電圧を整流する整流器である。ＺＤはフィードバッ
ク巻線Ｎｆより一定レベル以上の電圧を検出する定電圧
ダイオードである。ＣＦは整流後の電圧を平滑するコン
デンサである。ＲはコンデンサＣＦを放電させるための
抵抗である。Ｄ１、Ｄ２は逆流防止用のダイオードであ
る。
【００１４】ＣＯＮＴはＰＷＭ（pulse width modulati
on）制御回路である。このＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴは、
変換回路ＣＯＮＶまたはコンデンサＣＦからのフィード
バック電圧ＶＬまたはＶ３を５番端子で受け、このフィ
ードバック電圧ＶＬまたはＶ３とそれぞれの基準値との
差に応じたパルス幅のドライブ信号を２番端子および３
番端子より出力する。なお、１番端子は電源供給端子、
４番端子はグランド端子、６番端子は基準値設定信号の
入力端子である。ＲＶはＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴにて変
換回路ＣＯＮＶからのフィードバック電圧ＶＬと比較さ
れる基準電圧を変更するための可変抵抗である。すなわ
ち、この可変抵抗ＲＶはユーザによる放電管ＦＬの輝度
調整に供される。
on）制御回路である。このＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴは、
変換回路ＣＯＮＶまたはコンデンサＣＦからのフィード
バック電圧ＶＬまたはＶ３を５番端子で受け、このフィ
ードバック電圧ＶＬまたはＶ３とそれぞれの基準値との
差に応じたパルス幅のドライブ信号を２番端子および３
番端子より出力する。なお、１番端子は電源供給端子、
４番端子はグランド端子、６番端子は基準値設定信号の
入力端子である。ＲＶはＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴにて変
換回路ＣＯＮＶからのフィードバック電圧ＶＬと比較さ
れる基準電圧を変更するための可変抵抗である。すなわ
ち、この可変抵抗ＲＶはユーザによる放電管ＦＬの輝度
調整に供される。
【００１５】図２はＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴの内部構成
を示す回路図である。同図において、１１はＰＷＭ制御
部であり、フィードバック電圧ＶＬまたはＶ３を５番端
子を通じて入力し、このフィードバック電圧ＶＬまたは
Ｖ３とそれぞれの基準電圧とを比較してその差に応じた
パルス幅のパルス信号Ａ、ＢをＱ端子およびＱバー端子
より出力する。１２、１３はそれぞれＰＷＭ制御部１１
より出力された信号Ａ、Ｂのレベルを反転するインバー
タである。１４、１５はそれぞれセット・リセット型の
フリップフロップを構成するＮＡＮＤゲートである。１
６、１７はそれぞれExclusive ＯＲゲートであり、その
出力信号Ｄ、ＥはＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴの２番端子と
３番端子を通して出力される。
を示す回路図である。同図において、１１はＰＷＭ制御
部であり、フィードバック電圧ＶＬまたはＶ３を５番端
子を通じて入力し、このフィードバック電圧ＶＬまたは
Ｖ３とそれぞれの基準電圧とを比較してその差に応じた
パルス幅のパルス信号Ａ、ＢをＱ端子およびＱバー端子
より出力する。１２、１３はそれぞれＰＷＭ制御部１１
より出力された信号Ａ、Ｂのレベルを反転するインバー
タである。１４、１５はそれぞれセット・リセット型の
フリップフロップを構成するＮＡＮＤゲートである。１
６、１７はそれぞれExclusive ＯＲゲートであり、その
出力信号Ｄ、ＥはＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴの２番端子と
３番端子を通して出力される。
【００１６】図３は各部のパルス波形を示した図であ
る。同図において、Ａ、ＢはＰＷＭ制御部１１のＱ端子
およびＱバー端子からの出力信号である。Ａバー、Ｂバ
ーはインバータ１２、１３の出力信号である。Ｃ、Ｃバ
ーはフリップフロップの出力信号である。Ｄ（ＶGQ1)、
Ｅ（ＶGQ2)はExclusive ＯＲゲート１６、１７の出力信
号すなわちＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴの２番端子と３番端
子から各トランジスタＱ１、Ｑ２に出力されるドライブ
信号である。またＶ２はトランスＴの二次巻線Ｎｓに生
じる電圧である。ＩＬは放電管ＦＬを流れる負荷電流で
ある。さらにＴ１は各ドライブ信号Ｄ、Ｅの同時オン期
間、Ｔ２はドライブ信号Ｄ、Ｅのいずれか一方がオンに
なっている期間である。
る。同図において、Ａ、ＢはＰＷＭ制御部１１のＱ端子
およびＱバー端子からの出力信号である。Ａバー、Ｂバ
ーはインバータ１２、１３の出力信号である。Ｃ、Ｃバ
ーはフリップフロップの出力信号である。Ｄ（ＶGQ1)、
Ｅ（ＶGQ2)はExclusive ＯＲゲート１６、１７の出力信
号すなわちＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴの２番端子と３番端
子から各トランジスタＱ１、Ｑ２に出力されるドライブ
信号である。またＶ２はトランスＴの二次巻線Ｎｓに生
じる電圧である。ＩＬは放電管ＦＬを流れる負荷電流で
ある。さらにＴ１は各ドライブ信号Ｄ、Ｅの同時オン期
間、Ｔ２はドライブ信号Ｄ、Ｅのいずれか一方がオンに
なっている期間である。
【００１７】次にこのＦＬインバータの動作を説明す
る。
る。
【００１８】放電管ＦＬの始動前、放電管ＦＬは∞
［Ω］つまり無負荷状態である。このときインバータの
出力電圧Ｖ２が高くなり過ぎないよう、トランスＴのフ
ィードバック巻線Ｎｆでこの出力電圧Ｖ２を間接的に検
出し、整流器ＲＥＣＴで整流、コンデンサＣＦで平滑化
して直流電圧Ｖ３を得る。そしてこの直流電圧Ｖ３をダ
イオードＤ２を通じてＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴにフィー
ドバックする。
［Ω］つまり無負荷状態である。このときインバータの
出力電圧Ｖ２が高くなり過ぎないよう、トランスＴのフ
ィードバック巻線Ｎｆでこの出力電圧Ｖ２を間接的に検
出し、整流器ＲＥＣＴで整流、コンデンサＣＦで平滑化
して直流電圧Ｖ３を得る。そしてこの直流電圧Ｖ３をダ
イオードＤ２を通じてＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴにフィー
ドバックする。
【００１９】ＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴは、このフィード
バック電圧Ｖ３を基準電圧と比較し、その差に応じたパ
ルス幅のドライブ信号Ｄ、Ｅを各トランジスタＱ１、Ｑ
２に供給する。これにより放電開始前における出力電圧
Ｖ２を定電圧化する。
バック電圧Ｖ３を基準電圧と比較し、その差に応じたパ
ルス幅のドライブ信号Ｄ、Ｅを各トランジスタＱ１、Ｑ
２に供給する。これにより放電開始前における出力電圧
Ｖ２を定電圧化する。
【００２０】放電管ＦＬを始動させる場合、定常放電時
よりも高い電圧が必要となる。このときソフトスタート
によってドライブ信号Ｄ、Ｅのパルス幅を徐々に広げて
行くよう制御が行われるものの、放電管ＦＬが点灯する
前は出力電圧Ｖ２が急上昇してしまう。勿論このとき電
圧フィードバック制御によって電圧Ｖ２を下げようとす
る働きが生じるが、制御の遅れがあるため一時的なサー
ジ電圧が発生する。これに対し本実施例のＦＬインバー
タでは、このサージ電圧を定電圧ダイオードＺＤを介し
てコンデンサＣＦに吸収させることができる。したがっ
て、トランスＴの絶縁破壊等に至る心配はない。
よりも高い電圧が必要となる。このときソフトスタート
によってドライブ信号Ｄ、Ｅのパルス幅を徐々に広げて
行くよう制御が行われるものの、放電管ＦＬが点灯する
前は出力電圧Ｖ２が急上昇してしまう。勿論このとき電
圧フィードバック制御によって電圧Ｖ２を下げようとす
る働きが生じるが、制御の遅れがあるため一時的なサー
ジ電圧が発生する。これに対し本実施例のＦＬインバー
タでは、このサージ電圧を定電圧ダイオードＺＤを介し
てコンデンサＣＦに吸収させることができる。したがっ
て、トランスＴの絶縁破壊等に至る心配はない。
【００２１】この後、放電管ＦＬが点灯を開始すると、
出力電圧Ｖ２が低下してフィードバック巻線ＮｆからＰ
ＷＭ制御回路ＣＯＮＴへの電圧フィードバックがなくな
る。放電管ＦＬの点灯期間中は、抵抗Ｒｓの両端の交流
電圧を変換回路ＣＯＮＶに取り込んで、その実効値を直
流電圧ＶＬに変換する。そしてこの直流電圧ＶＬをダイ
オードＤ１を通じてＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴの５番端子
にフィードバック電圧ＶＬとして入力する。
出力電圧Ｖ２が低下してフィードバック巻線ＮｆからＰ
ＷＭ制御回路ＣＯＮＴへの電圧フィードバックがなくな
る。放電管ＦＬの点灯期間中は、抵抗Ｒｓの両端の交流
電圧を変換回路ＣＯＮＶに取り込んで、その実効値を直
流電圧ＶＬに変換する。そしてこの直流電圧ＶＬをダイ
オードＤ１を通じてＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴの５番端子
にフィードバック電圧ＶＬとして入力する。
【００２２】ＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴは入力したフィー
ドバック電圧ＶＬと可変抵抗ＲＶによって設定された値
とを比較し、その差に応じたパルス幅のドライブ信号
Ｄ、Ｅを２号端子および３番端子から各トランジスタＱ
１、Ｑ２に出力する。これにより放電管ＦＬに流す電流
ＩＬを安定化する制御が行われる。
ドバック電圧ＶＬと可変抵抗ＲＶによって設定された値
とを比較し、その差に応じたパルス幅のドライブ信号
Ｄ、Ｅを２号端子および３番端子から各トランジスタＱ
１、Ｑ２に出力する。これにより放電管ＦＬに流す電流
ＩＬを安定化する制御が行われる。
【００２３】ここで、ＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴ内の動作
を説明する。図２および図３に示すように、ＰＷＭ制御
回路ＣＯＮＴ内のＰＷＭ制御部１１は、フィードバック
電圧ＶＬまたはＶ３を５番端子で受け、このフィードバ
ック電圧ＶＬまたはＶ３と基準電圧とを比較して、その
差に応じたパルス幅のパルス信号Ａ、ＢをＱ端子および
Ｑバー端子から一定周波数で出力する。各パルス信号
Ａ、Ｂはインバータ１２、１３にて反転されてフリップ
フロップ（ＮＡＮＤゲート１４、１５）に入力されると
共に、Exclusive ＯＲゲート１６、１７の各一方の入力
端に入力される。フリップフロップの２つの出力端から
は図３に示すＣおよびＣバーの、それぞれオン／オフ幅
が等しく極性が常に異なる信号が出力されてExclusive
ＯＲゲート１６、１７の各他方の入力端に入力される。
そして各Exclusive ＯＲゲート１６、１７はそれぞれ、
Ａ信号とＣ信号、Ｂ信号とＣバー信号との排他的論理和
をＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴからのドライブ信号Ｄ、Ｅと
して各トランジスタＱ１、Ｑ２に出力する。
を説明する。図２および図３に示すように、ＰＷＭ制御
回路ＣＯＮＴ内のＰＷＭ制御部１１は、フィードバック
電圧ＶＬまたはＶ３を５番端子で受け、このフィードバ
ック電圧ＶＬまたはＶ３と基準電圧とを比較して、その
差に応じたパルス幅のパルス信号Ａ、ＢをＱ端子および
Ｑバー端子から一定周波数で出力する。各パルス信号
Ａ、Ｂはインバータ１２、１３にて反転されてフリップ
フロップ（ＮＡＮＤゲート１４、１５）に入力されると
共に、Exclusive ＯＲゲート１６、１７の各一方の入力
端に入力される。フリップフロップの２つの出力端から
は図３に示すＣおよびＣバーの、それぞれオン／オフ幅
が等しく極性が常に異なる信号が出力されてExclusive
ＯＲゲート１６、１７の各他方の入力端に入力される。
そして各Exclusive ＯＲゲート１６、１７はそれぞれ、
Ａ信号とＣ信号、Ｂ信号とＣバー信号との排他的論理和
をＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴからのドライブ信号Ｄ、Ｅと
して各トランジスタＱ１、Ｑ２に出力する。
【００２４】ここで各ドライブ信号Ｄ、Ｅが同時にオン
のとき（図３に示すＴ１期間）、直流電源Ｖｉからの電
流はチョークコイルＬCHを介して各トランジスタＱ１、
Ｑ２に等分に流れる。このときトランスＴのセンタタッ
プを挟んで分割される各一次巻線Ｎp1、Ｎp2は互いに逆
起電力を発生するが、これらの逆起電力は逆極性で大き
さが等しいため互いに打ち消される。したがってこの期
間はチョークコイルＬCHにエネルギが蓄積される期間と
なる。この後、Ｔ１期間からＴ２期間に入って一方のド
ライブ信号Ｄがオフになると、トランスＴのセンタタッ
プから一方側の一次巻線Ｎp1にだけ逆起電力が生じ、チ
ョークコイルＬCHに蓄積されたエネルギが放出される。
このエネルギはトランスＴを介して二次側に伝達されて
電圧Ｖ２を生じさせ、コンデンサＣｓにて平滑後、放電
管ＦＬに負荷電流ＩＬとなって流れる。そしてチョーク
コイルＬCHのエネルギが放出し終わると負荷電流ＩＬは
ゼロになり、放電管ＦＬへの電力供給における正の半サ
イクルが終了する。
のとき（図３に示すＴ１期間）、直流電源Ｖｉからの電
流はチョークコイルＬCHを介して各トランジスタＱ１、
Ｑ２に等分に流れる。このときトランスＴのセンタタッ
プを挟んで分割される各一次巻線Ｎp1、Ｎp2は互いに逆
起電力を発生するが、これらの逆起電力は逆極性で大き
さが等しいため互いに打ち消される。したがってこの期
間はチョークコイルＬCHにエネルギが蓄積される期間と
なる。この後、Ｔ１期間からＴ２期間に入って一方のド
ライブ信号Ｄがオフになると、トランスＴのセンタタッ
プから一方側の一次巻線Ｎp1にだけ逆起電力が生じ、チ
ョークコイルＬCHに蓄積されたエネルギが放出される。
このエネルギはトランスＴを介して二次側に伝達されて
電圧Ｖ２を生じさせ、コンデンサＣｓにて平滑後、放電
管ＦＬに負荷電流ＩＬとなって流れる。そしてチョーク
コイルＬCHのエネルギが放出し終わると負荷電流ＩＬは
ゼロになり、放電管ＦＬへの電力供給における正の半サ
イクルが終了する。
【００２５】この後、再び各ドライブ信号Ｄ、Ｅの同時
オン期間Ｔ１に入りチョークコイルＬCHにエネルギが蓄
積される。続いて次のＴ２の期間に入ってドライブ信号
Ｅだけがオンになると、トランスＴのセンタタップから
他方側の一次巻線Ｎp2にだけ逆起電力が生じる。これに
よりチョークコイルＬCHに蓄積されたエネルギが放出さ
れて、放電管ＦＬに先とは逆方向の負荷電流ＩＬが流れ
る。そしてチョークコイルＬCHのエネルギが放出し終わ
ると負荷電流ＩＬはゼロになり、放電管ＦＬへの交流電
力供給における負の半サイクルが終了する。以後はこの
サイクルの繰り返しとなる。
オン期間Ｔ１に入りチョークコイルＬCHにエネルギが蓄
積される。続いて次のＴ２の期間に入ってドライブ信号
Ｅだけがオンになると、トランスＴのセンタタップから
他方側の一次巻線Ｎp2にだけ逆起電力が生じる。これに
よりチョークコイルＬCHに蓄積されたエネルギが放出さ
れて、放電管ＦＬに先とは逆方向の負荷電流ＩＬが流れ
る。そしてチョークコイルＬCHのエネルギが放出し終わ
ると負荷電流ＩＬはゼロになり、放電管ＦＬへの交流電
力供給における負の半サイクルが終了する。以後はこの
サイクルの繰り返しとなる。
【００２６】なお、放電管ＦＬに供給する電力は可変抵
抗ＲＶにより変更可能であることから、Ｔ２期間の終わ
りに負荷電流ＩＬがゼロにならない場合も生じる。この
場合、チョークコイルＬCHに流れる電流はＴ２期間を越
えからも連続する。
抗ＲＶにより変更可能であることから、Ｔ２期間の終わ
りに負荷電流ＩＬがゼロにならない場合も生じる。この
場合、チョークコイルＬCHに流れる電流はＴ２期間を越
えからも連続する。
【００２７】図４は図１を直流側に換算して示す等価回
路である。この図において、スイッチＳは、各トランジ
スタＱ１、Ｑ２が同時にオンのときにオンとなり、どち
らかがオフのときオフとなる。一方、チョークコイルＬ
CHはスイッチＳがオンのときエネルギを蓄積し、オフの
ときエネルギを放出する。したがってチョークコイルＬ
CHに蓄積されるエネルギの量は、スイッチＳのオン期間
の長さつまり各トランジスタＱ１、Ｑ２の同時オン期間
（図３に示すＴ１の期間）が長いほど大きくなり、スイ
ッチＳのオフ時に放電管ＦＬに送られる電力が大きくな
る。このようにＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴは、各トランジ
スタＱ１、Ｑ２の同時オン期間を拡大／縮小することに
よって、放電管ＦＬに供給する電流ＩＬを安定化する制
御を行う。 なお、フィードバック巻線Ｎｆからの電圧
フィードバックは、放電管ＦＬの始動時だけではなく、
放電管ＦＬの未接続、断線等により負荷電流ＩＬが流れ
ない場合の電圧上昇を、トランスＴ等の絶縁破壊を引き
起こさない程度に止めることに役立つ。
路である。この図において、スイッチＳは、各トランジ
スタＱ１、Ｑ２が同時にオンのときにオンとなり、どち
らかがオフのときオフとなる。一方、チョークコイルＬ
CHはスイッチＳがオンのときエネルギを蓄積し、オフの
ときエネルギを放出する。したがってチョークコイルＬ
CHに蓄積されるエネルギの量は、スイッチＳのオン期間
の長さつまり各トランジスタＱ１、Ｑ２の同時オン期間
（図３に示すＴ１の期間）が長いほど大きくなり、スイ
ッチＳのオフ時に放電管ＦＬに送られる電力が大きくな
る。このようにＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴは、各トランジ
スタＱ１、Ｑ２の同時オン期間を拡大／縮小することに
よって、放電管ＦＬに供給する電流ＩＬを安定化する制
御を行う。 なお、フィードバック巻線Ｎｆからの電圧
フィードバックは、放電管ＦＬの始動時だけではなく、
放電管ＦＬの未接続、断線等により負荷電流ＩＬが流れ
ない場合の電圧上昇を、トランスＴ等の絶縁破壊を引き
起こさない程度に止めることに役立つ。
【００２８】かくして本実施例のＦＬインバータによれ
ば、一定周波数のパルス信号のパルス幅変調によって、
プッシュブルインバータの入力側に接続されたチョーク
コイルＬCHのエネルギ蓄積量を制御し、放電管ＦＬに供
給される電力の定電流制御を行うようにした。したがっ
て、高周波化が容易になると共に、従来方式で懸念され
ていた、部品のバラツキによる影響を解消でき、さらに
トランス、インダクタンス等の部品を小形化できる。
ば、一定周波数のパルス信号のパルス幅変調によって、
プッシュブルインバータの入力側に接続されたチョーク
コイルＬCHのエネルギ蓄積量を制御し、放電管ＦＬに供
給される電力の定電流制御を行うようにした。したがっ
て、高周波化が容易になると共に、従来方式で懸念され
ていた、部品のバラツキによる影響を解消でき、さらに
トランス、インダクタンス等の部品を小形化できる。
【００２９】また本実施例のＦＬインバータは、ＤＣ／
ＤＣコンバータを省略して電力の変換部をインバータ部
のみとできる。よって小形化、低価格化を実現できると
共に、電力変換に伴う損失を減らすことができる。
ＤＣコンバータを省略して電力の変換部をインバータ部
のみとできる。よって小形化、低価格化を実現できると
共に、電力変換に伴う損失を減らすことができる。
【００３０】さらに本実施例のＦＬインバータでは、フ
ィードバック巻線Ｎｆを通じてインバータの出力電圧Ｖ
２をＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴにフィードバックすること
により、放電管未点灯時の出力電圧Ｖ２を一定に押さえ
ることができる。さらに放電管ＦＬの始動時等のサージ
電圧による部品破壊も防止できる。
ィードバック巻線Ｎｆを通じてインバータの出力電圧Ｖ
２をＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴにフィードバックすること
により、放電管未点灯時の出力電圧Ｖ２を一定に押さえ
ることができる。さらに放電管ＦＬの始動時等のサージ
電圧による部品破壊も防止できる。
【００３１】なお、前記の実施例では、トランスＴの二
次側に負荷電流ＩＬを安定させるためのバラストコンデ
ンサＣｓを設けているが、図４から分かるように、放電
管ＦＬから入力側を見ると、入力側はチョークコイルＬ
CHによる定電流源に見え、しかもＰＷＭ制御回路ＣＯＮ
Ｔによる定電流制御が行われることから、実用上差支え
ない程度に負荷電流ＩＬが安定している場合はバラスト
コンデンサＣｓを省略することができる。
次側に負荷電流ＩＬを安定させるためのバラストコンデ
ンサＣｓを設けているが、図４から分かるように、放電
管ＦＬから入力側を見ると、入力側はチョークコイルＬ
CHによる定電流源に見え、しかもＰＷＭ制御回路ＣＯＮ
Ｔによる定電流制御が行われることから、実用上差支え
ない程度に負荷電流ＩＬが安定している場合はバラスト
コンデンサＣｓを省略することができる。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように本発明の放電管点灯
回路によれば、高周波化が容易になるためトランス、イ
ンダクタンス等の部品を小形化できる。また発振周波数
が一定となるため、部品のバラツキによる影響を解消で
きる。さらにＤＣ／ＤＣコンバータの省略により電力損
失を減らし、小形化、低価格化を実現できる。
回路によれば、高周波化が容易になるためトランス、イ
ンダクタンス等の部品を小形化できる。また発振周波数
が一定となるため、部品のバラツキによる影響を解消で
きる。さらにＤＣ／ＤＣコンバータの省略により電力損
失を減らし、小形化、低価格化を実現できる。
【図１】本発明に係る一実施例の放電管点灯回路である
ＦＬインバータの構成を示す回路図である。
ＦＬインバータの構成を示す回路図である。
【図２】図１におけるＰＷＭ制御回路の内部構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図３】図１の回路における各部のパルス波形を示す図
である。
である。
【図４】図１の回路を直流側に換算した等価回路を示す
図である。
図である。
Ｖｉ…直流電源、ＬCH…チョークコイル、Ｔ…トラン
ス、Ｎp1、Ｎp2…一次巻線、Ｎｓ…二次巻線、Ｑ１、Ｑ
２…トランジスタ、ＦＬ…放電管、Ｃｓ…バラストコン
デンサ、Ｒｓ…抵抗、ＣＯＮＶ…変換回路、Ｎｆ…フィ
ードバック巻線、ＲＥＣＴ…整流器、ＺＤ…定電圧ダイ
オード、ＣＦ…コンデンサ、Ｒ…放電用抵抗、Ｄ１、Ｄ
２…逆流防止用のダイオード、ＣＯＮＴ…ＰＷＭ制御回
路、ＲＶ…可変抵抗。
ス、Ｎp1、Ｎp2…一次巻線、Ｎｓ…二次巻線、Ｑ１、Ｑ
２…トランジスタ、ＦＬ…放電管、Ｃｓ…バラストコン
デンサ、Ｒｓ…抵抗、ＣＯＮＶ…変換回路、Ｎｆ…フィ
ードバック巻線、ＲＥＣＴ…整流器、ＺＤ…定電圧ダイ
オード、ＣＦ…コンデンサ、Ｒ…放電用抵抗、Ｄ１、Ｄ
２…逆流防止用のダイオード、ＣＯＮＴ…ＰＷＭ制御回
路、ＲＶ…可変抵抗。
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源と、 一次側巻線に中間タップを有するトランスと、 前記直流電源の一方極側と前記一次側巻線の中間タップ
との間に接続されたインダクタンスと、 前記一次側巻線の一端と前記直流電源の他方極側との間
に接続された第１のスイッチング素子と、 前記一次側巻線の他端と前記直流電源の他方極側との間
に接続された第２のスイッチング素子と、 前記トランスの二次側に接続された放電管と、 前記放電管に流れる電流を検出する電流検出手段と、 前記放電管の点灯開始後、前記電流検出手段の検出結果
を基に、前記第１および第２のスイッチング素子に供給
するドライブ信号パルスの同時オン期間を伸縮して前記
インダクタンスに蓄積されるエネルギ量を制御し、一方
のスイッチング素子のオン期間に前記インダクタンスに
蓄積されたエネルギを前記トランスの二次側に伝達し
て、前記放電管への供給電流を安定化するよう、前記第
１および第２のスイッチング素子に供給するドライブ信
号のパルス幅を制御するパルス幅変調手段とを具備する
ことを特徴とする放電管点灯回路。 - 【請求項２】 直流電源と、 一次側巻線に中間タップを有するトランスと、 前記直流電源の一方極側と前記一次側巻線の中間タップ
との間に接続されたインダクタンスと、 前記一次側巻線の一端と前記直流電源の他方極側との間
に接続された第１のスイッチング素子と、 前記一次側巻線の他端と前記直流電源の他方極側との間
に接続された第２のスイッチング素子と、 前記トランスの二次側に接続された放電管と、 前記トランスの二次側巻線に生じた電圧を検出する電圧
検出手段と、 前記放電管の点灯開始前、前記電圧検出手段の検出結果
を基に、前記第１および第２のスイッチング素子に供給
するドライブ信号パルスの同時オン期間を伸縮して前記
インダクタンスに蓄積されるエネルギ量を制御し、一方
のスイッチング素子のオン期間に前記インダクタンスに
蓄積されたエネルギを前記トランスの二次側に伝達し
て、前記トランスの二次側巻線に生じる電圧を一定化す
るよう、前記第１および第２のスイッチング素子に供給
するドライブ信号のパルス幅を制御するパルス幅変調手
段とを具備することを特徴とする放電管点灯回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4261291A JPH06113555A (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | 放電管点灯回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4261291A JPH06113555A (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | 放電管点灯回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06113555A true JPH06113555A (ja) | 1994-04-22 |
Family
ID=17359764
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4261291A Withdrawn JPH06113555A (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | 放電管点灯回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06113555A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006051854A1 (ja) * | 2004-11-12 | 2006-05-18 | Rohm Co., Ltd. | コントローラｉｃ、直流－交流変換装置、及び直流－交流変換装置の並行運転システム |
| WO2016128452A1 (de) * | 2015-02-11 | 2016-08-18 | Küster Holding GmbH | Verfahren zur ansteuerung eines elektrooptischen gegenstandes, insbesondere einer elektrochromatisch getönten glasscheibe in einem kraftfahrzeug |
| CN111181364A (zh) * | 2020-02-20 | 2020-05-19 | 上海圣哲医疗科技有限公司 | 一种医疗器械电源电路 |
-
1992
- 1992-09-30 JP JP4261291A patent/JPH06113555A/ja not_active Withdrawn
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006051854A1 (ja) * | 2004-11-12 | 2006-05-18 | Rohm Co., Ltd. | コントローラｉｃ、直流－交流変換装置、及び直流－交流変換装置の並行運転システム |
| JP2006141160A (ja) * | 2004-11-12 | 2006-06-01 | Rohm Co Ltd | 直流−交流変換装置、そのコントローラｉｃ、及び直流−交流変換装置の並行運転システム |
| US7394671B2 (en) | 2004-11-12 | 2008-07-01 | Rohm Co., Ltd. | Controller IC, DC-AC conversion apparatus, and parallel running system of DC-AC conversion apparatuses |
| US7554823B2 (en) | 2004-11-12 | 2009-06-30 | Rohm Co., Ltd. | Controller IC, DC-AC conversion apparatus, and parallel running system of DC-AC conversion apparatuses |
| US7859866B2 (en) | 2004-11-12 | 2010-12-28 | Rohm Co., Ltd | Controller IC, DC-AC conversion apparatus, and parallel running system of DC-AC conversion apparatuses |
| WO2016128452A1 (de) * | 2015-02-11 | 2016-08-18 | Küster Holding GmbH | Verfahren zur ansteuerung eines elektrooptischen gegenstandes, insbesondere einer elektrochromatisch getönten glasscheibe in einem kraftfahrzeug |
| CN111181364A (zh) * | 2020-02-20 | 2020-05-19 | 上海圣哲医疗科技有限公司 | 一种医疗器械电源电路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991130 |