JP2000308365A

JP2000308365A - 電源装置

Info

Publication number: JP2000308365A
Application number: JP11108615A
Authority: JP
Inventors: Toshiya Kamiya; 敏也神舎
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1999-04-15
Filing date: 1999-04-15
Publication date: 2000-11-02

Abstract

(57)【要約】【課題】安価な構成で第１及び第２のスイッチング素子
に短絡電流が流れることを防止する。【解決手段】インバータ回路２と降圧チョッパ回路３と
で第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を兼用し
ている。検出用巻線１６に誘起される起電力により第１
の検出回路１２にて回生電流を検出する。第２の検出回
路１３にて第１の検出回路１２の出力と第１の発振回路
１１の出力の論理和を求める。第２の発振回路１４は第
２の検出回路１３の出力をトリガ信号として方形波のパ
ルス信号を出力する。而して、回生電流が流れている間
は第１の検出回路１２の出力がＨレベルに固定され、第
２の発振回路１４からはパルス信号が出力されない。よ
って、回生電流流れている間は第２のスイッチング素子
Ｑ２にオン信号が与えられず、第１及び第２のスイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２に短絡電流が流れることを防止でき
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、降圧チョッパ回路
と直列型のインバータ回路とでスイッチング素子を兼用
した電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１５は降圧チョッパ回路と直列型のイ
ンバータ回路とでスイッチング素子を兼用した電源装置
の従来例を示しており、フィルタ回路５を介して交流電
源ＡＣに接続され交流電源ＡＣの電源電圧（入力電圧）
Ｖinを全波整流する整流回路１と、電解効果トランジス
タから成り整流回路１の出力端間に接続された第１及び
第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、第１
及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路の両
端に接続されたコンデンサＣ２と、第２のスイッチング
素子Ｑ２の両端に直列接続された第１及び第２のダイオ
−ドＤ１，Ｄ２と、第１のダイオ−ドＤ１を介して第１
のスイッチング素子Ｑ１の両端に直列接続されたチョー
クコイルＬ１及び平滑コンデンサＣ１と、第２のスイッ
チング素子Ｑ２の両端にカップリングコンデンサＣ３及
びインダクタンスＬ２を介して接続された負荷である放
電灯Ｌａ及びインダクタンスＬ２と共振回路を構成する
コンデンサＣ４から成る負荷回路４と、第１及び第２の
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフさせる駆
動信号を出力する発振回路６とを備え、放電灯Ｌａに交
流の高周波電力を供給するものである。また、第１及び
第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、コンデンサＣ３
やインダクタンスＬ２等とともにハーフブリッジ式のイ
ンバータ回路２を構成し、且つチョークコイルＬ１、平
滑コンデンサＣ１、コンデンサＣ２並びに第１及び第２
のダイオ−ドＤ１，Ｄ２とともに降圧チョッパ回路３を
構成している。而して、降圧チョッパ回路３は、第２の
スイッチング素子Ｑ２のオン時に、交流電源ＡＣ→フィ
ルタ回路５→整流回路１→平滑コンデンサＣ１→チョー
クコイルＬ１→第１のダイオ−ドＤ１→第２のスイッチ
ング素子Ｑ２→整流回路１→フィルタ回路５→交流電源
ＡＣの経路で電流を供給することにより、平滑コンデン
サＣ１に所定値の充電電圧（交流電源ＡＣのピーク値よ
り低い直流電圧）を発生させ、整流回路１の出力電圧が
平滑コンデンサＣ１の充電電圧より低下すると、平滑コ
ンデンサＣ１の充電電圧が上記ハーフブリッジ式のイン
バータ回路２の電源となる。

【０００３】しかし上記従来例においては、以下に示す
様な問題が生じる。

【０００４】電源投入時に平滑コンデンサＣ１に電荷が
蓄積されていない状態では、第２のスイッチング素子Ｑ
２がオンすると同時に、上述の様に、交流電源ＡＣ→フ
ィルタ回路５→整流回路１→平滑コンデンサＣ１→チョ
ークコイルＬ１→第１のダイオ−ドＤ１→第２のスイッ
チング素子Ｑ２→整流回路１→フィルタ回路５→交流電
源ＡＣの経路で平滑コンデンサＣ１に充電電流が流れ始
める。そして、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンした
時に流れる平滑コンデンサＣ１の充電電流によりチョー
クコイルＬ１にはエネルギが蓄積され、第２のスイッチ
ング素子Ｑ２がオフするとチョークコイルＬ１に蓄積さ
れたエネルギは、チョークコイルＬ１→第１のダイオ−
ドＤ１→第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード
（図示せず）→平滑コンデンサＣ１→チョークコイルＬ
１の経路で放出されて回生電流が流れる。ところが電源
投入初期においては、平滑コンデンサＣ１に電荷がほと
んど蓄積されていないので、第２のスイッチング素子Ｑ
２のターンオフ時にチョークコイルＬ１を流れている電
流値が大きくなり、且つ平滑コンデンサＣ１の充電電圧
も低くなる。そのために、チョークコイルＬ１と平滑コ
ンデンサＣ１とによる振動周期が非常に長くなり、つま
り、チョークコイルＬ１→第１のダイオ−ドＤ１→第１
のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→平滑コンデ
ンサＣ１→チョークコイルＬ１の経路によるチョークコ
イルＬ１のエネルギーの放出時間が非常に長くなり、従
って、第２のスイッチング素子Ｑ２が次にターンオンし
た際に、まだ第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオ
ードに回生電流が流れていることになる。よって、第１
のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードの逆回復時間
の間、図１６（ｆ）及び（ｇ）のＡとＢとの部分に示す
様に、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチン
グ素子Ｑ２とに瞬間的に過大な短絡電流が流れてしま
う。

【０００５】上記問題を解決するものとして、本出願人
は図１７に示すような回路構成の電源装置を提案してい
る。

【０００６】図１５に示した従来例（以下、「従来例
１」と呼ぶ）と異なる点は、第２のスイッチング素子Ｑ
２に並列接続された抵抗Ｒｓ及びスイッチング素子Ｑｓ
の直列回路から成る平滑コンデンサＣ１の充電回路と、
コンデンサ２の両端電圧を検出する検出回路７と、検出
回路７の検出結果に応じてスイッチング素子Ｑｓのオン
オフと発振回路６の動作制御を行う起動回路８とを備え
たことにあり、その他の従来例１と同一の構成には同一
の符号を付すことにより説明を省略する。

【０００７】次に動作を簡単に説明する。電源投入時
は、検出回路７の検出値が所定値よりも低いことから起
動回路８はスイッチング素子Ｑｓをオンするとともに発
振回路６を停止させて第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２をオフさせる、つまりインバータ回路２の動
作を停止させる。そして、インバータ回路２の動作停止
期間中に抵抗Ｒｓ及びスイッチング素子Ｑｓを介して平
滑コンデンサＣ１に充電電荷を蓄積させる。そして、平
滑コンデンサＣ１の充電電荷が所定レベルに達して検出
回路７の検出値が所定値を越えると、起動回路８がスイ
ッチング素子Ｑｓをオフするとともに、発振回路６を動
作させてインバータ回路２の発振（第１及び第２のスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ）を開始させる。

【０００８】この様に構成することにより、インバータ
回路２の発振開始時には平滑コンデンサＣ１に充分な電
荷が充電されているため、チョークコイルＬ１と平滑コ
ンデンサＣ１とによる振動周期が短くなり、従来例１で
述べた様な第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
等への過大な電流ストレスの発生を防止することができ
る。また、インバータ回路２の発振開始後は起動回路８
によりスイッチング素子Ｑｓをオフするので、抵抗Ｒｓ
での不要な電力消費も生じることはない。

【０００９】ところで、電源投入後、第１及び第２のス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２が安定動作している際に、交
流電源ＡＣの電源電圧Ｖinが瞬間的に低下して再び復帰
することが発生、つまり瞬時的な停電あるいは降電圧
（以下、「瞬時変動」という）が発生しても、起動回路
８及び発振回路６の動作用電源は充分に確保されている
ため、スイッチング素子Ｑｓはオフ状態を継続し、且つ
第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は発振動作
を継続していることから、瞬時的な停電あるいは降電圧
が発生している間、平滑コンデンサＣ１の電荷が放電さ
れることになる。仮に検出回路７を備えていなければ、
この状態で電源が復帰すると、平滑コンデンサＣ１の電
圧が低下しており、且つ電源電圧Ｖinの急峻な変化に対
しては充電回路の動作が追従できないので、上記従来例
１で述べたのと同様に、第１及び第２のスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２に瞬間的に過大な短絡電流が流れてしま
う。しかしながら、本従来例（以下、「従来例２」と呼
ぶ）では検出回路７により上記瞬時変動を検出した場
合、すなわち検出回路７の検出値が所定値を下回った場
合に起動回路８によってスイッチング素子Ｑｓをオンし
て充電回路を動作させるとともに発振回路６を停止させ
ているので、上述のように第１及び第２のスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２に瞬間的に過大な短絡電流が流れるのを
防ぐことができる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来例２には以下のような問題がある。

【００１１】まず、電源投入後からインバータ回路２の
発振開始までに充電回路によって平滑コンデンサＣ１を
充電するため、放電灯Ｌａが点灯するまでに比較的に長
い時間を要する、つまり電源投入から放電灯Ｌａの点灯
までにタイムラグが生じるという問題があった。また、
定常時には起動回路８によりスイッチング素子Ｑｓがオ
フされているものの、降圧チョッパ回路３から供給され
てインバータ回路２の電源電圧となる直流電圧がスイッ
チング素子Ｑｓの両端にも印加されるため、スイッチン
グ素子Ｑｓとして高耐圧素子を用いる必要があり、コス
トアップになるという問題があった。

【００１２】さらに瞬時変動の度合いが比較的に小さい
ために検出回路７で電圧の変動が検出できない場合に
は、起動回路８が動作せずにインバータ回路２が発振を
継続することとなり、上述のような起動回路８を備えて
いない場合と同様に、平滑コンデンサＣ１の電荷が放電
された状態で電源が復帰すると、平滑コンデンサＣ１の
電圧が低下しており且つ電源電圧Ｖinの急峻な変化に対
しては充電回路の動作が追従できずに第１及び第２のス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２に瞬間的に過大な短絡電流が
流れてしまい、これら第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２に過大なストレスを与えてしまうという問題
があった。

【００１３】本発明は上記問題に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、安価な構成で第１及び
第２のスイッチング素子に短絡電流が流れることが防止
できる電源装置を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源を整流する整流回路
と、整流回路の出力端間に並列接続される第１及び第２
のスイッチング素子の直列回路を有し、第１及び第２の
スイッチング素子が交互にオンオフされて高周波電圧を
出力するインバータ回路と、第１又は第２のスイッチン
グ素子と並列的に接続されてインバータ回路から高周波
電圧が供給される負荷回路と、交流電源から第１又は第
２のスイッチング素子並びにチョークコイルを介して充
電される平滑コンデンサを有し、整流回路の脈流出力電
圧を部分平滑してインバータ回路に供給する降圧チョッ
パ回路と、第１及び第２のスイッチング素子のオンオフ
制御を行う制御回路とを備え、制御回路は、降圧チョッ
パ回路に回生電流が流れているか否かを検出する回生電
流検出手段を具備し、平滑コンデンサの充電電流が流れ
る第１又は第２のスイッチング素子の何れか一方に対し
て、少なくとも回生電流検出手段により回生電流が流れ
ていることが検出されている期間にはオンさせるための
信号を供給しないことを特徴とし、瞬時的な停電あるい
は降電圧のような交流電源の瞬時変動に起因して平滑コ
ンデンサの電圧が低下したときに、少なくとも降圧チョ
ッパ回路に回生電流が流れている間は充電電流の流れる
第１又は第２のスイッチング素子がオンしないため、第
１及び第２のスイッチング素子に短絡電流が流れること
を防止できる。しかも、第１及び第２のスイッチング素
子に高耐圧のものを使用する必要がなく安価な構成で実
現できる。また、従来例のような充電回路が不要である
から、交流電源の電源投入後、即時にインバータ回路の
動作を開始させることができる。

【００１５】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、インバータ回路が、第１及び第２のスイッチング素
子の接続点から直流カット用のコンデンサを介して共振
回路を有する負荷回路と、コンデンサ及びダイオードの
並列回路とが第１又は第２のスイッチング素子の両端間
に接続されて成ることを特徴とし、請求項１の発明と同
様の作用を奏する。

【００１６】請求項３の発明は、上記目的を達成するた
めに、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力
端間に並列接続される第１及び第２のスイッチング素子
の直列回路を有し、第１及び第２のスイッチング素子が
交互にオンオフされて高周波電圧を出力するインバータ
回路と、第１又は第２のスイッチング素子と並列的に接
続されてインバータ回路から高周波電圧が供給される負
荷回路と、交流電源から第１又は第２のスイッチング素
子並びにチョークコイルを介して充電される平滑コンデ
ンサを有し、整流回路の脈流出力電圧を部分平滑してイ
ンバータ回路に供給する降圧チョッパ回路と、第１及び
第２のスイッチング素子のオンオフ制御を行う制御回路
とを備え、制御回路は、降圧チョッパ回路の回生電流が
流れる第１又は第２のスイッチング素子の何れか一方に
流れる電流を検出する電流検出手段を具備し、平滑コン
デンサの充電電流が流れる第１又は第２のスイッチング
素子の何れか一方に対して、少なくとも電流検出手段に
より第１又は第２のスイッチング素子に回生電流が流れ
ていることが検出されている期間にはオンさせるための
信号を供給しないことを特徴とし、瞬時的な停電あるい
は降電圧のような交流電源の瞬時変動に起因して平滑コ
ンデンサの電圧が低下したときに、少なくとも第１又は
第２のスイッチング素子に回生電流が流れている間は充
電電流の流れる第１又は第２のスイッチング素子がオン
しないため、第１及び第２のスイッチング素子に短絡電
流が流れることを防止できる。しかも、第１及び第２の
スイッチング素子に高耐圧のものを使用する必要がなく
安価な構成で実現できる。また、従来例のような充電回
路が不要であるから、交流電源の電源投入後、即時にイ
ンバータ回路の動作を開始させることができる。

【００１７】請求項４の発明は、請求項３の発明におい
て、インバータ回路が、第１及び第２のスイッチング素
子の接続点から直流カット用のコンデンサを介して共振
回路を有する負荷回路と、コンデンサ及びダイオードの
並列回路とが第１又は第２のスイッチング素子の両端間
に接続されて成ることを特徴とし、請求項３の発明と同
様の作用を奏する。

【００１８】請求項５の発明は、請求項１〜４の何れか
の発明において、制御回路が、第１及び第２のスイッチ
ング素子のオンオフ周波数を決定するための周期的な信
号を出力する第１の発振回路と、回生電流検出手段の検
出結果に応じた信号を出力する第１の検出回路と、第１
の発振回路の出力信号と第１の検出回路の出力信号に基
づいたトリガ信号を出力する第２の検出回路と、第２の
検出回路から出力されるトリガ信号に応じて平滑コンデ
ンサの充電電流が流れる第１又は第２のスイッチング素
子の何れか一方をオンするための信号を出力する第２の
発振回路と、第２の発振回路の出力信号に基づいて第１
及び第２のスイッチング素子をオンオフ駆動する駆動回
路とを具備することを特徴とし、請求項１〜４の発明と
同様の作用を奏する。

【００１９】請求項６の発明は、請求項１〜４の何れか
の発明において、制御回路が、第１及び第２のスイッチ
ング素子のオンオフ周波数を決定するための周期的な信
号を出力する第３の発振回路と、第３の発振回路から出
力される信号に応じて平滑コンデンサの充電電流が流れ
る第１又は第２のスイッチング素子の何れか一方をオン
するための信号を出力する第４の発振回路と、電流検出
手段により第１又は第２のスイッチング素子に回生電流
が流れていることが検出されている期間に第４の発振回
路の出力信号を強制的に無効とする第３の検出回路と、
第４の発振回路の出力信号に基づいて第１及び第２のス
イッチング素子をオンオフ駆動する駆動回路とを具備す
ることを特徴とし、請求項１〜４の発明と同様の作用を
奏する。

【００２０】

【発明の実施の形態】（実施形態１）本発明の実施形態
１の回路構成を図１に示す。但し、本実施形態は、図１
５に示した従来例１と基本的な構成及び動作が共通する
ので、共通する構成については同一の符号を付して説明
を省略する。

【００２１】すなわち、本実施形態は、第１及び第２の
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御を行う制御
回路１０が、降圧チョッパ回路３に回生電流が流れてい
るか否かを検出する回生電流検出手段を具備し、平滑コ
ンデンサＣ１の充電電流が流れる第２のスイッチング素
子Ｑ２に対して、少なくとも回生電流検出手段により回
生電流が流れていることが検出されている期間にはオン
させるための信号を供給しないようにした点に特徴があ
る。

【００２２】制御回路１０は、第１及び第２のスイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ周波数を決定するための
周期的な信号を出力する第１の発振回路１１と、回生電
流検出手段の検出結果に応じた信号を出力する第１の検
出回路１２と、第１の発振回路１１の出力信号と第１の
検出回路１２の出力信号に基づいたトリガ信号を出力す
る第２の検出回路１３と、第２の検出回路１３から出力
されるトリガ信号に応じて平滑コンデンサＣ１の充電電
流が流れる第２のスイッチング素子Ｑ２をオンするため
の信号を出力する第２の発振回路１４と、第２の発振回
路１４の出力信号に基づいて第１及び第２のスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ駆動する駆動回路１５とを
具備する。平滑コンデンサＣ１に直列接続されたチョー
クコイルＬ１の２次側に検出用巻線１６が設けてあり、
この検出用巻線１６で回生電流検出手段が構成される。

【００２３】第１の発振回路１１は図２（ａ）及び図３
（ａ）に示すような周期的な方形波の信号Ｖf1を出力す
るものである。また第１の検出回路１２は、検出用巻線
１６の一端とグランドとの間に挿入された分圧抵抗Ｒ
３，Ｒ４と、分圧抵抗Ｒ４に逆並列に接続されたダイオ
ードＤ３と、基準電圧Ｖrefを発生する基準電源１２ａ
と、この基準電圧Ｖrefと分圧抵抗Ｒ４に生じる電圧降
下とを比較して、図２（ｄ）及び図３（ｃ）に示すよう
なＨまたはＬの２値信号Ｖs1を出力するコンパレータＣ
Ｐ１とを備えている。而して、図２（ｂ）又は図３
（ｂ）に示すように第２のスイッチング素子Ｑ２がオン
し且つ平滑コンデンサＣ１に充電電流が流れている場合
には、チョークコイルＬ１に流れる電流Ｉchが増大傾向
となり、ダイオードＤ３が導通して分圧抵抗Ｒ４の両端
電圧（電圧降下）が小さくなるためにコンパレータＣＰ
１の出力、つまり第１の検出回路１２の出力Ｖs1はＬレ
ベルとなる。一方、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフ
し且つチョークコイルＬ１の回生電流が流れている場合
には、回生電流Ｉchが減少傾向となり、ダイオードＤ３
が導通せずに分圧抵抗Ｒ４の両端電圧が大きくなるため
にコンパレータＣＰ１の出力、つまり第１の検出回路１
２の出力Ｖs1はＨレベルとなる。

【００２４】第２の検出回路１３は論理和回路（ＯＲゲ
ート）から成り、第１の発振回路１１の出力信号Ｖf1と
第１の検出回路１２の出力信号Ｖs1との論理和を演算し
て、図２（ｅ）及び図３（ｄ）に示すような方形パルス
から成るトリガ信号Ｖs2を出力する。また第２の発振回
路１４は、図２（ｆ）及び図３（ｅ）に示すように第２
の検出回路１３から出力されるトリガ信号Ｖs2の立ち下
がりに同期して所定のオン幅を有する方形パルスＶf2を
出力するものである。

【００２５】駆動回路１５は、図２（ｇ）及び図３
（ｆ）に示すように第２の発振回路１４の出力パルス信
号Ｖf2の立ち下がりに同期して立ち下がるとともに上記
出力パルス信号Ｖf2の立ち上がりから所定のデッドタイ
ムＴｄだけ遅延して立ち上がる方形パルスの駆動信号Ｖ
_Q2を第２のスイッチング素子Ｑ２に出力し、上記出力パ
ルス信号Ｖf2の立ち上がりに同期して立ち下がるととも
に上記出力パルス信号Ｖf2の立ち上がりから所定のデッ
ドタイムＴｄだけ遅延して立ち上がる方形パルスの駆動
信号Ｖ_Q1を第１のスイッチング素子Ｑ１に出力するもの
である。而して、各駆動信号Ｖ_Q1，Ｖ_Q2がＨレベルのと
きにそれぞれ第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２がオンすることなる。なお、デッドタイムＴｄを設け
ていることで第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２が同時にオンすることはない。

【００２６】次に本実施形態の特徴部分の動作説明を行
う。

【００２７】まず、電源投入時や電源電圧Ｖinの瞬時変
動が生じていない時（以下、「定常動作時」と呼ぶ）に
は、図２（ａ）及び（ｅ）に示すように第２の検出回路
１３から出力されるトリガ信号Ｖs2が第１の発振回路１
１の出力信号Ｖf1にほぼ同期した信号となり、第２の発
振回路１４の出力信号Ｖf2は第１の発振回路１１の出力
信号Ｖf1に同期した一定周期の信号となるから、結局の
ところ第１の検出回路１１の検出結果に関係なく第１及
び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフ
されて負荷回路４には図２（ｃ）に示すような高周波電
流（共振電流）Ｉｘが流れる。

【００２８】一方、電源投入時や電源電圧Ｖinの瞬時変
動が生じている場合には、図３（ｂ）に示すように回生
電流Ｉchの流れる期間が定常動作時よりもかなり長くな
り、この状態で第２のスイッチング素子Ｑ２がオンする
と第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過大な
短絡電流が流れてしまうが、図３（ｃ）に示すように回
生電流Ｉchが流れている間は第１の検出回路１２の出力
信号Ｖs1がＨレベルとなっているため、図３（ｄ）に示
すように第２の検出回路１３から出力されるトリガ信号
Ｖs2もＨレベルとなる。その結果、回生電流Ｉchが流れ
ている間、図３（ｅ）に示すように第２の発振回路１４
の出力信号Ｖf2はＬレベルに保持されたままとなるの
で、この間には駆動回路１５から第２のスイッチング素
子Ｑ２に与えられる駆動信号Ｖ_Q2がＨレベルとならず、
従来例１のように第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２に過大な短絡電流が流れることを防ぐことがで
きる。しかも、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２に高耐圧のものを使用する必要がなく、安価な構成
で実現できる。また、従来例２のような充電回路が不要
であるから、交流電源ＡＣの電源投入後、即時にインバ
ータ回路２の動作を開始させることができるという利点
がある。なお、負荷回路４の構成は本実施形態に限定す
る趣旨ではなく、また負荷が放電灯Ｌａ以外のものであ
っても同様の効果を奏することはいうまでもない。

【００２９】（実施形態２）本発明の実施形態２の回路
構成を図４に示す。但し、インバータ回路２’の構成及
び動作以外は実施形態１と共通するので、共通する構成
には同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特
徴となるインバータ回路２’についてのみ説明する。

【００３０】本実施形態におけるインバータ回路２’
は、実施形態１におけるインバータ回路２に対して、コ
ンデンサＣ５とダイオードＤ４の並列回路を第２のスイ
ッチング素子Ｑ２のソースと負荷回路４との間に挿入し
た点に特徴があり、降圧チョッパ回路３と兼用する第１
及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には降圧チョッ
パ回路３のチョッパ電流Ｉchとインバータ回路２’の共
振電流Ｉｘとの合成電流が流れる。

【００３１】次にインバータ回路２’の動作説明を行
う。なお、降圧チョッパ回路３の動作は実施形態１と共
通である。

【００３２】第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時、降
圧チョッパ回路３より第１のスイッチング素子Ｑ１→カ
ップリングコンデンサＣ３→インダクタＬ２→放電灯Ｌ
ａ及びコンデンサＣ４→コンデンサＣ５の経路で電流が
流れ、その後、コンデンサＣ５の両端電圧と整流回路１
の出力電圧の和が降圧チョッパ回路３の出力電圧と釣り
合うと、交流電源ＡＣから整流回路１→第１のスイッチ
ング素子Ｑ１→カップリングコンデンサＣ３→インダク
タＬ２→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ４→整流回路１の
経路で入力電流が流れる。

【００３３】次に第１のスイッチング素子Ｑ１がオフし
第２のスイッチング素子Ｑ２がオンすると、インダクタ
Ｌ２に蓄積されたエネルギが放出されてインダクタＬ２
→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ４→整流回路１→降圧チ
ョッパ回路３→第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイ
オード→カップリングコンデンサＣ３の経路で回生電流
が流れ、その後電流が反転して、カップリングコンデン
サＣ３の充電電荷が放出されてカップリングコンデンサ
Ｃ３→第２のスイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５→
放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ４→インダクタＬ２の経路
で電流が流れる。さらにその後、コンデンサＣ５の充電
電荷が放出されると、カップリングコンデンサＣ３→第
２のスイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ４→放電灯Ｌ
ａ及びコンデンサＣ４→インダクタＬ２の経路で電流が
流れる。

【００３４】第２のスイッチング素子Ｑ２がオフする
と、インダクタＬ２の蓄積エネルギが放出され、インダ
クタＬ２→カップリングコンデンサＣ３→第１のスイッ
チング素子Ｑ１の寄生ダイオード→降圧チョッパ回路３
→ダイオードＤ４→放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ４→イ
ンダクタＬ２の経路で回生電流が流れる。そして、第１
及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオ
フすることで上記動作が繰り返されて放電灯Ｌａに高周
波電流が供給される。而して、本実施形態におけるイン
バータ回路２’においては、交流電源ＡＣの電源電圧Ｖ
inが低い期間においても入力電流を流すことが可能とな
り、つまりは入力電流歪みを改善することができる。

【００３５】而して、上述のようなインバータ回路２’
を備える場合においても、実施形態１と同様に、電源投
入時や電源電圧Ｖinの瞬時変動が生じた場合でも第１及
び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過大な短絡電流
が流れることを防ぐことができるとともに、第１及び第
２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に高耐圧のものを使用
する必要がなく、安価な構成で実現でき、且つ交流電源
ＡＣの電源投入後、即時にインバータ回路２’の動作を
開始させることができる。なお、負荷回路４の構成は本
実施形態に限定する趣旨ではなく、また負荷が放電灯Ｌ
ａ以外のものであっても同様の効果を奏することはいう
までもない。

【００３６】（実施形態３）本発明の実施形態３の回路
構成を図５に示す。但し、制御回路１０’の一部の構成
以外は実施形態１と共通するので、共通する構成には同
一の符号を付して説明を省略する。

【００３７】本実施形態における制御回路１０’では、
第１の発振回路１１の出力信号Ｖf1をトリガ信号として
第２の発振回路１４に与えるとともに、第２の発振回路
１４の出力端とグランドの間に挿入されて第１の検出回
路１２の出力信号Ｖs1によりオンオフされるトランジス
タＱ３を第２の検出回路１３の代わりに具備している。

【００３８】次に図６を参照して本実施形態の動作説明
を行う。

【００３９】まず定常動作時には、回生電流Ｉchの流れ
る期間が短いために第１の検出回路１２の出力信号Ｖs1
がＨレベルとなってトランジスタＱ３がオンとなる期間
が第２の発振回路１４の出力Ｖf2がＬレベルとなる期間
内に収まっており、このため第１の検出回路１２の検出
結果に関係なく第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２が交互にオンオフされて負荷回路４には高周波電流
（共振電流）Ｉｘが流れる。

【００４０】一方、電源投入時や電源電圧Ｖinの瞬時変
動が生じている場合には、図６（ｂ）に示すように回生
電流Ｉchの流れる期間が定常動作時よりもかなり長くな
るが、図６（ｃ）に示すように回生電流Ｉchが流れてい
る間は第１の検出回路１２の出力信号Ｖs1がＨレベルと
なってトランジスタＱ３がオンするため、第２の発振回
路１４の出力端がトランジスタＱ３を介してグランドに
接続されることとなる。その結果、回生電流Ｉchが流れ
ている間、図６（ｄ）に示すように第２の発振回路１４
の出力信号Ｖf2はＬレベルに保持されたままとなるの
で、この間には駆動回路１５から第２のスイッチング素
子Ｑ２に与えられる駆動信号Ｖ_Q2がＨレベルとならず、
従来例１のように第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２に過大な短絡電流が流れることを防ぐことがで
きる。しかも、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２に高耐圧のものを使用する必要がなく、安価な構成
で実現できる。また、従来例２のような充電回路が不要
であるから、交流電源ＡＣの電源投入後、即時にインバ
ータ回路２の動作を開始させることができる。

【００４１】なお、図７に示すように実施形態２で説明
したインバータ回路２’を備えている場合であっても同
様の効果を奏することが可能である。また、負荷回路４
の構成は本実施形態に限定する趣旨ではなく、さらに負
荷が放電灯Ｌａ以外のものであっても同様の効果を奏す
ることはいうまでもない。

【００４２】（実施形態４）本発明の実施形態４の回路
構成を図８に示す。但し、基本的な構成は実施形態１と
共通するので、共通する構成には同一の符号を付して説
明を省略する。

【００４３】本実施形態における降圧チョッパ回路３’
は、平滑コンデンサＣ１とチョークコイルＬ１の直列回
路が第２のスイッチング素子Ｑ２側に接続されている点
が実施形態１と異なる。而して、この降圧チョッパ回路
３’では、第１のスイッチング素子Ｑ１のオン時に、交
流電源ＡＣ→フィルタ回路５→整流回路１→第１のスイ
ッチング素子Ｑ１→第１のダイオ−ドＤ１→平滑コンデ
ンサＣ１→チョークコイルＬ１→整流回路１→フィルタ
回路５→交流電源ＡＣの経路で電流を供給することによ
り、平滑コンデンサＣ１に所定値の充電電圧（交流電源
ＡＣのピーク値より低い直流電圧）を発生させ、整流回
路１の出力電圧が平滑コンデンサＣ１の充電電圧より低
下すると、平滑コンデンサＣ１の充電電圧がインバータ
回路２の電源となる。そして、電源投入時や瞬時停電等
の瞬時変動が生じた時、第２のスイッチング素子Ｑ２に
回生電流が流れている間に第１のスイッチング素子Ｑ１
がオンすると第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２に瞬間的に過大な短絡電流が流れてしまう点は従来例
１や実施形態１と共通している。

【００４４】制御回路２０は、第１及び第２のスイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ周波数を決定するための
周期的な信号を出力する第１の発振回路２１と、第１の
発振回路２１の出力信号をトリガ信号として平滑コンデ
ンサＣ１の充電電流が流れる第１のスイッチング素子Ｑ
１をオンするための信号を出力する第２の発振回路２２
と、第２の発振回路２２の出力信号を反転するインバー
タ２３と、インバータ２３で反転された第２の発振回路
２２の出力信号に基づいて第１及び第２のスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ駆動する駆動回路２４と、回
生電流検出手段の検出結果に応じた信号を出力する検出
回路２５とを具備する。また、第２のスイッチング素子
Ｑ２のソース−グランド間に、ダイオードＤ７が逆並列
に接続された回生電流検出手段たる検出抵抗Ｒ３が挿入
してある。

【００４５】第１の発振回路２１は実施形態１における
第１の発振回路１１と同様に周期的な方形波の信号を出
力するものであり、第２の発振回路２２は実施形態１に
おける第２の発振回路１４と同様に入力信号（トリガ信
号）の立ち下がりに同期した所定幅の方形パルス信号を
出力するものである。また駆動回路２４は、第２の発振
回路２２の出力パルス信号をインバータ２３で反転した
信号の立ち下がりに同期して立ち下がるとともに上記反
転信号の立ち上がりから所定のデッドタイムだけ遅延し
て立ち上がる方形パルスの駆動信号を第２のスイッチン
グ素子Ｑ２に出力し、上記反転信号の立ち上がりに同期
して立ち下がるとともに上記出力パルス信号の立ち上が
りから所定のデッドタイムだけ遅延して立ち上がる方形
パルスの駆動信号を第１のスイッチング素子Ｑ１に出力
するものである。而して、各駆動信号がＨレベルのとき
にそれぞれ第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
がオンすることになる。

【００４６】検出回路２５は、第２のスイッチング素子
Ｑ２のソースと検出抵抗Ｒ３との接続点にアノードが接
続されたダイオードＤ５と、このダイオードＤ５のカソ
ードに一端が接続された抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ４の他端に
ベースが接続されるとともにエミッタがグランドに接続
されたトランジスタＱ４と、このトランジスタＱ４のベ
ース−エミッタ間に並列接続された抵抗Ｒ５及びコンデ
ンサＣ５と、ベースがトランジスタＱ４のコレクタに接
続されるとともにエミッタがグランドに接続されたトラ
ンジスタＱ５と、トランジスタＱ４のコレクタ及びトラ
ンジスタＱ５のベースを基準電圧Ｖrefにプルアップす
る抵抗Ｒ６とを具備し、トランジスタＱ５のコレクタが
ダイオードＤ６を介して第２の発振回路２２の出力端に
接続されている。ここで、第２のスイッチング素子Ｑ２
に回生電流が流れている間は検出抵抗Ｒ３の両端電圧が
グランドレベルよりも低くなるから、トランジスタＱ４
がオフとなり、これによりトランジスタＱ５がオンとな
って、第２の発振回路２２の出力端がダイオードＤ６及
びトランジスタＱ５を介してグランドに接続されること
となる。その結果、第２のスイッチング素子Ｑ２に回生
電流が流れている間は第２の発振回路２２の出力信号が
常にＬレベルとなり、駆動回路２４にはインバータ２３
で反転されたＨレベルの信号が入力されることとなっ
て、上記期間に第１のスイッチング素子Ｑ１をオンする
駆動信号がＨレベルとなることがない。そして、回生電
流が流れなくなって第２のスイッチング素子Ｑ２に流れ
る電流が反転すると、検出抵抗Ｒ３の両端電圧がグラン
ドレベルよりも高くなってトランジスタＱ４がオンし、
トランジスタＱ５がオフするから、第２の発振回路２２
の出力信号がインバータ２３で反転されて駆動回路２４
に与えられることになり、駆動回路２４からは通常に第
１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン
オフするＨ及びＬレベルの駆動信号が出力される。

【００４７】而して、回生電流が流れている間は検出回
路２５によって第２の発振回路２２の出力信号がＬレベ
ルに固定されたままとなるので、この間には駆動回路２
４から第１のスイッチング素子Ｑ１に与えられる駆動信
号がＨレベルとならず、従来例１のように第１及び第２
のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過大な短絡電流が流れ
ることを防ぐことができる。しかも、第１及び第２のス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２に高耐圧のものを使用する必
要がなく、安価な構成で実現できる。また、従来例２の
ような充電回路が不要であるから、交流電源ＡＣの電源
投入後、即時にインバータ回路２の動作を開始させるこ
とができるという利点がある。なお、負荷回路４の構成
は本実施形態に限定する趣旨ではなく、また負荷が放電
灯Ｌａ以外のものであっても同様の効果を奏することは
いうまでもない。さらに図９に示すように実施形態２で
説明したインバータ回路２’を備えている場合であって
も同様の効果を奏することが可能である。

【００４８】（実施形態５）本発明の実施形態５の回路
構成を図１０に示す。但し、制御回路２０’の一部の構
成以外は実施形態４と共通するので、共通する構成には
同一の符号を付して説明を省略する。

【００４９】本実施形態における制御回路２０’では、
実施形態４における検出回路２５からトランジスタＱ５
を取り除いた構成を有する第３の検出回路２６と、ＯＲ
ゲートから成り、第１の発振回路１１の出力信号と第３
の検出回路２６の出力信号との論理和を演算する第４の
検出回路２７と、第４の検出回路２７の出力信号をトリ
ガ信号とする第２の発振回路２２と、インバータ２３並
びに駆動回路２４とを具備している。

【００５０】ここで、第２のスイッチング素子Ｑ２に回
生電流が流れている間は検出抵抗Ｒ３の両端電圧がグラ
ンドレベルよりも低くなってトランジスタＱ４がオフと
なり、一方の入力が常にＨレベルとなって第４の検出回
路２７の出力が常にＨレベルとなる。その結果、第２の
スイッチング素子Ｑ２に回生電流が流れている間は第２
の発振回路２２の出力信号が常にＬレベルとなり、駆動
回路２４にはインバータ２３で反転されたＨレベルの信
号が入力されることとなって、上記期間に第１のスイッ
チング素子Ｑ１をオンする駆動信号がＨレベルとなるこ
とがない。そして、回生電流が流れなくなって第２のス
イッチング素子Ｑ２に流れる電流が反転すると、検出抵
抗Ｒ３の両端電圧がグランドレベルよりも高くなってト
ランジスタＱ４がオンするから、第４の検出回路２７の
出力が第１の発振回路２１の出力信号に応じてＨまたは
Ｌレベルに変化することとなる。その結果、第２の発振
回路２２の出力信号がインバータ２３で反転されて駆動
回路２４に与えられ、駆動回路２４からは通常に第１及
び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフ
するＨ及びＬレベルの駆動信号が出力される。

【００５１】而して、回生電流が流れている間は第４の
検出回路２７の出力信号がＨレベルに固定されることで
第２の発振回路２２の出力信号がＬレベルに固定された
ままとなるので、この間には駆動回路２４から第１のス
イッチング素子Ｑ１に与えられる駆動信号がＨレベルと
ならず、従来例１のように第１及び第２のスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２に過大な短絡電流が流れることを防ぐこ
とができる。しかも、第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２に高耐圧のものを使用する必要がなく、安価
な構成で実現できる。また、従来例２のような充電回路
が不要であるから、交流電源ＡＣの電源投入後、即時に
インバータ回路２の動作を開始させることができるとい
う利点がある。なお、負荷回路４の構成は本実施形態に
限定する趣旨ではなく、また負荷が放電灯Ｌａ以外のも
のであっても同様の効果を奏することはいうまでもな
い。さらに図１１に示すように実施形態２で説明したイ
ンバータ回路２’を備えている場合であっても同様の効
果を奏することが可能である。

【００５２】（実施形態６）本発明の実施形態６の回路
構成を図１２に示す。但し、制御回路３０の構成以外は
実施形態４と共通するので、共通する構成には同一の符
号を付して説明を省略する。

【００５３】本実施形態における制御回路３０は、第１
及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ周波
数を決定するための周期的な信号を出力する第１の発振
回路３１と、回生電流検出手段の検出結果に応じた信号
を出力する第１の検出回路３２と、第１の発振回路３１
の出力信号と第１の検出回路３２の出力信号に基づいた
トリガ信号を出力する第２の検出回路３３と、第２の検
出回路３３から出力されるトリガ信号に応じて平滑コン
デンサＣ１の充電電流が流れる第１のスイッチング素子
Ｑ１をオンするための信号を出力する第２の発振回路３
４と、第２の発振回路３４の出力を反転するインバータ
３６と、インバータ３６で反転された第２の発振回路３
４の出力信号に基づいて第１及び第２のスイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ駆動する駆動回路３５とを具備
する。但し、第１及び第２の発振回路３１，３４、第２
の検出回路３３、駆動回路３５の各構成及び動作はそれ
ぞれ実施形態１における第１及び第２の発振回路１１，
１４、第２の検出回路１３、駆動回路１５の各構成及び
動作と共通するので詳しい説明は省略する。

【００５４】第１の検出回路３２は、チョークコイルＬ
１の平滑コンデンサＣ１との接続点とグランドとの間に
挿入された回生電流検出手段たる分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４
と、分圧抵抗Ｒ４に逆並列に接続されたダイオードＤ３
と、基準電圧Ｖrefを発生する基準電源３２ａと、この
基準電圧Ｖrefと分圧抵抗Ｒ４に生じる電圧降下とを比
較して、ＨまたはＬの２値信号を出力するコンパレータ
ＣＰ１とを備えている。而して、第１のスイッチング素
子Ｑ１がオンし且つ平滑コンデンサＣ１に充電電流が流
れている場合には、チョークコイルＬ１に流れる電流Ｉ
chが増大傾向となり、ダイオードＤ３が導通せずに分圧
抵抗Ｒ４の両端電圧が大きくなるためにコンパレータＣ
Ｐ１の出力、つまり第１の検出回路３２の出力はＬレベ
ルとなる。一方、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフし
且つチョークコイルＬ１の回生電流が流れている場合に
は、回生電流Ｉchが減少傾向となり、ダイオードＤ３が
導通して分圧抵抗Ｒ４の両端電圧（電圧降下）が小さく
なるためにコンパレータＣＰ１の出力、つまり第１の検
出回路３２の出力はＨレベルとなる。

【００５５】次に本実施形態の特徴部分の動作説明を行
う。

【００５６】まず、定常動作時には、第２の検出回路３
３から出力されるトリガ信号が第１の発振回路３１の出
力信号にほぼ同期した信号となり、第２の発振回路３４
の出力信号は第１の発振回路３１の出力信号に同期した
一定周期の信号となるから、結局のところ第１の検出回
路３１の検出結果に関係なく第１及び第２のスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフされて負荷回路４に
は高周波電流Ｉｘが流れる。

【００５７】一方、電源投入時や電源電圧Ｖinの瞬時変
動が生じている場合には、回生電流Ｉchの流れる期間が
定常動作時よりもかなり長くなり、この状態で第１のス
イッチング素子Ｑ１がオンすると第１及び第２のスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２に過大な短絡電流が流れてしまう
が、回生電流Ｉchが流れている間は第１の検出回路３２
の出力信号がＨレベルとなっているため、第２の検出回
路３３から出力されるトリガ信号もＨレベルとなる。そ
の結果、回生電流Ｉchが流れている間、第２の発振回路
３４の出力信号はＬレベルに保持されたままとなるの
で、この間には駆動回路３５から第１のスイッチング素
子Ｑ１に与えられる駆動信号がＨレベルとならず、従来
例１のように第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２に過大な短絡電流が流れることを防ぐことができる。
しかも、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に
高耐圧のものを使用する必要がなく、安価な構成で実現
できる。また、従来例２のような充電回路が不要である
から、交流電源ＡＣの電源投入後、即時にインバータ回
路２の動作を開始させることができるという利点があ
る。なお、負荷回路４の構成は本実施形態に限定する趣
旨ではなく、また負荷が放電灯Ｌａ以外のものであって
も同様の効果を奏することはいうまでもない。

【００５８】（実施形態７）本発明の実施形態７の回路
構成を図１３に示す。本実施形態は、図９に示した実施
形態４の変形例において、平滑コンデンサＣ１に直列接
続されていたチョークコイルＬ１を、負荷回路４’を構
成するリーケージトランスＬＴの１次側のインダクタン
スで代用した点に特徴があり、これ以外の基本的な構成
及び動作は上記実施形態４の変形例と共通するので詳し
い説明は省略する。

【００５９】本実施形態における負荷回路４’は、リー
ケージトランスＬＴの２次側に放電灯Ｌａと共振用のコ
ンデンサＣ４とを並列に接続して成り、このコンデンサ
Ｃ４とリーケージトランスＬＴの２次側のインダクタン
スとで共振回路が形成される。リーケージトランスＬＴ
の１次側の一端が第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の接続点に接続され、他端がカップリングコン
デンサＣ３を介して整流回路１の低電位側に接続され且
つ降圧チョッパ回路３”を構成するダイオードＤ１のア
ノードに接続されている。よって、第１のスイッチング
素子Ｑ１がオンしているときに交流電源ＡＣ→フィルタ
回路５→整流回路１→第１のスイッチング素子Ｑ１→リ
ーケージトランスＬＴ→ダイオードＤ１→平滑コンデン
サＣ１→ダイオードＤ４→整流回路１→フィルタ回路５
→交流電源ＡＣの経路で電流が流れて平滑コンデンサＣ
１が充電される。また、第１のスイッチング素子Ｑ１が
オフ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの時にリーケ
ージトランスＬＴ→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ
１→第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード（図
示せず）→リーケージトランスＬＴの経路で回生電流が
流れる。なお、このように平滑コンデンサＣ１の充電電
流及び回生電流の流れる経路が異なる以外、インバータ
回路２”及び降圧チョッパ回路３”の動作は実施形態２
及び実施形態４と共通するので説明を省略する。

【００６０】而して実施形態４と同様に、回生電流が流
れている間は検出回路２５によって第２の発振回路２２
の出力信号がＬレベルに固定されたままとなるので、こ
の間には駆動回路２４から第１のスイッチング素子Ｑ１
に与えられる駆動信号がＨレベルとならず、従来例１の
ように第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過
大な短絡電流が流れることを防ぐことができる。しか
も、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に高耐
圧のものを使用する必要がなく、安価な構成で実現でき
る。また、従来例２のような充電回路が不要であるか
ら、交流電源ＡＣの電源投入後、即時にインバータ回路
２”の動作を開始させることができるという利点があ
る。なお、負荷回路４’の構成は本実施形態に限定する
趣旨ではなく、また負荷が放電灯Ｌａ以外のものであっ
ても同様の効果を奏することはいうまでもない。なお、
図１４に示すように実施形態５における制御回路２０’
を用いても同様の効果を奏することが可能である。

【００６１】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を整流する
整流回路と、整流回路の出力端間に並列接続される第１
及び第２のスイッチング素子の直列回路を有し、第１及
び第２のスイッチング素子が交互にオンオフされて高周
波電圧を出力するインバータ回路と、第１又は第２のス
イッチング素子と並列的に接続されてインバータ回路か
ら高周波電圧が供給される負荷回路と、交流電源から第
１又は第２のスイッチング素子並びにチョークコイルを
介して充電される平滑コンデンサを有し、整流回路の脈
流出力電圧を部分平滑してインバータ回路に供給する降
圧チョッパ回路と、第１及び第２のスイッチング素子の
オンオフ制御を行う制御回路とを備え、制御回路は、降
圧チョッパ回路に回生電流が流れているか否かを検出す
る回生電流検出手段を具備し、平滑コンデンサの充電電
流が流れる第１又は第２のスイッチング素子の何れか一
方に対して、少なくとも回生電流検出手段により回生電
流が流れていることが検出されている期間にはオンさせ
るための信号を供給しないので、瞬時的な停電あるいは
降電圧のような交流電源の瞬時変動に起因して平滑コン
デンサの電圧が低下したときに、少なくとも降圧チョッ
パ回路に回生電流が流れている間は充電電流の流れる第
１又は第２のスイッチング素子がオンしないため、第１
及び第２のスイッチング素子に短絡電流が流れることを
防止でき、しかも、第１及び第２のスイッチング素子に
高耐圧のものを使用する必要がなく安価な構成で実現で
きるという効果がある。また、従来例のような充電回路
が不要であるから、交流電源の電源投入後、即時にイン
バータ回路の動作を開始させることができるという効果
がある。

【００６２】請求項２の発明は、インバータ回路が、第
１及び第２のスイッチング素子の接続点から直流カット
用のコンデンサを介して共振回路を有する負荷回路と、
コンデンサ及びダイオードの並列回路とが第１又は第２
のスイッチング素子の両端間に接続されて成るので、請
求項１の発明と同様の効果を奏する。

【００６３】請求項３の発明は、交流電源を整流する整
流回路と、整流回路の出力端間に並列接続される第１及
び第２のスイッチング素子の直列回路を有し、第１及び
第２のスイッチング素子が交互にオンオフされて高周波
電圧を出力するインバータ回路と、第１又は第２のスイ
ッチング素子と並列的に接続されてインバータ回路から
高周波電圧が供給される負荷回路と、交流電源から第１
又は第２のスイッチング素子並びにチョークコイルを介
して充電される平滑コンデンサを有し、整流回路の脈流
出力電圧を部分平滑してインバータ回路に供給する降圧
チョッパ回路と、第１及び第２のスイッチング素子のオ
ンオフ制御を行う制御回路とを備え、制御回路は、降圧
チョッパ回路の回生電流が流れる第１又は第２のスイッ
チング素子の何れか一方に流れる電流を検出する電流検
出手段を具備し、平滑コンデンサの充電電流が流れる第
１又は第２のスイッチング素子の何れか一方に対して、
少なくとも電流検出手段により第１又は第２のスイッチ
ング素子に回生電流が流れていることが検出されている
期間にはオンさせるための信号を供給しないので、瞬時
的な停電あるいは降電圧のような交流電源の瞬時変動に
起因して平滑コンデンサの電圧が低下したときに、少な
くとも第１又は第２のスイッチング素子に回生電流が流
れている間は充電電流の流れる第１又は第２のスイッチ
ング素子がオンしないため、第１及び第２のスイッチン
グ素子に短絡電流が流れることを防止でき、しかも、第
１及び第２のスイッチング素子に高耐圧のものを使用す
る必要がなく安価な構成で実現できるという効果があ
る。また、従来例のような充電回路が不要であるから、
交流電源の電源投入後、即時にインバータ回路の動作を
開始させることができるという効果がある。

【００６４】請求項４の発明は、インバータ回路が、第
１及び第２のスイッチング素子の接続点から直流カット
用のコンデンサを介して共振回路を有する負荷回路と、
コンデンサ及びダイオードの並列回路とが第１又は第２
のスイッチング素子の両端間に接続されて成るので、請
求項３の発明と同様の効果を奏する。

【００６５】請求項５の発明は、制御回路が、第１及び
第２のスイッチング素子のオンオフ周波数を決定するた
めの周期的な信号を出力する第１の発振回路と、回生電
流検出手段の検出結果に応じた信号を出力する第１の検
出回路と、第１の発振回路の出力信号と第１の検出回路
の出力信号に基づいたトリガ信号を出力する第２の検出
回路と、第２の検出回路から出力されるトリガ信号に応
じて平滑コンデンサの充電電流が流れる第１又は第２の
スイッチング素子の何れか一方をオンするための信号を
出力する第２の発振回路と、第２の発振回路の出力信号
に基づいて第１及び第２のスイッチング素子をオンオフ
駆動する駆動回路とを具備するので、請求項１〜４の発
明と同様の効果を奏する。

【００６６】請求項６の発明は、制御回路が、第１及び
第２のスイッチング素子のオンオフ周波数を決定するた
めの周期的な信号を出力する第３の発振回路と、第３の
発振回路から出力される信号に応じて平滑コンデンサの
充電電流が流れる第１又は第２のスイッチング素子の何
れか一方をオンするための信号を出力する第４の発振回
路と、電流検出手段により第１又は第２のスイッチング
素子に回生電流が流れていることが検出されている期間
に第４の発振回路の出力信号を強制的に無効とする第３
の検出回路と、第４の発振回路の出力信号に基づいて第
１及び第２のスイッチング素子をオンオフ駆動する駆動
回路とを具備するので、請求項１〜４の発明と同様の効
果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１の回路構成図である。

【図２】同上の動作説明用の波形図である。

【図３】同上の動作説明用の波形図である。

【図４】実施形態２の回路構成図である。

【図５】実施形態３の回路構成図である。

【図６】同上の動作説明用の波形図である。

【図７】同上の変形例の回路構成図である。

【図８】実施形態４の回路構成図である。

【図９】同上の変形例の回路構成図である。

【図１０】実施形態５の回路構成図である。

【図１１】同上の変形例の回路構成図である。

【図１２】実施形態６の回路構成図である。

【図１３】実施形態７の回路構成図である。

【図１４】同上の変形例の回路構成図である。

【図１５】従来例１の回路構成図である。

【図１６】同上の動作説明用の波形図である。

【図１７】従来例２の回路構成図である。

【符号の説明】

１整流回路２インバータ回路３降圧チョッパ回路４負荷回路１０制御回路１１第１の発振回路１２第１の検出回路１３第２の発振回路１４第２の検出回路１５駆動回路１６検出用巻線Ｑ１第１のスイッチング素子Ｑ２第２のスイッチング素子Ｃ１平滑コンデンサＬ１チョークコイル

フロントページの続きＦターム(参考） 3K072 AA01 BA03 BA05 BB03 BC01 BC03 DD04 EB06 GA02 GB12 GC04 HB03 5H007 AA05 AA06 AA17 BB01 BB03 CA02 CB04 CB17 CB22 CC03 CC07 DA05 DB01 DC02 FA06 FA08 FA13 FA20 5H730 AS05 BB11 BB57 BB66 BB83 BB88 CC01 DD04 DD12 EE08 EE10 FD51 FG07 XX05 XX06 XX15 XX25 XX35

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流する整流回路と、整流回
路の出力端間に並列接続される第１及び第２のスイッチ
ング素子の直列回路を有し、第１及び第２のスイッチン
グ素子が交互にオンオフされて高周波電圧を出力するイ
ンバータ回路と、第１又は第２のスイッチング素子と並
列的に接続されてインバータ回路から高周波電圧が供給
される負荷回路と、交流電源から第１又は第２のスイッ
チング素子並びにチョークコイルを介して充電される平
滑コンデンサを有し、整流回路の脈流出力電圧を部分平
滑してインバータ回路に供給する降圧チョッパ回路と、
第１及び第２のスイッチング素子のオンオフ制御を行う
制御回路とを備え、制御回路は、降圧チョッパ回路に回
生電流が流れているか否かを検出する回生電流検出手段
を具備し、平滑コンデンサの充電電流が流れる第１又は
第２のスイッチング素子の何れか一方に対して、少なく
とも回生電流検出手段により回生電流が流れていること
が検出されている期間にはオンさせるための信号を供給
しないことを特徴とする電源装置。
【請求項２】インバータ回路は、第１及び第２のスイ
ッチング素子の接続点から直流カット用のコンデンサを
介して共振回路を有する負荷回路と、コンデンサ及びダ
イオードの並列回路とが第１又は第２のスイッチング素
子の両端間に接続されて成ることを特徴とする請求項１
記載の電源装置。
【請求項３】交流電源を整流する整流回路と、整流回
路の出力端間に並列接続される第１及び第２のスイッチ
ング素子の直列回路を有し、第１及び第２のスイッチン
グ素子が交互にオンオフされて高周波電圧を出力するイ
ンバータ回路と、第１又は第２のスイッチング素子と並
列的に接続されてインバータ回路から高周波電圧が供給
される負荷回路と、交流電源から第１又は第２のスイッ
チング素子並びにチョークコイルを介して充電される平
滑コンデンサを有し、整流回路の脈流出力電圧を部分平
滑してインバータ回路に供給する降圧チョッパ回路と、
第１及び第２のスイッチング素子のオンオフ制御を行う
制御回路とを備え、制御回路は、降圧チョッパ回路の回
生電流が流れる第１又は第２のスイッチング素子の何れ
か一方に流れる電流を検出する電流検出手段を具備し、
平滑コンデンサの充電電流が流れる第１又は第２のスイ
ッチング素子の何れか一方に対して、少なくとも電流検
出手段により第１又は第２のスイッチング素子に回生電
流が流れていることが検出されている期間にはオンさせ
るための信号を供給しないことを特徴とする電源装置。
【請求項４】インバータ回路は、第１及び第２のスイ
ッチング素子の接続点から直流カット用のコンデンサを
介して共振回路を有する負荷回路と、コンデンサ及びダ
イオードの並列回路とが第１又は第２のスイッチング素
子の両端間に接続されて成ることを特徴とする請求項３
記載の電源装置。
【請求項５】制御回路は、第１及び第２のスイッチン
グ素子のオンオフ周波数を決定するための周期的な信号
を出力する第１の発振回路と、回生電流検出手段の検出
結果に応じた信号を出力する第１の検出回路と、第１の
発振回路の出力信号と第１の検出回路の出力信号に基づ
いたトリガ信号を出力する第２の検出回路と、第２の検
出回路から出力されるトリガ信号に応じて平滑コンデン
サの充電電流が流れる第１又は第２のスイッチング素子
の何れか一方をオンするための信号を出力する第２の発
振回路と、第２の発振回路の出力信号に基づいて第１及
び第２のスイッチング素子をオンオフ駆動する駆動回路
とを具備することを特徴とする請求項１〜４の何れかに
記載の電源装置。
【請求項６】制御回路は、第１及び第２のスイッチン
グ素子のオンオフ周波数を決定するための周期的な信号
を出力する第３の発振回路と、第３の発振回路から出力
される信号に応じて平滑コンデンサの充電電流が流れる
第１又は第２のスイッチング素子の何れか一方をオンす
るための信号を出力する第４の発振回路と、電流検出手
段により第１又は第２のスイッチング素子に回生電流が
流れていることが検出されている期間に第４の発振回路
の出力信号を強制的に無効とする第３の検出回路と、第
４の発振回路の出力信号に基づいて第１及び第２のスイ
ッチング素子をオンオフ駆動する駆動回路とを具備する
ことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の電源装
置。