JP2744008B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、商用電源を直流電源に変換する第１のスイ
ッチング回路と、第１のスイッチ回路の出力端に接続さ
れる第２のスイッチング回路と、第２のスイッチング回
路の出力端に接続される負荷よりなる電力変換装置に関
するものであり、例えば、商用電源を用いた放電灯の高
周波点灯装置などに用いられるものである。

［従来の技術］ 第８図は従来の電力変換装置のブロック回路図であ
る。この回路は第１及び第２のスイッチング回路を有し
ている。第１のスイッチング回路は、商用電源ACを直流
電源に変換する昇圧型チョッパー回路１よりなる。昇圧
型チョッパー回路１は、商用電源ACに電源スイッチSWを
介して接続された全波整流器DBの出力端に、インダクタ
ンス素子L₁とトランジスタQ₁の直列回路を接続し、トラ
ンジスタQ₁のコレクタ・エミッタ間にダイオードD₁を介
してコンデンサC₁を接続した構成になっており、このコ
ンデンサC₁の両端が昇圧型チョッパー回路１の出力端と
なる。第２のスイッチング回路は、昇圧型チョッパー回
路１の出力端に接続されたインバータ回路２よりなる。
インバータ回路２は入力直流電圧を高周波電圧に変換し
て出力するものであり、その出力端には、負荷５が接続
されている。昇圧型チョッパー回路１を制御するチョッ
パー制御回路３と、インバータ回路２を制御するインバ
ータ制御回路４の駆動用電源は、全波整流器DBから出力
される脈流電圧を抵抗R₇，R₁₇で分圧し、コンデンサC₇
で平滑して得ている。

次に、第８図回路の動作について説明する。電源スイ
ッチSWがオンされると、全波整流器DBの出力電圧を抵抗
R₇，R₁₇にて分圧し、コンデンサC₇で平滑した直流低電
圧が、チョッパー制御回路３及びインバータ制御回路４
の駆動用電源として供給される。そして、チョッパー制
御回路３によりトランジスタQ₁がスイッチングされる。
まず、トランジスタQ₁がオンのときには、インダクタン
ス素子L₁に電流が流れてエネルギーが蓄積され、トラン
ジスタQ₁がオフのときに、蓄積されたエネルギーがダイ
オードD₁を介して、コンデンサC₁に放出される。このと
き、全波整流器DBの出力電圧にインダクタンス素子L₁の
両端電圧を加えた電圧がコンデンサC₁に印加されるの
で、コンデンサC₁には全波整流器DBの出力電圧を昇圧し
た電圧が得られる。このコンデンサC₁に得られた電圧
が、インバータ回路２により高周波電圧に変換されて、
負荷５に供給されるものである。

第９図は他の従来例の回路図である。この回路例で
は、商用電源ACの一端と、全波整流器DBの負出力端子と
の間に、整流用のダイオードD₀と、限流用の抵抗R₇と、
平滑用のコンデンサC₇を直列に接続し、コンデンサC₇の
両端に電圧規制用のツェナーダイオードZDを並列に接続
したものである。このコンデンサC₇の両端に得られる電
圧が、チョッパー制御回路３とインバータ制御回路４の
駆動用電源となっている。その他の構成及び動作につい
ては、第８図の回路と同様である。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の第８図に示す従来例において、全波整流器DBか
ら出力される脈流電圧は、チョッパー制御回路３やイン
バータ制御回路４の駆動用電源として必要とされる電圧
（数Ｖ〜20V）に比べると、非常に電圧が高く、抵抗R₇
で消費される電力は数Ｗにも及び、効率が非常に悪いと
いう問題あった。また抵抗R₇として定格が数十Ｗの大型
の抵抗素子を使用する必要があった。その上、万一、イ
ンバータ回路２又は負荷５に異常が生じたときに、イン
バータ制御回路４の制御下でインバータ回路２のスイッ
チング動作が停止したときにも、チョッパー制御回路３
は動作し続けるので、昇圧型チョッパー回路１の出力電
圧は異常な高電圧となり、これを安定い駆動するために
は、チョッパー制御回路３の構成が非常に複雑になると
いう問題があった。また、第９図に示す従来例にあって
も第８図の従来例と同様の問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、異常発生時に正常な動作を維
持することができ、且つ、制御回路の駆動用電源を簡単
に且つ効率良く得られるようにした電力変換装置を提供
することにある。

［課題を解決するための手段］ 第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図であ
る。商用電源ACに第１のスイッチング回路であるチョッ
パー回路１を接続し、チョッパー回路１の出力端に第２
のスイッチング回路であるインバータ回路２を接続し、
このインバータ回路２の出力端に負荷５を接続してい
る。チョッパー回路１のスイッチング素子を駆動するチ
ョッパー制御回路３の駆動用電源は、インバータ回路２
のスイッチング動作により充電されて実質的に平滑化さ
れた直流低電圧を生じる平滑用コンデンサ（例えば、第
５図又は第７図実施例のコンデンサC₆）から得ており、
インバータ回路２を制御するインバータ制御回路４の駆
動用電源は、商用電源ACの一端より得ている。なお、第
２図に示すように、全波整流器DBの整流出力端からイン
バータ制御回路４の駆動用電源を得るようにしても構わ
ない。また、第３図に示すように、チョッパー回路１の
入出力間にスイッチSW1を介してインピーダンスＺを接
続し、電源投入後、一定時間はスイッチSW1を閉じるよ
うに構成しても構わない。

第４図（ａ）は、第１図に示すチョッパー回路１の具
体例として、昇圧型のチョッパー回路を用いたものであ
る。昇圧型のチョッパー回路は、商用電源ACに電源スイ
ッチSWを介して接続された全波整流器DBの出力端に、イ
ンダクタンス素子L₁とトランジスタQ₁の直列回路を接続
し、トランジスタQ₁のコレクタ・エミッタ間にダイオー
ドD₁を介してコンデンサC₁を接続した構成になってお
り、このコンデンサC₁の両端が昇圧型チョッパー回路の
出力端となる。

第４図（ｂ）は、第３図に示すチョッパー回路１の具
体例として、降圧型のチョッパー回路を用いたものであ
る。降圧型のチョッパー回路は、商用電源ACに電源スイ
ッチSWを介して接続された全波整流器DBの正出力端子
に、トランジスタQ₁のコレクタを接続し、トランジスタ
Q₁のエミッタと全波整流器DBの負出力端子の間に、フラ
イホイール電流通電用のダイオードD₁を接続すると共
に、インダクタンス素子L₁を介してコンデンサC₁を接続
した構成となっており、このコンデンサC₁の両端が降圧
型チョッパー回路の出力端となる。

第４図（ｃ）は、第３図に示すチョッパー回路１の具
体例として、極性反転型チョッパー回路を用いたもので
ある。極性反転型チョッパー回路は、昇降圧型チョッパ
ー回路とも呼ばれ、商用電源ACに電源スイッチSWを介し
て接続された全波整流器DBの出力端に、インダクタンス
素子L₁とトランジスタQ₁の直列回路を接続し、インダク
タンス素子L₁の両端にダイオードD₁を介してコンデンサ
C₁を接続した構成になっており、このコンデンサC₁の両
端が極性反転型チョッパー回路１の出力端となる。

第４図（ａ）に示す昇圧型チョッパー回路にあって
は、トランジスタQ₁の不動作時においても出力端に電圧
が得られるので、第１図に示す基本構成を用いることが
できるが、第４図（ｂ），（ｃ）に示す降圧型チョッパ
ー回路や極性反転型チョッパー回路にあっては、トラン
ジスタQ₁の不動作時には出力端に電圧が得られないの
で、第３図に示すように、チョッパー回路１の入出力間
に、スイッチSW1とインピーダンスＺの直列回路を介在
させるものである。

［作用］ 以下、第１図に示す回路の動作について説明する。電
源スイッチSWがオンされると、商用電源ACの一端より駆
動用電源を得て、インバータ制御回路４が動作すると同
時に、商用電源ACを全波整流器DBで整流した電圧がチョ
ッパー回路１の入力側に得られる。ここで、チョッパー
回路１が、第４図（ａ）に示すような昇圧型チョッパー
回路である場合には、コンデンサC₁がインダクタンス素
子L₁とダイオードD₁を通して充電されて、出力端に電圧
が得られるので、インバータ回路２が発振する。インバ
ータ回路２が動作すると、このインバータ回路２より駆
動用電源を得ているチョッパー制御回路３が動作し、チ
ョッパー回路１を駆動する。このチョッパー回路１から
の出力電圧によって、インバータ回路２は負荷５に高周
波交流電圧を印加するものである。なお、第２図に示す
回路の動作は、インバータ制御回路４の駆動用電源が全
波整流器DBの整流出力端から得られる点を除いて、第１
図に示す回路の動作と同じである。

次に、第３図に示す回路の動作について説明する。第
３図に示す回路にあっては、電源投入と同時にスイッチ
SW1がある一定時間オンとなり、第４図（ｂ），（ｃ）
に示すようなコンデンサC₁がインピーダンスＺを通して
充電され、チョッパー回路１の出力端に電圧が得られる
ので、インバータ回路２が発振を開始する。インバータ
回路２のスイッチング動作によりチョッパー制御回路３
の駆動用電源が得られて、チョッパー回路１が動作する
ことになる。その後、スイッチSW1はオフとなるが、チ
ョッパー回路１が動作しているので、チョッパー回路１
の出力端にはチョッパー回路１を介して電圧が得られ、
この電圧によりインバータ回路２が動作し続ける。した
がって、チョッパー回路１が、第４図（ｂ），（ｃ）に
示すように、降圧型チョッパー回路や極性反転型チョッ
パー回路である場合でも、第３図に示す構成を用いれ
ば、インバータ回路２が発振を開始することができるも
のである。

［実施例１］ 第５図は本発明の一実施例の回路図である。以下、そ
の回路構成について説明する。商用電源ACには電源スイ
ッチSWを介して全波整流器DBの交流入力端が接続されて
いる。全波整流器DBの直流出力端には、昇圧型チョッパ
ー回路１が接続されている。昇圧型チョッパー回路１
は、全波整流器DBの直流出力端に、インダクタンス素子
L₁とパワーMOS型の電界効果トランジスタQ₁の直列回路
を接続し、電界効果トランジスタQ₁のドレイン・ソース
間に、ダイオードD₁を介してコンデンサC₁を並列に接続
した構成になっている。このコンデンサC₁の両端が、昇
圧型チョッパー回路１の出力端となる。昇圧型チョッパ
ー回路１の出力端には、インバータ回路２が接続されて
いる。

インバータ回路２は、直列に接続されたスイッチング
用のトランジスタQ₂，Q₃を備え、このトランジスタQ₂，
Q₃の直列回路に入力直流電圧が印加される。一方のトラ
ンジスタQ₂と並列に、カップリング用のコンデンサC₃、
放電灯ｌ、インダクタンス素子L₂、電流帰還トランスT₁
の１次巻線n₁の直列回路が接続されている。放電灯ｌの
フィラメントf₁，f₂の電源側端子間には、共振用のコン
デンサC₄が並列に接続され、非電源側端子間には、予熱
電流通電用のコンデンサC₅が並列に接続されている。電
流帰還トランスT₁は２つの２次巻線n₂，n₃を有し、一方
の２次巻線n₂はバイアス抵抗R₂を介してトランジスタQ₂
のベース・エミッタ間に接続されており、他方の２次巻
線n₃はバイアス抵抗R₃を介してトランジスタQ₃のベース
・エミッタ間に接続されている。さらに、インバータ回
路２の入力端子間には、抵抗R₁とコンデンサC₂の直列回
路が接続され、抵抗R₁とコンデンサC₂の接続点はダイア
ックQ₄を介して、トランジスタQ₃のベースに接続される
と共に、ダイオードD₄のアノード・カソード間を介し
て、トランジスタQ₃のコレクタに接続されている。これ
らの抵抗R₁、コンデンサC₂、ダイアックQ₄及びダイオー
ドD₄は、インバータ回路２の起動回路を構成している。
なお、トランジスタQ₂，Q₃には、ダイオードD₂，D₃が逆
並列に接続されているが、これらのダイオードD₁，D₂は
必ずしも必要ではない。

インバータ回路２におけるインダクタンス素子L₂に
は、２次巻線n₅を設けてある。この２次巻線n₅には、限
流用の抵抗R₈と整流用のダイオードD₆の直列回路を介し
て、平滑用のコンデンサC₆が接続されており、コンデン
サC₆と２次巻線n₅との接続点は、全波整流器DBの負出力
端子に接続されている。このコンデンサC₆の両端に得ら
れる電圧が、チョッパー制御回路３の駆動用電源とな
る。インダクタンス素子L₂の２次巻線n₅に得られる交流
電圧が低くなるように、１次巻線n₄と２次巻線n₅の巻数
比を設定しておけば、限流用の抵抗R₈は小容量の抵抗素
子で構成できる。

次に、インバータ制御回路４の構成について説明す
る。カップリング用のコンデンサC₃の一端はインバータ
回路２の正入力端子に接続されており、このカップリン
グ用のコンデンサC₃の他端と、インバータ回路２の負入
力端子の間には、放電灯ｌよりも高インピーダンスの抵
抗R₉，R₁₀の直列回路が接続されている。この抵抗R₉，R
₁₀の接続点に得られる電圧は、NOT回路G₁の入力に接続
されている。NOT回路G₁の出力は、発振停止用のトラン
ジスタQ₅のベースに接続されている。このトランジスタ
Q₅のコレクタは、スイッチング用のトランジスタQ₃のベ
ースに接続され、トランジスタQ₅のエミッタは、トラン
ジスタQ₃のエミッタに接続されている。

商用電源ACの一端と全波整流器DBの負出力端子の間に
は、整流用のダイオードD₀と限流用の抵抗R₇を介して、
平滑用のコンデンサC₇が接続されている。コンデンサC₇
の両端には、電圧規制用のツェナーダイオードZDが並列
に接続されている。コンデンサC₇の両端に得られる電圧
は、NOT回路G₁の駆動用電源となる。

以下、本実施例の動作について説明する。電源スイッ
チSWがオンされると、商用電源ACの交流電圧が全波整流
器DBにより整流され、インダクタンス素子L₁及びダイオ
ードD₁を介して、コンデンサC₁に平滑された直流電圧が
得られる。このとき、パワーMOS型の電界効果トランジ
スタQ₁は不動作状態である。コンデンサC₁の電圧が、イ
ンバータ回路２に供給されると、抵抗R₁を介してコンデ
ンサC₂が充電される。コンデンサC₂の電圧がダイアック
Q₄のブレークオーバ電圧に達すると、コンデンサC₂の充
電電荷がトランジスタQ₃のベース・エミッタ間を介して
放電される。これによりトランジスタQ₃がオンする。以
後、電流帰還トランスT₁の２次巻線n₂，n₃から得られる
帰還電流によりトランジスタQ₂，Q₃は交互にオン、オフ
する。

また、商用電源ACの一端から、ダイオードD₀及び抵抗
R₇を介してコンデンサC₇に電流が流れ、コンデンサC₇に
平滑された直流電圧が得られ、NOT回路G₁に供給され
る。トランジスタQ₂，Q₃が交互にオン、オフ動作してい
るときには、カップリング用のコンデンサC₃には、コン
デンサC₁の電圧の約半分の電圧が充電され、したがっ
て、抵抗R₉，R₁₀で分圧された電圧は“High"レベルとな
り、NOT回路G₁の出力は“Low"レベルとなるので、トラ
ンジスタQ₅はオフ状態を維持する。このため、トランジ
スタQ₂，Q₃は正常にオン、オフ動作を続ける。このと
き、インダクタンス素子L₂の２次巻線n₅には交流電圧が
誘起され、この交流電圧は抵抗R₈とダイオードD₆及びコ
ンデンサC₆によって整流・平滑され、チョッパー制御回
路３の駆動用電源となる。チョッパー制御回路３が動作
すると、昇圧型チョッパー回路１におけるパワーMOS型
の電界効果トランジスタQ₁がオン、オフする。こうし
て、昇圧型チョッパー回路１が動作し、昇圧型チョッパ
ー回路１からの出力電圧により、インバータ回路２が高
い入力電圧で動作する。定常状態においては、インダク
タンス素子L₂とコンデンサC₄及びC₅で構成されるLC共振
回路によって高周波の高電圧が放電灯ｌの両端に印加さ
れ、放電灯ｌが点灯する。

ここで、放電灯ｌを取り外して無負荷状態にすると、カ
ップリング用のコンデンサC₃が一方向にのみ放電される
ので、抵抗R₉，R₁₀で分圧された電圧は“Low"レベルと
なり、NOT回路G₁の出力が“High"レベルとなって、トラ
ンジスタQ₅がオンされる。トランジスタQ₅がオンされる
と、一方のスイッチング用のトランジスタQ₃が強制的に
オフ状態となるので、電流帰還トランスT₁の２次巻線
n₂，n₃からは帰還電流が得られなくなり、トランジスタ
Q₂，Q₃は共にオフ状態となる。このとき、インダクタン
ス素子L₂の２次巻線n₅に誘起されていた交流電圧も無く
なり、コンデンサC₆に直流電圧が得られなくなるので、
チョッパー制御回路３が停止し、昇圧型チョッパー回路
１における電界効果トランジスタQ₁もオフ状態になる。

このように、本実施例にあっては、第２のスイッチン
グ回路であるインバータ回路２のスイッチング動作が停
止すると、第１のスイッチング回路である昇圧型チョッ
パー回路１のスイッチング動作も停止し、且つ、インバ
ータ回路２を制御するインバータ制御回路４は商用電源
ACからの電源供給により動作し続けるので、インバータ
回路２のスイッチング動作を停止した状態を維持するこ
とができるものである。

第６図は本実施例に用いるチョッパー制御回路３の具
体回路図である。図中、a,b,cの符号を付した部分は、
第５図の同じ符号を付した部分に接続される。発振回路
７は、スイッチング制御回路用の汎用IC（例えばシャー
プ製IR3M02）よりなり、その発振出力はトランジスタQ
₁₀を介して、相補接続されたトランジスタQ₁₁，Q₁₂のエ
ミッタフォロア回路に入力されている。トランジスタQ
₁₁，Q₁₂のエミッタ出力は、順バイアス用の抵抗R₁₈を介
して、電界効果トランジスタQ₁のゲートに印加される。
電界効果トランジスタQ₁のゲート・ソース間には、抵抗
R₁₉が並列に接続される。また、順バイアス用の抵抗R₁₈
には、ゲート・ソース間蓄積電荷放電用のダイオードD
₁₅が並列接続されている。

発振回路７が発振動作しているときには、トランジス
タQ₁₀は高周波でオン、オフされる。トランジスタQ₁₀が
オフのときには、そのコレクタ電位が上昇し、トランジ
スタQ₁₁がオン、トランジスタQ₁₂がオフとなるので、駆
動用電源（コンデンサC₆）から、トランジスタQ₁₁、抵
抗R₁₈を介して、電界効果トランジスタQ₁のゲート・ソ
ース間に順バイアス電圧が印加され、電界効果トランジ
スタQ₁がオンされる。また、トランジスタQ₁₀がオンに
なると、そのコレクタ電位が降下するので、トランジス
タQ₁₁はオフとなる。このとき、電界効果トランジスタQ
₁のゲート・ソース間容量の蓄積電荷は、ダイオード
D₁₅、トランジスタQ₁₂のエミッタ・ベース間、トランジ
スタQ₁₀を介して放電され、これによって、トランジス
タQ₁₂のエミッタ・コレクタ間が低インピーダンス状態
となり、前記蓄積電荷が速やかに放電されるものであ
る。したがって、発振回路７の発振出力に応じて、電界
効果トランジスタQ₁が高周波でオン、オフ駆動されるも
のである。

［実施例２］ 第７図は本発明の他の実施例の回路図である。以下、
この回路構成について説明する。商用電源ACには電源ス
イッチSWを介して全波整流器DBの交流入力端が接続され
ている。全波整流器DBの直流出力端には、降圧型チョッ
パー回路１が接続されている。降圧型チョッパー回路１
は、全波整流器DBの正出力端子に、バイポーラ型のトラ
ンジスタQ₁のコレクタを接続し、このトランジスタQ₁の
エミッタと全波整流器DBの負出力端子の間に、フライホ
イール電流通電用のダイオードD₁を接続すると共に、イ
ンダクタンス素子L₁を介して平滑用のコンデンサC₁を接
続したものである。降圧型チョッパー回路１におけるト
ランジスタQ₁のコレクタ・エミッタ間には、リレーR_yの
常閉接点よりなるスイッチSW1を介して抵抗性のインピ
ーダンスＺが並列に接続されている。

インバータ回路２の基本的な構成は実施例１と共通で
あるので、同一の機能を有する部分には同一の符号を付
して重複する説明は省略する。本実施例にあっては、放
電灯ｌにおけるフィラメントf₂の非電源側端子と、予熱
電流通電用のコンデンサC₅の間に、予熱電流検出用の検
出トランスT₃の１次巻線を直列に挿入している。また、
フィラメントf₂の電源側端子とインダクタンス素子L₂の
間に、放電灯電流検出用の検出トランスT₂の１次巻線を
直列に挿入している。この検出トランスT₂により検出さ
れる放電灯電流は、放電灯ｌに流れる負荷電流と、コン
デンサC₅に流れる予熱電流の和である。また、検出トラ
ンスT₃は、予熱電流通電用のコンデンサC₅と放電灯ｌの
フィラメントf₁，f₂を通して流れる予熱電流の成分のみ
を検出する。各検出トランスT₂及びT₃における２次巻線
の一端は、アース端子に接地されている。放電灯電流検
出用の検出トランスT₂の２次巻線の他端は、抵抗R₅とダ
イオードD₇、調光スイッチSW2及びダイオードD₅を介し
て、制御用トランジスタQ₆のベースに接続されている。
また、予熱電流検出用の検出トランスT₃の２次巻線の他
端は、抵抗R₆とダイオードD₈及びD₆を介して、同じ制御
用トランジスタQ₆のベースに接続されている。逆流阻止
用のダイオードD₅及びD₆が設けられているので、検出ト
ランスT₂の２次巻線に接続された回路と、検出トランス
T₃の２次巻線に接続された回路の間で信号の廻り込みが
生じることはない。

電流帰還トランスT₁の２次巻線n₃の一端はトランジス
タQ₃のエミッタに接続され、他端は抵抗R₄及びR₃を介し
てトランジスタQ₃のベースに接続されている。抵抗R₃及
びR₄の接続点には、制御用トランジスタQ₆のコレクタが
接続され、制御用トランジスタQ₆のエミッタはアース端
子に接地されている。

スイッチング用のトランジスタQ₃のコレクタ・エミッ
タ間には、カップリング用のコンデンサC₉を介して、ト
ランスT₄の１次巻線が接続されている。トランスT₄の２
次巻線には整流用のダイオードD₆を介して、平滑用のコ
ンデンサC₆が接続されている。コンデンサC₆の両端に得
られる電圧は、チョッパー制御回路３の駆動用電源とな
る。

商用電源ACの一端は、整流用のダイオードD₀と限流用
の抵抗R₇を介して、平滑用のコンデンサC₇の一端に接続
されている。コンデンサC₇の他端は、アース端子を介し
て、全波整流器DBの負出力端子に接続されている。コン
デンサC₇の両端には、電圧規制用のツェナーダイオード
ZDが並列に接続されている。コンデンサC₇の両端に得ら
れた直流電圧は、抵抗R₁₁とR₁₂の直列回路によって分圧
され、その分圧電圧は、電圧比較器CP1の一方の入力端
子に基準電圧Vbとして印加されている。コンデンサC₇の
両端には、充電用の抵抗R₁₃を介してコンデンサC₈が接
続されている。コンデンサC₈の充電電圧Vaは、電圧比較
器CP1の他方の入力端子に印加されている。充電用の抵
抗R₁₃には、ダイオードD₁₀が並列接続されている。この
ダイオードD₁₀は、電源スイッチSWがオフされたとき
に、コンデンサC₈の蓄積電荷を放電させる作用を有して
いる。電圧比較器CP1の出力は、タイマー回路６の出力
となり、バイアス抵抗R₁₄を介してトランジスタQ₉のベ
ースに接続されている。トランジスタQ₉のエミッタはア
ース端子に接地され、コレクタはリレーRyの励磁コイル
を介して、ダイオードD₀のカソードに接続されている。
トランジスタQ₉がオンされたときには、商用電源ACの負
の半サイクルにおいて、商用電源ACの一端からダイオー
ドD₀、リレーRyの励磁コイル、トランジスタQ₉、アース
端子、全波整流器DBの負出力端子、全波整流器DBのダイ
オードD₁₃、電源スイッチSWを介して、商用電源ACの他
端に戻る経路で電流が流れ、リレーRyが励磁されるもの
である。

電圧比較器CP1の出力は、バイアス用の抵抗R₁₅を介し
てトランジスタQ₇のベースに入力されると共に、NOT回
路G₂にて論理を反転され、バイアス用の抵抗R₁₆を介し
てトランジスタQ₈のベースに入力されている。トランジ
スタQ₇及びQ₈の各エミッタはアース端子に接地されてい
る。トランジスタQ₇のコレクタは、ダイオードD₆とダイ
オードD₈の接続点に接続されている。トランジスタQ₈の
コレクタは、ダイオードD₇と調光スイッチSW2の接続点
に接続されている。

以下、本実施例の動作について説明する。電源スイッ
チSWが投入されると、コンデンサC₇に電流電圧が発生
し、コンデンサC₈が抵抗R₁₃を介して充電され、電圧Va
が徐々に上昇する。この電圧Vaが、抵抗R₁₁，R₁₂にて分
圧された基準電圧Vbよりも低いときには、電圧比較器CP
1の出力は“Low"レベルとなる。したがって、トランジ
スタQ₉はオフ状態であり、リレーRyは励磁されず、リレ
ーRyの常閉接点よりなるスイッチSW1は閉じた状態であ
るので、抵抗性のインピーダンスＺとインダクタンス素
子L₁を介してコンデンサC₁が充電される。このコンデン
サC₁の電圧により、インバータ回路２の起動回路８が動
作し、スイッチング用のトランジスタQ₃がオンされ、以
後、電流帰還トランスT₁からの帰還電流によりトランジ
スタQ₂，Q₃が交互にオン、オフ駆動されて、インバータ
回路２の発振が開始される。このとき、トランジスタQ₇
は電圧比較器CP1の“Low"レベルの出力によりオフ状態
になっている。したがって、スイッチング用のトランジ
スタQ₃のオン期間において、予熱電流検出用の検出トラ
ンスT₃から抵抗R₆、ダイオードD₈及びD₆を介して、制御
用トランジスタQ₆にベース電流が供給され、トランジス
タQ₃が自発的にオフするよりも早いタイミングで制御用
トランジスタQ₆がオンする。このため、今まで流れてい
たトランジスタQ₃のベース電流が制御用トランジスタQ₆
にバイパスされると共に、トランジスタQ₃のベース・エ
ミッタ間の浮遊容量に蓄えられていた電荷が抵抗R₃とト
ランジスタQ₆を介して放電されるので、トランジスタQ₃
は急速にオフする。このように、トランジスタQ₇がオフ
していることによって、制御用トランジスタQ₆が検出ト
ランスT₃の検出出力に応じてオンできる状態となってお
り、スイッチング用のトランジスタQ₃のオン期間を短く
するので、トランジスタQ₂，Q₃の導通期間が不均等にな
る。このため、インバータ回路２の出力電圧は低下し
て、放電灯は点灯状態には至らず、コンデンサC₅を介し
て予熱電流のみが流れる状態となる（特願昭61−200651
号参照）。

次に、コンデンサC₈が抵抗R₁₃を介して充電されて、
コンデンサC₈の電圧Vaが上昇し、基準電圧Vbよりも高く
なると、タイマー回路６における電圧比較器CP1の出力
が“High"レベルになる。これによって、トランジスタQ
₇がオンされ、検出トランスT₃の出力がトランジスタQ₆
に伝達されなくなるので、トランジスタQ₆は常にオフ状
態となり、スイッチング用のトランジスタQ₂，Q₃のオン
期間は均等となり、インバータ回路２の出力電圧が上昇
して、放電灯ｌが点灯する。同時にトランジスタQ₉がオ
ンされて、リレーRyが励磁されるので、その常閉接点よ
りなるスイッチSW1が開離し、降圧型チョッパー回路１
が動作する。降圧型チョッパー回路１の駆動用電源は、
スイッチング用トランジスタQ₃のコレクタ・エミッタ間
に接続されたトランスT₄の２次巻線より供給される。ト
ランジスタQ₃のコレクタ・エミッタ間に生じる電圧は直
流的にスイッチングされる電圧であるが、カップリング
用のコンデンサC₉が介在することにより、直流成分がカ
ットされ、トランスT₄の１次巻線には高周波交流成分が
流れるものであり、これにより、トランスT₄の２次巻線
には高周波交流電圧が得られる。これをダイオードD₆及
びコンデンサC₆により整流・平滑することにより、チョ
ッパー制御回路３の駆動用電源を得ることができる。ト
ランスT₄の１次巻線と２次巻線の巻数比を適切に設定す
れば、限流用の抵抗素子や電圧規制用のツェナーダイオ
ードを用いなくても、チョッパー制御回路３の駆動用電
源に適した直流低電圧を得ることができるものである。

次に、調光用のスイッチSW2をオンにすると、スイッ
チング用のトランジスタQ₃のオン期間において、放電灯
電流検出用の検出トランスT₂の出力に応じて制御用トラ
ンジスタQ₆がオンされて、トランジスタQ₃が自発的にオ
フするタイミングよりも早くオフされ、スイッチング用
のトランジスタQ₂，Q₃のオン期間が不均等になり、イン
バータ回路２の出力電圧が低下して、放電灯ｌは調光状
態になる。トランジスタQ₈は調光用のスイッチSW2がオ
ンされた状態で、電源スイッチSWがオンされたときに、
NOT回路G₂の出力により予熱期間中にのみオン状態とな
り、検出トランスT₂からの出力をバイパスし、検出トラ
ンスT₃の出力のみに応じて制御用トランジスタQ₆がオン
されるようにして、正常な予熱動作が得られるようにし
たものである。また、予熱期間の経過後は、トランジス
タQ₈がオフし、トランジスタQ₇がオンするので、検出ト
ランスT₃からの出力はトランジスタQ₇にてバイパスさ
れ、検出トランスT₂の出力のみに応じて制御用トランジ
スタQ₆がオンするものであり、これにより正常な調光動
作が得られるものである。

本実施例においても、インバータ回路２が無負荷にな
ると、NOT回路G₁の出力が“High"レベルとなり、トラン
ジスタQ₅がオン状態となるので、インバータ回路２が発
振を停止する。チョッパー制御回路３の駆動用電源は、
インバータ回路２の発振出力より得ているので、インバ
ータ回路２の発振が停止すると、チョッパー回路１のス
イッチング動作も停止する。その場合においても、イン
バータ制御回路４には商用電源ACから電源供給がなされ
るので、インバータ回路２の発振停止状態は維持される
ものである。

なお、本実施例では、チョッパー回路１の入出力間を
短絡するインピーダンスＺとして抵抗素子を用いている
が、このインピーダンスＺは電源投入後の一定時間にの
み通電されるものであるから、電力損失は問題にならな
い。また、インピーダンスＺとして誘導性又は容量性の
リアクタンス成分を用いても構わない。

［発明の効果］ 本発明は、商用電源を直流電源に変換する第１のスイ
ッチング回路と、第１のスイッチング回路の出力端に接
続される第２のスイッチング回路と、第２のスイッチン
グ回路の出力端に接続される負荷よりなる電力変換装置
において、第１のスイッチング回路の制御回路の駆動用
電源を、第２のスイッチング回路のスイッチング動作に
より充電されて実質的に平滑化された直流低電圧を生じ
る平滑用コンデンサから得るようにしたから、第１のス
イッチング回路の制御回路の駆動用電源を商用電源から
限流抵抗を介して得る場合に比べると、電力損失が少な
くなるという効果があり、また、異常発生時に第２のス
イッチング回路の制御回路の制御下で第２のスイッチン
グ回路が停止したときには、第１のスイッチング回路も
これに従属して停止するから、第１のスイッチング回路
の制御回路の構成が複雑化することがないという効果が
あり、さらに、第２のスイッチング回路の制御回路の駆
動用電源は商用電源から得るようにしたから、異常発生
時においても第２のスイッチング回路を制御する制御回
路は正常な制御動作を維持するという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図、第２
図は同上の一変形例を示すブロック回路図、第３図は同
上の他の変形例を示すブロック回路図、第４図（ａ）は
第１図に示すチョッパー回路の具体例を示すブロック回
路図、第４図（ｂ）は第３図に示すチョッパー回路の具
体例を示すブロック回路図、第４図（ｃ）は第３図に示
すチョッパー回路の他の具体例を示すブロック回路図、
第５図は本発明の一実施例の具体回路図、第６図は同上
に用いるチョッパー制御回路の具体回路図、第７図は本
発明の他の実施例の具体回路図、第８図は従来例のブロ
ック回路図、第９図は他の従来例のブロック回路図であ
る。 １はチョッパー回路、２はインバータ回路、３はチョッ
パー制御回路、４はインバータ制御回路、５は負荷、AC
は商用電源である。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】商用電源を直流電源に変換する第１のスイ
   ッチング回路と、第１のスイッチング回路の出力端に接
   続される第２のスイッチング回路と、第２のスイッチン
   グ回路の出力端に接続される負荷よりなる電力変換装置
   において、第１のスイッチング回路の制御回路の駆動用
   電源を第２のスイッチング回路のスイッチング動作によ
   り充電されて実質的に平滑化された直流低電圧を生じる
   平滑用コンデンサから得ると共に、第２のスイッチング
   回路の制御回路の駆動用電源を商用電源から得たことを
   特徴とする電力変換装置。