JP3379159B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ回路により
放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものであ
り、特に、そのインバータ回路の制御回路を動作させる
ための制御電源の生成方式に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来のインバータ式の放電灯点灯装置の
回路図を図６に示す。これは、主電源としての交流電源
ＡＣを整流器ＤＢにより整流して直流電力に変換し、さ
らに、この直流電力をインバータ回路１により高周波電
力に変換して、放電灯２に供給している。また、整流器
ＤＢの出力から、電流制限抵抗Ｒｏを介して平滑用コン
デンサＣ6 を充電し、ツェナーダイオードＺＤ2 よりな
る定電圧素子により所定の直流電圧を生成して、インバ
ータ制御回路３に供給している。このような方式では、
インバータ制御回路３の動作電源は、常に抵抗Ｒｏを介
して供給されるため、抵抗Ｒｏでの消費電力が大きく、
抵抗Ｒｏの発熱及び回路効率の面で不利である。 【０００３】そこで、他の従来例として、図７に示すよ
うに、インバータ回路１の発振出力を利用して、インバ
ータ制御回路３の動作電源を得る方式がある。主電源と
しての交流電源ＡＣが投入されると、抵抗Ｒ1 を介して
トランジスタＱ1 のベース電流が供給され、トランジス
タＱ1 がＯＮされる。このため、抵抗Ｒ2 、トランジス
タＱ1 、ダイオードＤ3 を介してコンデンサＣ6 に電流
が供給され、インバータ制御回路３の動作電源が生成さ
れる。これにより、インバータ制御回路３が動作を開始
し、トランジスタＱ2 ，Ｑ3 のドライブ回路４，５を介
してトランジスタＱ2 ，Ｑ3 が交互にＯＮ／ＯＦＦ制御
され、インバータ回路１の発振動作が開始する。インバ
ータ回路１は、トランジスタＱ2 ，Ｑ3 とダイオードＤ
1 ，Ｄ2、チョークコイルＣＨ、コンデンサＣ4 ，Ｃ5
等で構成され、負荷として放電灯２を接続されている。 【０００４】インバータ回路１の発振動作が開始される
と、チョークコイルＣＨには放電灯２を点灯させるため
の回路電流が流れ、１次巻線Ｌｐの両端に電圧が発生す
る。これにより、チョークコイルＣＨの２次巻線Ｌｓに
は、１次巻線Ｌｐとの巻線比に応じた電圧が誘起され
る。この電圧は、ダイオードＤ4 により整流され、イン
バータ制御回路３の動作電源として供給される。ここ
で、ツェナーダイオードＺＤ1 のツェナー電圧とダイオ
ードＤ3 の順方向電圧降下とトランジスタＱ1 のベース
・エミッタ間電圧降下の和に対して、ツェナーダイオー
ドＺＤ2 のツェナー電圧を高く設定しておくと、インバ
ータ回路１の発振動作の開始後、２次巻線Ｌｓからの電
圧により制御電源が十分に高くなって、ツェナーダイオ
ードＺＤ2 のツェナー電圧に達すると、トランジスタＱ
1 へのベース電流は供給されなくなる。これにより、ト
ランジスタＱ1 はＯＦＦし、制御電源はチョークコイル
ＣＨの２次巻線Ｌｓからのみ供給され、通常動作時には
抵抗Ｒ2 での電力損失は無くなり、上述の問題点は解決
される。 【０００５】さて、このような点灯装置において、放電
灯２を制御するために、インバータ制御回路３に外部か
ら点灯制御信号６を入力し、インバータ回路１の発振動
作を停止させて、放電灯２を消灯制御した場合を考え
る。このとき、インバータ回路１からインバータ制御回
路３への電力供給は無くなり、インバータ制御回路３で
の消費電流により、コンデンサＣ6 の電圧は低下する。
これにより、トランジスタＱ1 のベース電流が再び供給
されて、トランジスタＱ1 がＯＮとなり、インバータ制
御回路３への電流供給は抵抗Ｒ2 を介して行われる。と
ころで、インバータ回路１の発振停止時（待機時）に
は、インバータ制御回路３の消費電流はできるだけ低減
したい。なぜならば、上述のように、待機時に抵抗Ｒ2
の電力損失が大きくなり、抵抗Ｒ2 の発熱が大きくなる
からである。しかるに、図７の例では、制御電源Ｖｃｃ
は必要以上の電圧で維持されている。制御電源Ｖｃｃと
しては、インバータ回路１が発振動作を開始したなら
ば、インバータ回路１から十分な制御電力が供給できる
ので、インバータ回路１の起動に最低限必要な電圧を保
持し、且つ、通常動作時よりも低い電圧である方がイン
バータ制御回路３の電力損失を低減でき、有利である。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、インバータ回路の発振を停止させて待機している期
間に、低電力損失で効率良く、且つインバータ回路の起
動に最低限必要な制御電源電圧を殆ど常に保持できるよ
うにした放電灯点灯装置を提供することにある。 【０００７】 【課題を解決するための手段】本発明の放電灯点灯装置
にあっては、上記の課題を解決するために、図１および
図２に示すように、主電源ＡＣから電力を供給されて動
作するインバータ回路１と、このインバータ回路１から
出力される交流電力により駆動される放電灯２と、前記
インバータ回路１の発振動作を制御するための第１の制
御回路３と、この第１の制御回路３に主電源ＡＣから制
御電源を得るための第１の電源手段と、前記インバータ
回路１の発振動作により制御電源を得るための第２の電
源手段とを有し、前記主電源ＡＣから制御電源を得るた
めの第１の電源手段として、主電源ＡＣからの電流を制
限する電流制限素子Ｒｏと、この電流制限素子Ｒｏに流
れる電流を開閉制御するためのスイッチング素子ＳＷ
と、前記電流制限素子Ｒｏと前記スイッチング素子ＳＷ
を介して前記主電源ＡＣからの電流で充電されるコンデ
ンサＣ 6 と、このコンデンサＣ 6 に得られる制御電源の
電圧Ｖｃｃが第１の制御回路３の動作可能電圧Ｖ 1 以下
になると前記スイッチング素子ＳＷをＯＮ状態に切替え
ると共に、前記動作可能電圧Ｖ 1 よりも高く第２の電源
手段により得られる電圧Ｖｔよりも低い所定の電圧Ｖ 2
以上になると前記スイッチング素子ＳＷをＯＦＦ状態に
切替えることにより前記スイッチング素子ＳＷをＯＮ状
態またはＯＦＦ状態のいずれか一方の状態となるように
制御する第２の制御回路７とを備えることを特徴とする
ものである。 【０００８】 【作用】以下、本発明の作用を図１の基本構成を用いて
説明する。図１の回路では、主電源としての交流電源Ａ
Ｃを整流器ＤＢにより整流して直流電力に変換し、さら
に、この直流電力をインバータ回路１により高周波電力
に変換して、放電灯２に供給している。また、整流器Ｄ
Ｂの出力から、電流制限抵抗Ｒｏとスイッチング素子Ｓ
Ｗを介して平滑用コンデンサＣ 6 を充電し、ツェナーダ
イオードＺＤ 2 よりなる定電圧素子により所定の直流電
圧を生成して、インバータ制御回路３に供給している。
また、インバータ回路１の発振開始後に、チョークコイ
ルの２次巻線等から得られる電圧は、ダイオードＤ 4 を
介してコンデンサＣ 7 に充電され、インバータ制御回路
３に供給される。スイッチング素子ＳＷの開閉は、電源
制御回路７により制御される。図１の回路の動作を図２
に示した。交流電源ＡＣの投入後、まず、スイッチング
素子ＳＷはＯＮする。これにより、制御電源電圧Ｖｃｃ
は抵抗Ｒｏを介して立ち上がり、電圧Ｖ2 まで上昇す
る。制御電源電圧Ｖｃｃが電圧Ｖ2 まで上昇した後、ス
イッチング素子ＳＷがＯＦＦし、制御電源電圧Ｖｃｃは
低下して行く。このとき、時刻ｔ1 でインバータ回路１
が動作を開始した場合、インバータ回路１よりダイオー
ドＤ4 を介して制御電源用の電流が供給され、制御電源
電圧Ｖｃｃは最大値Ｖｔまで上昇する。この最大値Ｖｔ
は、ツェナーダイオードＺＤ2 のツェナー電圧となる。
図２では、インバータ回路１の動作開始を時刻ｔ1 とし
たが、これよりも前に動作を開始したのならば、その時
点よりダイオードＤ4 を介して電流が供給され、制御電
源電圧Ｖｃｃが立ち上がる。 【０００９】制御電源電圧Ｖｃｃが電圧Ｖ2 よりも高い
期間は、スイッチング素子ＳＷはＯＦＦ状態を維持す
る。時刻ｔ2 で消灯制御信号を入力された場合、インバ
ータ回路１は動作を停止し、ダイオードＤ4 からの電流
は停止し、制御電源電圧Ｖｃｃはインバータ制御回路３
の消費により低下し、電圧Ｖ1 に達する。電圧Ｖ1 に達
すると、スイッチング素子ＳＷは再びＯＮし、これによ
り、制御電源電圧Ｖｃｃは上昇し、電圧Ｖ2 となるまで
ＯＮし、電圧Ｖ2 となると、スイッチング素子ＳＷはＯ
ＦＦする。それ以降、制御電源電圧Ｖｃｃは電圧Ｖ2 と
電圧Ｖ1 の間で制御される。ここで、電圧Ｖ1 はインバ
ータ制御回路３の動作が正常に行われる電圧であり、こ
の電圧Ｖ1 以上であれば、インバータ回路１も問題な
く、動作を開始できる。以上のように制御することで、
待機時の制御電源電圧Ｖｃｃを低く制御でき、且つ抵抗
Ｒｏでの電力損失を低減することができる。 【００１０】 【実施例】図３は本発明の一実施例の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。交流電源ＡＣは、
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 とフィルタコイルＦＴよりなるロ
ーパスフィルタ回路を介して全波整流器ＤＢの交流入力
端子に接続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子
には、平滑用のコンデンサＣ3 が並列接続されている。
コンデンサＣ3 の両端には、トランジスタＱ2 ，Ｑ3 の
直列回路が接続されている。トランジスタＱ2 ，Ｑ3 の
エミッタには、それぞれ抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 が直列的に接続
されている。トランジスタＱ2 と抵抗Ｒ3 の直列回路に
は、ダイオードＤ1 が逆並列接続されており、トランジ
スタＱ3 と抵抗Ｒ4 の直列回路には、ダイオードＤ2 が
逆並列接続されている。トランジスタＱ2 と抵抗Ｒ3 の
直列回路には、チョークコイルＣＨとコンデンサＣ5 を
介して放電灯２のフィラメントの電源側端子が接続され
ている。放電灯２のフィラメントの非電源側端子には、
コンデンサＣ4 が並列接続されている。各トランジスタ
Ｑ2 ，Ｑ3 のベースには、それぞれドライブ回路４，５
を介してインバータ制御回路３の出力が供給されてい
る。 【００１１】平滑コンデンサＣ3 の両端には、限流用の
抵抗素子Ｒ2 とＭＯＳトランジスタＱ1 を介してコンデ
ンサＣ6 が接続されている。コンデンサＣ6 の両端に
は、ツェナーダイオードＺＤ2 が並列接続されている。
また、平滑コンデンサＣ3 の両端には、抵抗Ｒ1 を介し
てコンデンサＣ8 とツェナーダイオードＺＤ1 の並列回
路が接続されている。コンデンサＣ8 に得られる電位
は、ＭＯＳトランジスタＱ 1 のゲートに印加されてい
る。チョークコイルＣＨの２次巻線Ｌｓの一端は接地さ
れており、他端はダイオードＤ4 を介してコンデンサＣ
7 に接続されている。コンデンサＣ7 はコンデンサＣ6
と並列に接続されて、インバータ制御回路３の電源とな
っている。コンデンサＣ7 の両端には、抵抗Ｒ10を介し
てツェナーダイオードＺＤ3 が接続されており、また、
抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 ，Ｒ9 の直列回路が接続されている。抵
抗Ｒ7 ，Ｒ8 の接続点はコンパレータＣＰの負入力端子
に接続されている。抵抗Ｒ10とツェナーダイオードＺＤ
3 の接続点はコンパレータＣＰの正入力端子に接続され
ている。コンパレータＣＰの出力端子は、抵抗Ｒ11を介
してトランジスタＱ6 のベースに接続されると共に、抵
抗Ｒ6 を介してトランジスタＱ5 のベースに接続されて
いる。トランジスタＱ6 は抵抗Ｒ9 の両端に並列接続さ
れており、トランジスタＱ5 はトランジスタＱ4 のベー
ス・エミッタ間に接続されている。トランジスタＱ4 の
ベースは、抵抗Ｒ5 を介してコンデンサＣ6，Ｃ7 の電
位にプルアップされている。トランジスタＱ4 はツェナ
ーダイオードＺＤ1 の両端に並列接続されている。 【００１２】次に、本実施例の動作について説明する。
コンデンサＣ6 ，Ｃ7 に得られる制御電源電圧Ｖｃｃ
は、抵抗Ｒ10とツェナーダイオードＺＤ3 の直列回路に
印加されて、ツェナーダイオードＺＤ3 に得られる基準
電位がコンパレータＣＰの正入力端子に入力される。ま
た、制御電源電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 ，Ｒ9 で分圧
され、コンパレータＣＰの負入力端子に入力されてい
る。図２において、Ｖｃｃ＜Ｖ2 のとき、コンパレータ
ＣＰからはＨｉｇｈレベルの信号が出力されて、トラン
ジスタＱ5 がＯＮ、トランジスタＱ4 がＯＦＦとなり、
ＭＯＳトランジスタＱ1 がＯＮする。Ｖｃｃ≧Ｖ2 にな
ると、コンパレータＣＰが反転し、コンパレータＣＰの
出力がＬｏｗレベルとなり、トランジスタＱ5 がＯＦ
Ｆ、トランジスタＱ4 がＯＮとなり、ＭＯＳトランジス
タＱ1 がＯＦＦする。制御電源電圧Ｖｃｃが低下して、
Ｖｃｃ≦Ｖ1 になると、再びコンパレータＣＰの出力が
Ｈｉｇｈレベルとなるように、抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 ，Ｒ9 及
びツェナーダイオードＺＤ3 の回路定数を設定すれば、
前述の図２で説明したような動作が行われる。 【００１３】図４は本発明の他の実施例の要部回路図で
ある。本実施例では、図３の実施例において、全波整流
器ＤＢの出力端子と平滑用コンデンサＣ3 の間に、昇圧
チョッパー回路９を設けたものである。以下、その回路
構成について説明する。全波整流器ＤＢの出力端子に
は、チョークコイルＬ2 とダイオードＤ5 の直列回路を
介して平滑用コンデンサＣ3 が接続されている。ダイオ
ードＤ5 とコンデンサＣ 3 の直列回路には、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ8 と抵抗Ｒ24の直列回路が接続されている。
全波整流器ＤＢの出力電圧は、抵抗Ｒ20とＲ21の直列回
路で分圧されて、チョッパー制御回路８に入力されてい
る。また、チョークコイルＬ2 に流れる電流は、チョー
クコイルＬ2 の２次巻線により検出され、抵抗Ｒ22を介
してチョッパー制御回路８に入力されている。チョッパ
ー制御回路８の出力は、抵抗Ｒ23を介してＭＯＳトラン
ジスタＱ8 のゲートに入力されている。ＭＯＳトランジ
スタＱ8 に流れる電流は抵抗Ｒ24により検出されて、チ
ョッパー制御回路８に入力されている。また、平滑用の
コンデンサＣ3 の電圧は、抵抗Ｒ25，Ｒ26により分圧さ
れて、チョッパー制御回路８に入力されている。チョッ
パー制御回路８は、平滑用のコンデンサＣ3 に所定の電
圧が得られるように、ＭＯＳトランジスタＱ8をＯＮ／
ＯＦＦ制御している。なお、図３に示したＭＯＳトラン
ジスタＱ1 のドレインは、抵抗Ｒ2 を介して全波整流器
ＤＢの高電位側の出力端子に接続されるものである。 【００１４】ここで、チョッパー制御回路８の動作可能
電圧Ｖｅと制御電源電圧Ｖｃｃの関係について考える。
制御電源電圧Ｖｃｃがチョッパー制御回路８の動作可能
電圧Ｖｅよりも低いと、チョッパー制御回路８は動作を
停止する。チョッパー回路９が昇圧型の場合、チョッパ
ー回路９が常に動作していると、インバータ回路１への
入力電圧が常に高くなっており、また、チョッパー制御
回路８での不要な電力損失もあるので、図２において、
Ｖ2 ＜Ｖｅ＜Ｖｔに設定する。このように設定すれば、
インバータ回路１の動作開始後に、チョッパー回路９が
動作を開始する。また、インバータ回路１の待機時は、
図２に示すように、Ｖ1 ＜Ｖｃｃ＜Ｖ2であるから、自
動的にチョッパー回路９は停止することになる。 【００１５】なお、チョッパー回路は本実施例では昇圧
型を例示したが、降圧型チョッパーや昇降圧型チョッパ
ーでも良い。降圧型の場合には、チョッパー回路９が常
に動作していても、インバータ回路１への入力電圧が常
に高くなることはないから、Ｖ1 ＞Ｖｅと設定しても良
い。このように設定すれば、インバータ回路１の停止時
において、Ｖｃｃ＞Ｖ1 であるから、チョッパー回路９
は動作を維持する。この場合、インバータ回路１の再起
動のとき、インバータ回路１への供給電圧が安定して、
既に供給されているというメリットがある。 【００１６】図５はチョッパー制御回路８への電力供給
をトランジスタＱ9 で開閉制御するための回路を示して
いる。インバータ制御回路３に供給される制御電源電圧
Ｖｃｃが所定の電圧を越えると、ツェナーダイオードＺ
Ｄ4 を介してトランジスタＱ 7 にベース電流が流れて、
トランジスタＱ9 がＯＮとなり、チョッパー制御回路８
に電源が供給される。また、制御電源電圧Ｖｃｃが所定
の電圧以下になると、ツェナーダイオードＺＤ4 がＯＦ
Ｆとなり、トランジスタＱ7 がＯＦＦとなるので、トラ
ンジスタＱ9 が確実にＯＦＦとなる。したがって、ツェ
ナーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧を任意に設定する
ことにより、制御電源電圧Ｖｃｃが設定レベルよりも低
い場合に、チョッパー制御回路８への電力供給を確実に
止めることができる。 【００１７】 【発明の効果】本発明によれば、主電源から電力を供給
されて動作するインバータ回路と、このインバータ回路
から出力される交流電力により駆動される放電灯と、前
記インバータ回路の発振動作を制御するための第１の制
御回路と、この第１の制御回路に主電源から制御電源を
得るための第１の電源手段と、前記インバータ回路の発
振動作により制御電源を得るための第２の電源手段とを
有し、前記主電源から制御電源を得るための第１の電源
手段として、主電源からの電流を制限する電流制限素子
と、この電流制限素子に流れる電流を開閉制御するため
のスイッチング素子と、前記電流制限素子と前記スイッ
チング素子を介して前記主電源からの電流で充電される
コンデンサと、このコンデンサに得られる制御電源の電
圧が第１の制御回路の動作可能電圧以下になると前記ス
イッチング素子をＯＮ状態に切替えると共に、前記動作
可能電圧よりも高く第２の電源手段により得られる電圧
よりも低い所定の電圧以上になると前記スイッチング素
子をＯＦＦ状態に切替えることにより前記スイッチング
素子をＯＮ状態またはＯＦＦ状態のいずれか一方の状態
となるように制御する第２の制御回路とを備えるもので
あるから、インバータ回路の待機時に主電源から電流制
限素子を介して常に電流を供給するのではなく、スイッ
チング素子を開閉することにより断続的に電流制限素子
を介して電流を供給することにより、電流制限素子にお
ける消費電力を低減することができ、また、前記電流制
限素子とスイッチング素子を介して主電源からの電流で
充電されるコンデンサに得られる制御電源の電圧がイン
バータ制御回路の動作可能電圧以下になると前記スイッ
チング素子をＯＮ状態に切替えることにより、コンデン
サに得られる制御電源の電圧をインバータ制御回路の動
作可能電圧以上に復帰させるように充電することがで
き、これによりインバータ回路の起動に最低限必要な制
御電源電圧は殆ど常に保持されているので、再起動を容
易に行うことができるという効果がある。
放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものであ
り、特に、そのインバータ回路の制御回路を動作させる
ための制御電源の生成方式に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】従来のインバータ式の放電灯点灯装置の
回路図を図６に示す。これは、主電源としての交流電源
ＡＣを整流器ＤＢにより整流して直流電力に変換し、さ
らに、この直流電力をインバータ回路１により高周波電
力に変換して、放電灯２に供給している。また、整流器
ＤＢの出力から、電流制限抵抗Ｒｏを介して平滑用コン
デンサＣ6 を充電し、ツェナーダイオードＺＤ2 よりな
る定電圧素子により所定の直流電圧を生成して、インバ
ータ制御回路３に供給している。このような方式では、
インバータ制御回路３の動作電源は、常に抵抗Ｒｏを介
して供給されるため、抵抗Ｒｏでの消費電力が大きく、
抵抗Ｒｏの発熱及び回路効率の面で不利である。 【０００３】そこで、他の従来例として、図７に示すよ
うに、インバータ回路１の発振出力を利用して、インバ
ータ制御回路３の動作電源を得る方式がある。主電源と
しての交流電源ＡＣが投入されると、抵抗Ｒ1 を介して
トランジスタＱ1 のベース電流が供給され、トランジス
タＱ1 がＯＮされる。このため、抵抗Ｒ2 、トランジス
タＱ1 、ダイオードＤ3 を介してコンデンサＣ6 に電流
が供給され、インバータ制御回路３の動作電源が生成さ
れる。これにより、インバータ制御回路３が動作を開始
し、トランジスタＱ2 ，Ｑ3 のドライブ回路４，５を介
してトランジスタＱ2 ，Ｑ3 が交互にＯＮ／ＯＦＦ制御
され、インバータ回路１の発振動作が開始する。インバ
ータ回路１は、トランジスタＱ2 ，Ｑ3 とダイオードＤ
1 ，Ｄ2、チョークコイルＣＨ、コンデンサＣ4 ，Ｃ5
等で構成され、負荷として放電灯２を接続されている。 【０００４】インバータ回路１の発振動作が開始される
と、チョークコイルＣＨには放電灯２を点灯させるため
の回路電流が流れ、１次巻線Ｌｐの両端に電圧が発生す
る。これにより、チョークコイルＣＨの２次巻線Ｌｓに
は、１次巻線Ｌｐとの巻線比に応じた電圧が誘起され
る。この電圧は、ダイオードＤ4 により整流され、イン
バータ制御回路３の動作電源として供給される。ここ
で、ツェナーダイオードＺＤ1 のツェナー電圧とダイオ
ードＤ3 の順方向電圧降下とトランジスタＱ1 のベース
・エミッタ間電圧降下の和に対して、ツェナーダイオー
ドＺＤ2 のツェナー電圧を高く設定しておくと、インバ
ータ回路１の発振動作の開始後、２次巻線Ｌｓからの電
圧により制御電源が十分に高くなって、ツェナーダイオ
ードＺＤ2 のツェナー電圧に達すると、トランジスタＱ
1 へのベース電流は供給されなくなる。これにより、ト
ランジスタＱ1 はＯＦＦし、制御電源はチョークコイル
ＣＨの２次巻線Ｌｓからのみ供給され、通常動作時には
抵抗Ｒ2 での電力損失は無くなり、上述の問題点は解決
される。 【０００５】さて、このような点灯装置において、放電
灯２を制御するために、インバータ制御回路３に外部か
ら点灯制御信号６を入力し、インバータ回路１の発振動
作を停止させて、放電灯２を消灯制御した場合を考え
る。このとき、インバータ回路１からインバータ制御回
路３への電力供給は無くなり、インバータ制御回路３で
の消費電流により、コンデンサＣ6 の電圧は低下する。
これにより、トランジスタＱ1 のベース電流が再び供給
されて、トランジスタＱ1 がＯＮとなり、インバータ制
御回路３への電流供給は抵抗Ｒ2 を介して行われる。と
ころで、インバータ回路１の発振停止時（待機時）に
は、インバータ制御回路３の消費電流はできるだけ低減
したい。なぜならば、上述のように、待機時に抵抗Ｒ2
の電力損失が大きくなり、抵抗Ｒ2 の発熱が大きくなる
からである。しかるに、図７の例では、制御電源Ｖｃｃ
は必要以上の電圧で維持されている。制御電源Ｖｃｃと
しては、インバータ回路１が発振動作を開始したなら
ば、インバータ回路１から十分な制御電力が供給できる
ので、インバータ回路１の起動に最低限必要な電圧を保
持し、且つ、通常動作時よりも低い電圧である方がイン
バータ制御回路３の電力損失を低減でき、有利である。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、インバータ回路の発振を停止させて待機している期
間に、低電力損失で効率良く、且つインバータ回路の起
動に最低限必要な制御電源電圧を殆ど常に保持できるよ
うにした放電灯点灯装置を提供することにある。 【０００７】 【課題を解決するための手段】本発明の放電灯点灯装置
にあっては、上記の課題を解決するために、図１および
図２に示すように、主電源ＡＣから電力を供給されて動
作するインバータ回路１と、このインバータ回路１から
出力される交流電力により駆動される放電灯２と、前記
インバータ回路１の発振動作を制御するための第１の制
御回路３と、この第１の制御回路３に主電源ＡＣから制
御電源を得るための第１の電源手段と、前記インバータ
回路１の発振動作により制御電源を得るための第２の電
源手段とを有し、前記主電源ＡＣから制御電源を得るた
めの第１の電源手段として、主電源ＡＣからの電流を制
限する電流制限素子Ｒｏと、この電流制限素子Ｒｏに流
れる電流を開閉制御するためのスイッチング素子ＳＷ
と、前記電流制限素子Ｒｏと前記スイッチング素子ＳＷ
を介して前記主電源ＡＣからの電流で充電されるコンデ
ンサＣ 6 と、このコンデンサＣ 6 に得られる制御電源の
電圧Ｖｃｃが第１の制御回路３の動作可能電圧Ｖ 1 以下
になると前記スイッチング素子ＳＷをＯＮ状態に切替え
ると共に、前記動作可能電圧Ｖ 1 よりも高く第２の電源
手段により得られる電圧Ｖｔよりも低い所定の電圧Ｖ 2
以上になると前記スイッチング素子ＳＷをＯＦＦ状態に
切替えることにより前記スイッチング素子ＳＷをＯＮ状
態またはＯＦＦ状態のいずれか一方の状態となるように
制御する第２の制御回路７とを備えることを特徴とする
ものである。 【０００８】 【作用】以下、本発明の作用を図１の基本構成を用いて
説明する。図１の回路では、主電源としての交流電源Ａ
Ｃを整流器ＤＢにより整流して直流電力に変換し、さら
に、この直流電力をインバータ回路１により高周波電力
に変換して、放電灯２に供給している。また、整流器Ｄ
Ｂの出力から、電流制限抵抗Ｒｏとスイッチング素子Ｓ
Ｗを介して平滑用コンデンサＣ 6 を充電し、ツェナーダ
イオードＺＤ 2 よりなる定電圧素子により所定の直流電
圧を生成して、インバータ制御回路３に供給している。
また、インバータ回路１の発振開始後に、チョークコイ
ルの２次巻線等から得られる電圧は、ダイオードＤ 4 を
介してコンデンサＣ 7 に充電され、インバータ制御回路
３に供給される。スイッチング素子ＳＷの開閉は、電源
制御回路７により制御される。図１の回路の動作を図２
に示した。交流電源ＡＣの投入後、まず、スイッチング
素子ＳＷはＯＮする。これにより、制御電源電圧Ｖｃｃ
は抵抗Ｒｏを介して立ち上がり、電圧Ｖ2 まで上昇す
る。制御電源電圧Ｖｃｃが電圧Ｖ2 まで上昇した後、ス
イッチング素子ＳＷがＯＦＦし、制御電源電圧Ｖｃｃは
低下して行く。このとき、時刻ｔ1 でインバータ回路１
が動作を開始した場合、インバータ回路１よりダイオー
ドＤ4 を介して制御電源用の電流が供給され、制御電源
電圧Ｖｃｃは最大値Ｖｔまで上昇する。この最大値Ｖｔ
は、ツェナーダイオードＺＤ2 のツェナー電圧となる。
図２では、インバータ回路１の動作開始を時刻ｔ1 とし
たが、これよりも前に動作を開始したのならば、その時
点よりダイオードＤ4 を介して電流が供給され、制御電
源電圧Ｖｃｃが立ち上がる。 【０００９】制御電源電圧Ｖｃｃが電圧Ｖ2 よりも高い
期間は、スイッチング素子ＳＷはＯＦＦ状態を維持す
る。時刻ｔ2 で消灯制御信号を入力された場合、インバ
ータ回路１は動作を停止し、ダイオードＤ4 からの電流
は停止し、制御電源電圧Ｖｃｃはインバータ制御回路３
の消費により低下し、電圧Ｖ1 に達する。電圧Ｖ1 に達
すると、スイッチング素子ＳＷは再びＯＮし、これによ
り、制御電源電圧Ｖｃｃは上昇し、電圧Ｖ2 となるまで
ＯＮし、電圧Ｖ2 となると、スイッチング素子ＳＷはＯ
ＦＦする。それ以降、制御電源電圧Ｖｃｃは電圧Ｖ2 と
電圧Ｖ1 の間で制御される。ここで、電圧Ｖ1 はインバ
ータ制御回路３の動作が正常に行われる電圧であり、こ
の電圧Ｖ1 以上であれば、インバータ回路１も問題な
く、動作を開始できる。以上のように制御することで、
待機時の制御電源電圧Ｖｃｃを低く制御でき、且つ抵抗
Ｒｏでの電力損失を低減することができる。 【００１０】 【実施例】図３は本発明の一実施例の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。交流電源ＡＣは、
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 とフィルタコイルＦＴよりなるロ
ーパスフィルタ回路を介して全波整流器ＤＢの交流入力
端子に接続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子
には、平滑用のコンデンサＣ3 が並列接続されている。
コンデンサＣ3 の両端には、トランジスタＱ2 ，Ｑ3 の
直列回路が接続されている。トランジスタＱ2 ，Ｑ3 の
エミッタには、それぞれ抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 が直列的に接続
されている。トランジスタＱ2 と抵抗Ｒ3 の直列回路に
は、ダイオードＤ1 が逆並列接続されており、トランジ
スタＱ3 と抵抗Ｒ4 の直列回路には、ダイオードＤ2 が
逆並列接続されている。トランジスタＱ2 と抵抗Ｒ3 の
直列回路には、チョークコイルＣＨとコンデンサＣ5 を
介して放電灯２のフィラメントの電源側端子が接続され
ている。放電灯２のフィラメントの非電源側端子には、
コンデンサＣ4 が並列接続されている。各トランジスタ
Ｑ2 ，Ｑ3 のベースには、それぞれドライブ回路４，５
を介してインバータ制御回路３の出力が供給されてい
る。 【００１１】平滑コンデンサＣ3 の両端には、限流用の
抵抗素子Ｒ2 とＭＯＳトランジスタＱ1 を介してコンデ
ンサＣ6 が接続されている。コンデンサＣ6 の両端に
は、ツェナーダイオードＺＤ2 が並列接続されている。
また、平滑コンデンサＣ3 の両端には、抵抗Ｒ1 を介し
てコンデンサＣ8 とツェナーダイオードＺＤ1 の並列回
路が接続されている。コンデンサＣ8 に得られる電位
は、ＭＯＳトランジスタＱ 1 のゲートに印加されてい
る。チョークコイルＣＨの２次巻線Ｌｓの一端は接地さ
れており、他端はダイオードＤ4 を介してコンデンサＣ
7 に接続されている。コンデンサＣ7 はコンデンサＣ6
と並列に接続されて、インバータ制御回路３の電源とな
っている。コンデンサＣ7 の両端には、抵抗Ｒ10を介し
てツェナーダイオードＺＤ3 が接続されており、また、
抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 ，Ｒ9 の直列回路が接続されている。抵
抗Ｒ7 ，Ｒ8 の接続点はコンパレータＣＰの負入力端子
に接続されている。抵抗Ｒ10とツェナーダイオードＺＤ
3 の接続点はコンパレータＣＰの正入力端子に接続され
ている。コンパレータＣＰの出力端子は、抵抗Ｒ11を介
してトランジスタＱ6 のベースに接続されると共に、抵
抗Ｒ6 を介してトランジスタＱ5 のベースに接続されて
いる。トランジスタＱ6 は抵抗Ｒ9 の両端に並列接続さ
れており、トランジスタＱ5 はトランジスタＱ4 のベー
ス・エミッタ間に接続されている。トランジスタＱ4 の
ベースは、抵抗Ｒ5 を介してコンデンサＣ6，Ｃ7 の電
位にプルアップされている。トランジスタＱ4 はツェナ
ーダイオードＺＤ1 の両端に並列接続されている。 【００１２】次に、本実施例の動作について説明する。
コンデンサＣ6 ，Ｃ7 に得られる制御電源電圧Ｖｃｃ
は、抵抗Ｒ10とツェナーダイオードＺＤ3 の直列回路に
印加されて、ツェナーダイオードＺＤ3 に得られる基準
電位がコンパレータＣＰの正入力端子に入力される。ま
た、制御電源電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 ，Ｒ9 で分圧
され、コンパレータＣＰの負入力端子に入力されてい
る。図２において、Ｖｃｃ＜Ｖ2 のとき、コンパレータ
ＣＰからはＨｉｇｈレベルの信号が出力されて、トラン
ジスタＱ5 がＯＮ、トランジスタＱ4 がＯＦＦとなり、
ＭＯＳトランジスタＱ1 がＯＮする。Ｖｃｃ≧Ｖ2 にな
ると、コンパレータＣＰが反転し、コンパレータＣＰの
出力がＬｏｗレベルとなり、トランジスタＱ5 がＯＦ
Ｆ、トランジスタＱ4 がＯＮとなり、ＭＯＳトランジス
タＱ1 がＯＦＦする。制御電源電圧Ｖｃｃが低下して、
Ｖｃｃ≦Ｖ1 になると、再びコンパレータＣＰの出力が
Ｈｉｇｈレベルとなるように、抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 ，Ｒ9 及
びツェナーダイオードＺＤ3 の回路定数を設定すれば、
前述の図２で説明したような動作が行われる。 【００１３】図４は本発明の他の実施例の要部回路図で
ある。本実施例では、図３の実施例において、全波整流
器ＤＢの出力端子と平滑用コンデンサＣ3 の間に、昇圧
チョッパー回路９を設けたものである。以下、その回路
構成について説明する。全波整流器ＤＢの出力端子に
は、チョークコイルＬ2 とダイオードＤ5 の直列回路を
介して平滑用コンデンサＣ3 が接続されている。ダイオ
ードＤ5 とコンデンサＣ 3 の直列回路には、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ8 と抵抗Ｒ24の直列回路が接続されている。
全波整流器ＤＢの出力電圧は、抵抗Ｒ20とＲ21の直列回
路で分圧されて、チョッパー制御回路８に入力されてい
る。また、チョークコイルＬ2 に流れる電流は、チョー
クコイルＬ2 の２次巻線により検出され、抵抗Ｒ22を介
してチョッパー制御回路８に入力されている。チョッパ
ー制御回路８の出力は、抵抗Ｒ23を介してＭＯＳトラン
ジスタＱ8 のゲートに入力されている。ＭＯＳトランジ
スタＱ8 に流れる電流は抵抗Ｒ24により検出されて、チ
ョッパー制御回路８に入力されている。また、平滑用の
コンデンサＣ3 の電圧は、抵抗Ｒ25，Ｒ26により分圧さ
れて、チョッパー制御回路８に入力されている。チョッ
パー制御回路８は、平滑用のコンデンサＣ3 に所定の電
圧が得られるように、ＭＯＳトランジスタＱ8をＯＮ／
ＯＦＦ制御している。なお、図３に示したＭＯＳトラン
ジスタＱ1 のドレインは、抵抗Ｒ2 を介して全波整流器
ＤＢの高電位側の出力端子に接続されるものである。 【００１４】ここで、チョッパー制御回路８の動作可能
電圧Ｖｅと制御電源電圧Ｖｃｃの関係について考える。
制御電源電圧Ｖｃｃがチョッパー制御回路８の動作可能
電圧Ｖｅよりも低いと、チョッパー制御回路８は動作を
停止する。チョッパー回路９が昇圧型の場合、チョッパ
ー回路９が常に動作していると、インバータ回路１への
入力電圧が常に高くなっており、また、チョッパー制御
回路８での不要な電力損失もあるので、図２において、
Ｖ2 ＜Ｖｅ＜Ｖｔに設定する。このように設定すれば、
インバータ回路１の動作開始後に、チョッパー回路９が
動作を開始する。また、インバータ回路１の待機時は、
図２に示すように、Ｖ1 ＜Ｖｃｃ＜Ｖ2であるから、自
動的にチョッパー回路９は停止することになる。 【００１５】なお、チョッパー回路は本実施例では昇圧
型を例示したが、降圧型チョッパーや昇降圧型チョッパ
ーでも良い。降圧型の場合には、チョッパー回路９が常
に動作していても、インバータ回路１への入力電圧が常
に高くなることはないから、Ｖ1 ＞Ｖｅと設定しても良
い。このように設定すれば、インバータ回路１の停止時
において、Ｖｃｃ＞Ｖ1 であるから、チョッパー回路９
は動作を維持する。この場合、インバータ回路１の再起
動のとき、インバータ回路１への供給電圧が安定して、
既に供給されているというメリットがある。 【００１６】図５はチョッパー制御回路８への電力供給
をトランジスタＱ9 で開閉制御するための回路を示して
いる。インバータ制御回路３に供給される制御電源電圧
Ｖｃｃが所定の電圧を越えると、ツェナーダイオードＺ
Ｄ4 を介してトランジスタＱ 7 にベース電流が流れて、
トランジスタＱ9 がＯＮとなり、チョッパー制御回路８
に電源が供給される。また、制御電源電圧Ｖｃｃが所定
の電圧以下になると、ツェナーダイオードＺＤ4 がＯＦ
Ｆとなり、トランジスタＱ7 がＯＦＦとなるので、トラ
ンジスタＱ9 が確実にＯＦＦとなる。したがって、ツェ
ナーダイオードＺＤ4 のツェナー電圧を任意に設定する
ことにより、制御電源電圧Ｖｃｃが設定レベルよりも低
い場合に、チョッパー制御回路８への電力供給を確実に
止めることができる。 【００１７】 【発明の効果】本発明によれば、主電源から電力を供給
されて動作するインバータ回路と、このインバータ回路
から出力される交流電力により駆動される放電灯と、前
記インバータ回路の発振動作を制御するための第１の制
御回路と、この第１の制御回路に主電源から制御電源を
得るための第１の電源手段と、前記インバータ回路の発
振動作により制御電源を得るための第２の電源手段とを
有し、前記主電源から制御電源を得るための第１の電源
手段として、主電源からの電流を制限する電流制限素子
と、この電流制限素子に流れる電流を開閉制御するため
のスイッチング素子と、前記電流制限素子と前記スイッ
チング素子を介して前記主電源からの電流で充電される
コンデンサと、このコンデンサに得られる制御電源の電
圧が第１の制御回路の動作可能電圧以下になると前記ス
イッチング素子をＯＮ状態に切替えると共に、前記動作
可能電圧よりも高く第２の電源手段により得られる電圧
よりも低い所定の電圧以上になると前記スイッチング素
子をＯＦＦ状態に切替えることにより前記スイッチング
素子をＯＮ状態またはＯＦＦ状態のいずれか一方の状態
となるように制御する第２の制御回路とを備えるもので
あるから、インバータ回路の待機時に主電源から電流制
限素子を介して常に電流を供給するのではなく、スイッ
チング素子を開閉することにより断続的に電流制限素子
を介して電流を供給することにより、電流制限素子にお
ける消費電力を低減することができ、また、前記電流制
限素子とスイッチング素子を介して主電源からの電流で
充電されるコンデンサに得られる制御電源の電圧がイン
バータ制御回路の動作可能電圧以下になると前記スイッ
チング素子をＯＮ状態に切替えることにより、コンデン
サに得られる制御電源の電圧をインバータ制御回路の動
作可能電圧以上に復帰させるように充電することがで
き、これによりインバータ回路の起動に最低限必要な制
御電源電圧は殆ど常に保持されているので、再起動を容
易に行うことができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明における制御電源電圧の変化を示す動作
波形図である。 【図３】本発明の第１の実施例の回路図である。 【図４】本発明の第２の実施例の要部回路図である。 【図５】本発明の第３の実施例の要部回路図である。 【図６】従来例の回路図である。 【図７】他の従来例の回路図である。 【符号の説明】 １ インバータ回路 ２ 放電灯 ３ インバータ制御回路 ７ 電源制御回路
波形図である。 【図３】本発明の第１の実施例の回路図である。 【図４】本発明の第２の実施例の要部回路図である。 【図５】本発明の第３の実施例の要部回路図である。 【図６】従来例の回路図である。 【図７】他の従来例の回路図である。 【符号の説明】 １ インバータ回路 ２ 放電灯 ３ インバータ制御回路 ７ 電源制御回路
─────────────────────────────────────────────────────
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(56)参考文献 特開 平２−276476（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H05B 41/282
H02M 7/48
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 主電源から電力を供給されて動作する
インバータ回路と、このインバータ回路から出力される
交流電力により駆動される放電灯と、前記インバータ回
路の発振動作を制御するための第１の制御回路と、この
第１の制御回路に主電源から制御電源を得るための第１
の電源手段と、前記インバータ回路の発振動作により制
御電源を得るための第２の電源手段とを有し、前記主電
源から制御電源を得るための第１の電源手段として、主
電源からの電流を制限する電流制限素子と、この電流制
限素子に流れる電流を開閉制御するためのスイッチング
素子と、前記電流制限素子と前記スイッチング素子を介
して前記主電源からの電流で充電されるコンデンサと、
このコンデンサに得られる制御電源の電圧が第１の制御
回路の動作可能電圧以下になると前記スイッチング素子
をＯＮ状態に切替えると共に、前記動作可能電圧よりも
高く第２の電源手段により得られる電圧よりも低い所定
の電圧以上になると前記スイッチング素子をＯＦＦ状態
に切替えることにより前記スイッチング素子をＯＮ状態
またはＯＦＦ状態のいずれか一方の状態となるように制
御する第２の制御回路とを備えることを特徴とする放電
灯点灯装置。
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| US08/231,148 US5502423A (en) | 1993-04-23 | 1994-04-22 | Discharge lamp lighting device |
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