JP3140308B2 - 昇圧型チョッパレギュレータ - Google Patents
昇圧型チョッパレギュレータInfo
- Publication number
- JP3140308B2 JP3140308B2 JP06241508A JP24150894A JP3140308B2 JP 3140308 B2 JP3140308 B2 JP 3140308B2 JP 06241508 A JP06241508 A JP 06241508A JP 24150894 A JP24150894 A JP 24150894A JP 3140308 B2 JP3140308 B2 JP 3140308B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- switching
- control circuit
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インダクタに流れる電
流をスイッチングすることにより、直流入力の昇圧を行
う昇圧型チョッパレギュレータに係り、より詳細には、
スイッチング開始時には直流入力によって動作する発振
回路を用いてスイッチングを行い、昇圧された直流出力
が得られたときには、直流出力によって動作する制御回
路を用いてスイッチングを制御する昇圧型チョッパレギ
ュレータに関する。
流をスイッチングすることにより、直流入力の昇圧を行
う昇圧型チョッパレギュレータに係り、より詳細には、
スイッチング開始時には直流入力によって動作する発振
回路を用いてスイッチングを行い、昇圧された直流出力
が得られたときには、直流出力によって動作する制御回
路を用いてスイッチングを制御する昇圧型チョッパレギ
ュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】入力される直流をスイッチングすること
により、昇圧された直流出力を得るための昇圧型チョッ
パレギュレータとして、図３に示す従来技術がある。
により、昇圧された直流出力を得るための昇圧型チョッ
パレギュレータとして、図３に示す従来技術がある。
【０００３】この従来技術においては、ダーリントン接
続されたスイッチングトランジスタ２のオンとオフとを
繰り返すことにより、昇圧を行っている。すなわち、ス
イッチングトランジスタ２がオンしているときには、直
流源１からの電流がインダクタＬに流れ、インダクタＬ
にエネルギーが蓄えられる。そしてスイッチングトラン
ジスタ２がオフとなったときには、蓄えられたエネルギ
ーによってインダクタＬに逆起電力が発生する。インダ
クタＬに発生した逆起電力は、直流源１の電圧に加算さ
れ、ダイオードＤを介してコンデンサＣ２を充電する。
上記動作が繰り返されることによって、負荷７には、コ
ンデンサＣ２により平滑された直流出力が供給される。
続されたスイッチングトランジスタ２のオンとオフとを
繰り返すことにより、昇圧を行っている。すなわち、ス
イッチングトランジスタ２がオンしているときには、直
流源１からの電流がインダクタＬに流れ、インダクタＬ
にエネルギーが蓄えられる。そしてスイッチングトラン
ジスタ２がオフとなったときには、蓄えられたエネルギ
ーによってインダクタＬに逆起電力が発生する。インダ
クタＬに発生した逆起電力は、直流源１の電圧に加算さ
れ、ダイオードＤを介してコンデンサＣ２を充電する。
上記動作が繰り返されることによって、負荷７には、コ
ンデンサＣ２により平滑された直流出力が供給される。
【０００４】一方、平滑された直流出力は２つの抵抗Ｒ
１，Ｒ２によって分圧され、分圧された電圧は、誤差増
幅器４において基準電圧ｒｅｆと比較される。このため
誤差増幅器４の出力には、分圧された電圧と基準電圧ｒ
ｅｆとの差異に対応した電圧が現れ、ＰＷＭコンパレー
タ３のプラス入力に与えられる。また発振回路５は三角
波を発生しており、発生した三角波をＰＷＭコンパレー
タ３のマイナス入力に送出している。このためＰＷＭコ
ンパレータ３においては、誤差増幅器４の出力と三角波
とのレベルが比較される。
１，Ｒ２によって分圧され、分圧された電圧は、誤差増
幅器４において基準電圧ｒｅｆと比較される。このため
誤差増幅器４の出力には、分圧された電圧と基準電圧ｒ
ｅｆとの差異に対応した電圧が現れ、ＰＷＭコンパレー
タ３のプラス入力に与えられる。また発振回路５は三角
波を発生しており、発生した三角波をＰＷＭコンパレー
タ３のマイナス入力に送出している。このためＰＷＭコ
ンパレータ３においては、誤差増幅器４の出力と三角波
とのレベルが比較される。
【０００５】その結果、誤差増幅器４の出力が三角波の
レベルより高くなる期間では、ＰＷＭコンパレータ３か
らＨレベルが出力される。また誤差増幅器４の出力が三
角波のレベルより低くなる期間では、ＰＷＭコンパレー
タ３からＬレベルが出力される。またスイッチングトラ
ンジスタ２は、ＰＷＭコンパレータ３の出力がＨレベル
となるときオンとなり、ＰＷＭコンパレータ３の出力
は、誤差増幅器４の出力に対応して、Ｈレベルとなる期
間とＬレベルとなる期間との比率が変化する。この結
果、負荷７に与えられる直流出力は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の
分圧比によって決定される電圧に安定化されることとな
る。
レベルより高くなる期間では、ＰＷＭコンパレータ３か
らＨレベルが出力される。また誤差増幅器４の出力が三
角波のレベルより低くなる期間では、ＰＷＭコンパレー
タ３からＬレベルが出力される。またスイッチングトラ
ンジスタ２は、ＰＷＭコンパレータ３の出力がＨレベル
となるときオンとなり、ＰＷＭコンパレータ３の出力
は、誤差増幅器４の出力に対応して、Ｈレベルとなる期
間とＬレベルとなる期間との比率が変化する。この結
果、負荷７に与えられる直流出力は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の
分圧比によって決定される電圧に安定化されることとな
る。
【０００６】なお、コンデンサＣ１は、直流源１である
乾電池が消耗したときにも、インダクタＬ側から直流源
１を見たときの内部抵抗の上昇を防止する。
乾電池が消耗したときにも、インダクタＬ側から直流源
１を見たときの内部抵抗の上昇を防止する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記構成
を、近年需要が急増している携帯型の電子機器に適用し
ようとする場合には、携帯型電子機器の電源が電池であ
ることに起因する問題が生じていた。
を、近年需要が急増している携帯型の電子機器に適用し
ようとする場合には、携帯型電子機器の電源が電池であ
ることに起因する問題が生じていた。
【０００８】すなわち、携帯型電子機器においてもマイ
クロコンピュータを搭載することが一般的な技術となっ
ており、搭載されるマイクロコンピュータには、３Ｖ程
度の電源電圧で動作する素子が採用される。このため携
帯型電子機器を乾電池で動作させる場合では、２個以上
の乾電池を用いた構成とする必要がある。しかし乾電池
を２個用いると重量が増加するため、乾電池の個数を１
個に減らす場合には、乾電池の電圧を昇圧しなければな
らない。
クロコンピュータを搭載することが一般的な技術となっ
ており、搭載されるマイクロコンピュータには、３Ｖ程
度の電源電圧で動作する素子が採用される。このため携
帯型電子機器を乾電池で動作させる場合では、２個以上
の乾電池を用いた構成とする必要がある。しかし乾電池
を２個用いると重量が増加するため、乾電池の個数を１
個に減らす場合には、乾電池の電圧を昇圧しなければな
らない。
【０００９】しかし、図３に示す従来技術は、回路を構
成する素子にバイポーラトランジスタを使用する関係か
ら、スイッチングを制御する制御回路６は、入力電圧が
３Ｖより低くなると動作しない。そのため、図４の破線
３１に示すように、入力電圧が３Ｖ以上となる電圧範囲
においてのみ所定の出力電圧が得られるに過ぎず、１つ
の乾電池を電源とする機器の昇圧を行う場合には、適用
できないという問題を生じていた。
成する素子にバイポーラトランジスタを使用する関係か
ら、スイッチングを制御する制御回路６は、入力電圧が
３Ｖより低くなると動作しない。そのため、図４の破線
３１に示すように、入力電圧が３Ｖ以上となる電圧範囲
においてのみ所定の出力電圧が得られるに過ぎず、１つ
の乾電池を電源とする機器の昇圧を行う場合には、適用
できないという問題を生じていた。
【００１０】また、図３に示す制御回路６とスイッチン
グトランジスタ２とをＭＯＳトランジスタを用いて構成
する場合には、１Ｖ程度の入力電圧で動作可能であり、
１つの乾電池を電源として昇圧を行うことが可能であ
る。しかし、この場合には、昇圧した直流出力の電力が
微小範囲に限定されている。そのため、ランプの点灯あ
るいはモータの駆動等の、負荷容量が大きな機器には適
用することが困難となっていた。
グトランジスタ２とをＭＯＳトランジスタを用いて構成
する場合には、１Ｖ程度の入力電圧で動作可能であり、
１つの乾電池を電源として昇圧を行うことが可能であ
る。しかし、この場合には、昇圧した直流出力の電力が
微小範囲に限定されている。そのため、ランプの点灯あ
るいはモータの駆動等の、負荷容量が大きな機器には適
用することが困難となっていた。
【００１１】本発明は上記課題を解決するため創案され
たものであって、請求項１記載の発明の目的は、低電圧
で動作可能な発振回路によってスイッチングを開始さ
せ、このスイッチングにより昇圧された直流出力でもっ
て制御回路を動作させることにより、出力電力を大きく
した場合にも、低い入力電圧で動作させることのできる
昇圧型チョッパレギュレータを提供することにある。
たものであって、請求項１記載の発明の目的は、低電圧
で動作可能な発振回路によってスイッチングを開始さ
せ、このスイッチングにより昇圧された直流出力でもっ
て制御回路を動作させることにより、出力電力を大きく
した場合にも、低い入力電圧で動作させることのできる
昇圧型チョッパレギュレータを提供することにある。
【００１２】また請求項２記載の発明の目的は、制御回
路が動作を行っているときには、スイッチングを開始さ
せる発振回路への動作電源の供給を停止することによ
り、スイッチング効率を高めることのできる昇圧型チョ
ッパレギュレータを提供することにある。
路が動作を行っているときには、スイッチングを開始さ
せる発振回路への動作電源の供給を停止することによ
り、スイッチング効率を高めることのできる昇圧型チョ
ッパレギュレータを提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
請求項１記載の発明に係る昇圧型チョッパレギュレータ
は、スイッチングトランジスタを用いてインダクタに流
れる電流をスイッチングすることにより直流入力を昇圧
すると共に、昇圧され平滑化された直流出力の電圧に基
づいて前記スイッチングを制御することにより前記直流
出力の電圧を安定化する昇圧型チョッパレギュレータに
適用し、前記直流出力を動作電源として、前記スイッチ
ングを制御する制御回路と、前記直流入力を動作電源と
して、前記直流入力の電圧より低い電圧範囲で動作する
発振回路と、前記直流入力によって動作し、前記直流出
力の電圧が前記制御回路が動作可能となる電圧より低い
ときには、前記発振回路の出力でもって前記スイッチン
グトランジスタに前記スイッチングを行わせ、前記直流
出力の電圧が前記制御回路が動作可能となる電圧より高
くなったときには、前記制御回路の出力でもって前記ス
イッチングトランジスタに前記スイッチングを行わせる
切換回路とを備え、前記発振回路が、直列接続された２
つのインバータからなり、前記切換回路が、オン時には
前記発振回路へ動作電源として前記直流入力を供給し、
オフ時には前記発振回路への前記直流入力の供給を停止
するＰＮＰトランジスタを備えた構成としている。
請求項１記載の発明に係る昇圧型チョッパレギュレータ
は、スイッチングトランジスタを用いてインダクタに流
れる電流をスイッチングすることにより直流入力を昇圧
すると共に、昇圧され平滑化された直流出力の電圧に基
づいて前記スイッチングを制御することにより前記直流
出力の電圧を安定化する昇圧型チョッパレギュレータに
適用し、前記直流出力を動作電源として、前記スイッチ
ングを制御する制御回路と、前記直流入力を動作電源と
して、前記直流入力の電圧より低い電圧範囲で動作する
発振回路と、前記直流入力によって動作し、前記直流出
力の電圧が前記制御回路が動作可能となる電圧より低い
ときには、前記発振回路の出力でもって前記スイッチン
グトランジスタに前記スイッチングを行わせ、前記直流
出力の電圧が前記制御回路が動作可能となる電圧より高
くなったときには、前記制御回路の出力でもって前記ス
イッチングトランジスタに前記スイッチングを行わせる
切換回路とを備え、前記発振回路が、直列接続された２
つのインバータからなり、前記切換回路が、オン時には
前記発振回路へ動作電源として前記直流入力を供給し、
オフ時には前記発振回路への前記直流入力の供給を停止
するＰＮＰトランジスタを備えた構成としている。
【００１４】また請求項２記載の発明に係る昇圧型チョ
ッパレギュレータは、前記切換回路を、前記直流出力の
電圧が前記制御回路が動作可能となる電圧より低いとき
には、前記発振回路に前記直流入力を動作電源として与
えると共に前記制御回路の出力を前記スイッチングトラ
ンジスタのベースに導くことを停止し、前記直流出力の
電圧が前記制御回路が動作可能となる電圧より高くなっ
たときには、前記発振回路に前記直流入力を動作電源と
して与えることを停止すると共に前記制御回路の出力を
前記スイッチングトランジスタのベースに導く構成とし
ている。
ッパレギュレータは、前記切換回路を、前記直流出力の
電圧が前記制御回路が動作可能となる電圧より低いとき
には、前記発振回路に前記直流入力を動作電源として与
えると共に前記制御回路の出力を前記スイッチングトラ
ンジスタのベースに導くことを停止し、前記直流出力の
電圧が前記制御回路が動作可能となる電圧より高くなっ
たときには、前記発振回路に前記直流入力を動作電源と
して与えることを停止すると共に前記制御回路の出力を
前記スイッチングトランジスタのベースに導く構成とし
ている。
【００１５】
【００１６】
【作用】請求項１記載の発明の作用を以下に示す。
【００１７】制御回路の動作電源は、スイッチングする
ことにより得られる直流出力となっている。このため制
御回路は、スイッチング開始時では動作しない。一方、
発振回路は、直流入力を動作電源とし、直流入力の電圧
より低い電圧範囲で動作する。また切換回路は、直流出
力の電圧が制御回路が動作可能となる電圧より低いと
き、つまりスイッチングを開始するときには、発振回路
の出力でもってスイッチングトランジスタにスイッチン
グを行わせる。このスイッチングによって直流出力の電
圧が上昇する。
ことにより得られる直流出力となっている。このため制
御回路は、スイッチング開始時では動作しない。一方、
発振回路は、直流入力を動作電源とし、直流入力の電圧
より低い電圧範囲で動作する。また切換回路は、直流出
力の電圧が制御回路が動作可能となる電圧より低いと
き、つまりスイッチングを開始するときには、発振回路
の出力でもってスイッチングトランジスタにスイッチン
グを行わせる。このスイッチングによって直流出力の電
圧が上昇する。
【００１８】そして直流出力の電圧が制御回路が動作可
能となる電圧より高くなったときには、制御回路の出力
でもってスイッチングトランジスタにスイッチングを行
わせる。そのため、このとき以後、スイッチングの制御
は直流出力の電圧を安定化させる制御となって、直流出
力の電圧は安定化される。また制御回路は、昇圧された
直流出力により動作するので、スイッチングトランジス
タを駆動する電流容量は大きくなる。
能となる電圧より高くなったときには、制御回路の出力
でもってスイッチングトランジスタにスイッチングを行
わせる。そのため、このとき以後、スイッチングの制御
は直流出力の電圧を安定化させる制御となって、直流出
力の電圧は安定化される。また制御回路は、昇圧された
直流出力により動作するので、スイッチングトランジス
タを駆動する電流容量は大きくなる。
【００１９】請求項２記載の発明の作用を以下に示す。
【００２０】切換回路は、直流出力の電圧が制御回路が
動作可能となる電圧より低いときには、発振回路に直流
入力を動作電源として与え、直流出力の電圧が制御回路
が動作可能となる電圧より高くなったときには、発振回
路に直流入力を動作電源として与えることを停止する。
動作可能となる電圧より低いときには、発振回路に直流
入力を動作電源として与え、直流出力の電圧が制御回路
が動作可能となる電圧より高くなったときには、発振回
路に直流入力を動作電源として与えることを停止する。
【００２１】すなわち、発振回路は、直流出力の電圧が
低く、制御回路が動作不能である期間においてのみ電力
を消費するに過ぎず、制御回路が動作可能となり、所定
の昇圧動作が行われる期間では電力を消費しない。
低く、制御回路が動作不能である期間においてのみ電力
を消費するに過ぎず、制御回路が動作可能となり、所定
の昇圧動作が行われる期間では電力を消費しない。
【００２２】
【００２３】
【実施例】以下に、本発明の一実施例について図面を参
照しつつ説明する。
照しつつ説明する。
【００２４】図１は、本発明に係る昇圧型チョッパレギ
ュレータの一実施例の電気的接続を示す回路図である。
なお、図１における構成が図３における構成と同一とな
るブロックおよび素子については、図３において付与し
た符号と同一符号を付与している。
ュレータの一実施例の電気的接続を示す回路図である。
なお、図１における構成が図３における構成と同一とな
るブロックおよび素子については、図３において付与し
た符号と同一符号を付与している。
【００２５】本実施例は、大別すると、直流源１ａ、コ
ンデンサＣ１、インダクタＬ、ダイオードＤ、コンデン
サＣ２、スイッチングトランジスタ２、制御回路６、切
換回路８、および発振回路９によって構成されている。
また回路構成としての部品点数を削減する目的から、ス
イッチングトランジスタ２、制御回路６、切換回路８、
および発振回路９は、一体集積化されたＩＣとなってい
る。
ンデンサＣ１、インダクタＬ、ダイオードＤ、コンデン
サＣ２、スイッチングトランジスタ２、制御回路６、切
換回路８、および発振回路９によって構成されている。
また回路構成としての部品点数を削減する目的から、ス
イッチングトランジスタ２、制御回路６、切換回路８、
および発振回路９は、一体集積化されたＩＣとなってい
る。
【００２６】なお、スイッチングトランジスタ２および
制御回路６は、従来技術と構成が同一となっている。そ
のため制御回路６は、３Ｖ程度の電圧が動作可能な最低
電圧となっている。また制御回路６には、動作電源とし
て、直流出力２２が与えられている。その結果、制御回
路６は、スイッチングトランジスタ２のスイッチングが
開始され、直流出力２２の電圧が３Ｖ以上となったと
き、動作可能となる。
制御回路６は、従来技術と構成が同一となっている。そ
のため制御回路６は、３Ｖ程度の電圧が動作可能な最低
電圧となっている。また制御回路６には、動作電源とし
て、直流出力２２が与えられている。その結果、制御回
路６は、スイッチングトランジスタ２のスイッチングが
開始され、直流出力２２の電圧が３Ｖ以上となったと
き、動作可能となる。
【００２７】直流源１ａは、１つの乾電池を用いた電源
となっている。従って、この直流源１ａから供給される
直流入力２１の電圧は、約１．５Ｖとなる。
となっている。従って、この直流源１ａから供給される
直流入力２１の電圧は、約１．５Ｖとなる。
【００２８】発振回路９は、直流入力２１を動作電源と
するＣＲ発振回路であり、直流入力２１の電圧より低い
電圧範囲で動作するブロックとなっている。詳細には、
切換回路８内のトランジスタＱ１のコレクタから出力さ
れる電流を電源として動作するブロックとなっており、
低い電圧範囲で動作する２つのインバータ１１，１２、
抵抗Ｒ６、およびコンデンサＣ３を備えている。
するＣＲ発振回路であり、直流入力２１の電圧より低い
電圧範囲で動作するブロックとなっている。詳細には、
切換回路８内のトランジスタＱ１のコレクタから出力さ
れる電流を電源として動作するブロックとなっており、
低い電圧範囲で動作する２つのインバータ１１，１２、
抵抗Ｒ６、およびコンデンサＣ３を備えている。
【００２９】２つのインバータ１１，１２は直列に接続
されており、インバータ１１の入力と出力とは抵抗Ｒ６
によって接続されている。またインバータ１１の入力と
インバータ１２の出力とはコンデンサＣ３を介して接続
されている。またインバータ１２の出力は、スイッチン
グトランジスタ２のベースに導かれている。なお、イン
バータ１２の出力は、動作電源が供給されないとき、つ
まりトランジスタＱ１がオフとなるときにはハイ・イン
ピーダンスとなる。
されており、インバータ１１の入力と出力とは抵抗Ｒ６
によって接続されている。またインバータ１１の入力と
インバータ１２の出力とはコンデンサＣ３を介して接続
されている。またインバータ１２の出力は、スイッチン
グトランジスタ２のベースに導かれている。なお、イン
バータ１２の出力は、動作電源が供給されないとき、つ
まりトランジスタＱ１がオフとなるときにはハイ・イン
ピーダンスとなる。
【００３０】切換回路８は、直流入力２１を電源として
動作するブロックとなっており、直流出力２２の電圧
が、制御回路６が動作可能となる電圧より低いときに
は、発振回路９の出力でもってスイッチングトランジス
タ２にスイッチングを行わせる。また直流出力２２の電
圧が、制御回路６が動作可能となる電圧より高くなった
ときには、制御回路６の出力でもってスイッチングトラ
ンジスタ２にスイッチングを行わせる。
動作するブロックとなっており、直流出力２２の電圧
が、制御回路６が動作可能となる電圧より低いときに
は、発振回路９の出力でもってスイッチングトランジス
タ２にスイッチングを行わせる。また直流出力２２の電
圧が、制御回路６が動作可能となる電圧より高くなった
ときには、制御回路６の出力でもってスイッチングトラ
ンジスタ２にスイッチングを行わせる。
【００３１】この切換回路８は、３つのトランジスタＱ
１〜Ｑ３、３つの抵抗Ｒ３〜Ｒ５、ツェナーダイオード
ＺＤ、およびＡＮＤゲート１０を備えている。またＡＮ
Ｄゲート１０は、電流モードで動作する構成となってお
り、電流が流れるときにはＨレベルとして認識し、電流
が流れないときにはＬレベルとして認識する。また制御
回路６の出力電流については、その電流値を、減ずるこ
となくスイッチングトランジスタ２に出力する。また出
力がＬレベルとなるときには、出力インピーダンスは、
発振回路９の出力に影響しないインピーダンスとなる。
１〜Ｑ３、３つの抵抗Ｒ３〜Ｒ５、ツェナーダイオード
ＺＤ、およびＡＮＤゲート１０を備えている。またＡＮ
Ｄゲート１０は、電流モードで動作する構成となってお
り、電流が流れるときにはＨレベルとして認識し、電流
が流れないときにはＬレベルとして認識する。また制御
回路６の出力電流については、その電流値を、減ずるこ
となくスイッチングトランジスタ２に出力する。また出
力がＬレベルとなるときには、出力インピーダンスは、
発振回路９の出力に影響しないインピーダンスとなる。
【００３２】このため切換回路８は、直流出力２２の電
圧が制御回路６が動作可能となる電圧より低い場合に
は、トランジスタＱ１をオンとすることにより、直流入
力２１を動作電源として発振回路９に与える。またＡＮ
Ｄゲート１０の一方の入力１０１をＬレベルとすること
によって、ＡＮＤゲート１０の出力をＬレベルに固定
し、制御回路６の出力をスイッチングトランジスタ２の
ベースに導くことを停止する。
圧が制御回路６が動作可能となる電圧より低い場合に
は、トランジスタＱ１をオンとすることにより、直流入
力２１を動作電源として発振回路９に与える。またＡＮ
Ｄゲート１０の一方の入力１０１をＬレベルとすること
によって、ＡＮＤゲート１０の出力をＬレベルに固定
し、制御回路６の出力をスイッチングトランジスタ２の
ベースに導くことを停止する。
【００３３】そして直流出力２２の電圧が、制御回路６
が動作可能となる電圧より高くなったときには、トラン
ジスタＱ１をオフとすることにより、発振回路９に直流
入力２１を動作電源として与えることを停止する。また
入力１０１をＨレベルとすることにより、制御回路６の
出力を、ＡＮＤゲート１０を介して、スイッチングトラ
ンジスタ２のベースに導く。
が動作可能となる電圧より高くなったときには、トラン
ジスタＱ１をオフとすることにより、発振回路９に直流
入力２１を動作電源として与えることを停止する。また
入力１０１をＨレベルとすることにより、制御回路６の
出力を、ＡＮＤゲート１０を介して、スイッチングトラ
ンジスタ２のベースに導く。
【００３４】回路構成をより詳細に説明すると、直流入
力２１は、トランジスタＱ１のエミッタとトランジスタ
Ｑ２のエミッタとに導かれている。またトランジスタＱ
２のコレクタは、トランジスタＱ１のベースに導かれる
と共に、抵抗Ｒ３を介して接地されている。またトラン
ジスタＱ２のベースはトランジスタＱ３のコレクタに接
続されており、トランジスタＱ３のエミッタは接地され
ている。
力２１は、トランジスタＱ１のエミッタとトランジスタ
Ｑ２のエミッタとに導かれている。またトランジスタＱ
２のコレクタは、トランジスタＱ１のベースに導かれる
と共に、抵抗Ｒ３を介して接地されている。またトラン
ジスタＱ２のベースはトランジスタＱ３のコレクタに接
続されており、トランジスタＱ３のエミッタは接地され
ている。
【００３５】またトランジスタＱ３のベースは、抵抗Ｒ
５を介して接地されると共に、抵抗Ｒ４の一方の端子に
接続されている。また抵抗Ｒ４の他方の端子は、ツェナ
ーダイオードＺＤのアノードに接続されており、ツェナ
ーダイオードＺＤのカソードには直流出力２２が与えら
れている。そしてツェナーダイオードＺＤのアノード
は、ＡＮＤゲート１０の一方の入力１０１となってお
り、ＡＮＤゲート１０の他方の入力には、制御回路６の
出力が導かれている。
５を介して接地されると共に、抵抗Ｒ４の一方の端子に
接続されている。また抵抗Ｒ４の他方の端子は、ツェナ
ーダイオードＺＤのアノードに接続されており、ツェナ
ーダイオードＺＤのカソードには直流出力２２が与えら
れている。そしてツェナーダイオードＺＤのアノード
は、ＡＮＤゲート１０の一方の入力１０１となってお
り、ＡＮＤゲート１０の他方の入力には、制御回路６の
出力が導かれている。
【００３６】図２は、本実施例における主要信号の波形
を示すタイミングチャートであり、必要に応じて同図を
参照しつつ、実施例の動作を以下に説明する。
を示すタイミングチャートであり、必要に応じて同図を
参照しつつ、実施例の動作を以下に説明する。
【００３７】直流源１ａから電流の供給が開始されたと
き（時刻Ｔ１）には、直流出力２２の電圧は０Ｖであ
る。従って制御回路６は動作しない。またツェナーダイ
オードＺＤには電流が流れないことから、トランジスタ
Ｑ３はオフであり、従ってトランジスタＱ２もオフとな
る。この結果、トランジスタＱ１には、抵抗Ｒ３を介し
てベース電流が流れる。また入力１０１の電流値が０で
あり、電流モードとしてＬレベルであることから、ＡＮ
Ｄゲート１０の出力は、所定値以上のインピーダンスを
有するＬレベルとなる。
き（時刻Ｔ１）には、直流出力２２の電圧は０Ｖであ
る。従って制御回路６は動作しない。またツェナーダイ
オードＺＤには電流が流れないことから、トランジスタ
Ｑ３はオフであり、従ってトランジスタＱ２もオフとな
る。この結果、トランジスタＱ１には、抵抗Ｒ３を介し
てベース電流が流れる。また入力１０１の電流値が０で
あり、電流モードとしてＬレベルであることから、ＡＮ
Ｄゲート１０の出力は、所定値以上のインピーダンスを
有するＬレベルとなる。
【００３８】この結果、発振回路９には、トランジスタ
Ｑ１を介して直流入力２１が供給されるので、発振回路
９は発振動作を開始する。そして発振回路９が発振動作
を開始したときには、発振回路９が送出する発振パルス
Ｐ１，・・・によって、スイッチングトランジスタ２は
スイッチングを開始する。このため直流出力２２の電圧
は上昇を始める。
Ｑ１を介して直流入力２１が供給されるので、発振回路
９は発振動作を開始する。そして発振回路９が発振動作
を開始したときには、発振回路９が送出する発振パルス
Ｐ１，・・・によって、スイッチングトランジスタ２は
スイッチングを開始する。このため直流出力２２の電圧
は上昇を始める。
【００３９】直流出力２２の電圧が、制御回路６が動作
可能となる電圧まで上昇したとき（時刻Ｔ２）には、ツ
ェナーダイオードＺＤに電流が流れる。このためトラン
ジスタＱ３がオンとなり、トランジスタＱ２がオンとな
る。その結果、トランジスタＱ１がオフとなって、発振
回路９には直流入力２１が供給されなくなる。このため
インバータ１２の出力はハイ・インピーダンスとなり、
発振回路９は、スイッチングトランジスタ２から切り離
される。
可能となる電圧まで上昇したとき（時刻Ｔ２）には、ツ
ェナーダイオードＺＤに電流が流れる。このためトラン
ジスタＱ３がオンとなり、トランジスタＱ２がオンとな
る。その結果、トランジスタＱ１がオフとなって、発振
回路９には直流入力２１が供給されなくなる。このため
インバータ１２の出力はハイ・インピーダンスとなり、
発振回路９は、スイッチングトランジスタ２から切り離
される。
【００４０】また制御回路６は、時刻Ｔ２以後では、直
流出力２２の電圧が３Ｖ以上であるので、既に発振を開
始している。またＡＮＤゲート１０の入力１０１には、
時刻Ｔ２以後に電流が流れ、電流モードとしてＨレベル
となる。このため制御回路６の出力が、ＡＮＤゲート１
０を介してスイッチングトランジスタ２に導かれる。つ
まりスイッチングトランジスタ２のベースには、ＡＮＤ
ゲート１０を介して、制御回路６が出力する電流として
のパルスＰ２，・・・が与えられることになる。
流出力２２の電圧が３Ｖ以上であるので、既に発振を開
始している。またＡＮＤゲート１０の入力１０１には、
時刻Ｔ２以後に電流が流れ、電流モードとしてＨレベル
となる。このため制御回路６の出力が、ＡＮＤゲート１
０を介してスイッチングトランジスタ２に導かれる。つ
まりスイッチングトランジスタ２のベースには、ＡＮＤ
ゲート１０を介して、制御回路６が出力する電流として
のパルスＰ２，・・・が与えられることになる。
【００４１】このとき（時刻Ｔ２）以後、スイッチング
トランジスタ２は、制御回路６によってスイッチングが
制御されることになる。そのため直流出力２２の電圧
は、誤差増幅器４によって基準電圧ｒｅｆと比較され、
誤差に対応した電圧がＰＷＭコンパレータ３に送出され
る。そしてＰＷＭコンパレータ３により、誤差に対応し
たスイッチングの制御が行わることとなる。その結果、
直流出力２２の電圧は、２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比
によって定まる電圧に安定化される。
トランジスタ２は、制御回路６によってスイッチングが
制御されることになる。そのため直流出力２２の電圧
は、誤差増幅器４によって基準電圧ｒｅｆと比較され、
誤差に対応した電圧がＰＷＭコンパレータ３に送出され
る。そしてＰＷＭコンパレータ３により、誤差に対応し
たスイッチングの制御が行わることとなる。その結果、
直流出力２２の電圧は、２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比
によって定まる電圧に安定化される。
【００４２】またＡＮＤゲート１０を介して導かれる制
御回路６の出力電流は、制御回路６が３Ｖ以上の電圧で
動作した出力電流であるので、スイッチングトランジス
タ２を充分に駆動する電流値となる。このため直流出力
２２は、負荷７の消費電力が多い場合でも、その消費電
力に対応した電力となる。
御回路６の出力電流は、制御回路６が３Ｖ以上の電圧で
動作した出力電流であるので、スイッチングトランジス
タ２を充分に駆動する電流値となる。このため直流出力
２２は、負荷７の消費電力が多い場合でも、その消費電
力に対応した電力となる。
【００４３】以上説明したことから、直流源１ａの電圧
と直流出力２２の電圧との関係は、図４の３２により示
す関係となって、直流源１ａの電圧が１Ｖ以上の電圧範
囲では、所定の出力電圧が負荷７に供給されることにな
る。
と直流出力２２の電圧との関係は、図４の３２により示
す関係となって、直流源１ａの電圧が１Ｖ以上の電圧範
囲では、所定の出力電圧が負荷７に供給されることにな
る。
【００４４】
【発明の効果】請求項１記載の発明に係る昇圧型チョッ
パレギュレータは、昇圧され平滑化された直流出力の電
圧に基づいてスイッチングを制御する昇圧型チョッパレ
ギュレータに適用している。そして直流出力を動作電源
としてスイッチングを制御する制御回路と、直流入力を
動作電源として、直流入力の電圧より低い電圧範囲で動
作する発振回路と、直流入力によって動作し、直流出力
の電圧が制御回路が動作可能となる電圧より低いときに
は、発振回路の出力でもってスイッチングトランジスタ
にスイッチングを行わせ、直流出力の電圧が制御回路が
動作可能となる電圧より高くなったときには、制御回路
の出力でもってスイッチングトランジスタにスイッチン
グを行わせる切換回路とを備え、かつ、発振回路が、直
列接続された２つのインバータからなり、切換回路が、
オン時には発振回路へ動作電源として前記直流入力を供
給し、オフ時には発振回路への直流入力の供給を停止す
るＰＮＰトランジスタを備えている。そのためスイッチ
ング開始時は、低電圧で動作可能な発振回路によってス
イッチングが開始され、このスイッチングにより昇圧さ
れた直流出力でもって制御回路が動作するので、出力電
力を大きくした場合にも、低い入力電圧で動作させるこ
とができるものである。
パレギュレータは、昇圧され平滑化された直流出力の電
圧に基づいてスイッチングを制御する昇圧型チョッパレ
ギュレータに適用している。そして直流出力を動作電源
としてスイッチングを制御する制御回路と、直流入力を
動作電源として、直流入力の電圧より低い電圧範囲で動
作する発振回路と、直流入力によって動作し、直流出力
の電圧が制御回路が動作可能となる電圧より低いときに
は、発振回路の出力でもってスイッチングトランジスタ
にスイッチングを行わせ、直流出力の電圧が制御回路が
動作可能となる電圧より高くなったときには、制御回路
の出力でもってスイッチングトランジスタにスイッチン
グを行わせる切換回路とを備え、かつ、発振回路が、直
列接続された２つのインバータからなり、切換回路が、
オン時には発振回路へ動作電源として前記直流入力を供
給し、オフ時には発振回路への直流入力の供給を停止す
るＰＮＰトランジスタを備えている。そのためスイッチ
ング開始時は、低電圧で動作可能な発振回路によってス
イッチングが開始され、このスイッチングにより昇圧さ
れた直流出力でもって制御回路が動作するので、出力電
力を大きくした場合にも、低い入力電圧で動作させるこ
とができるものである。
【００４５】また請求項２記載の発明に係る昇圧型チョ
ッパレギュレータは、切換回路を、直流出力の電圧が、
制御回路が動作可能となる電圧より低いときには、発振
回路に直流入力を動作電源として与えると共に制御回路
の出力をスイッチングトランジスタのベースに導くこと
を停止し、直流出力の電圧が制御回路が動作可能となる
電圧より高くなったときには、発振回路に直流入力を動
作電源として与えることを停止すると共に制御回路の出
力をスイッチングトランジスタのベースに導く構成とし
ている。そのため発振回路は、直流出力の電圧が低く、
制御回路が動作不能である期間においてのみ電力を消費
するに過ぎず、制御回路が動作可能となり、所定の昇圧
動作が行われる期間は電力を消費しないことから、スイ
ッチング効率を高めることができるものである。
ッパレギュレータは、切換回路を、直流出力の電圧が、
制御回路が動作可能となる電圧より低いときには、発振
回路に直流入力を動作電源として与えると共に制御回路
の出力をスイッチングトランジスタのベースに導くこと
を停止し、直流出力の電圧が制御回路が動作可能となる
電圧より高くなったときには、発振回路に直流入力を動
作電源として与えることを停止すると共に制御回路の出
力をスイッチングトランジスタのベースに導く構成とし
ている。そのため発振回路は、直流出力の電圧が低く、
制御回路が動作不能である期間においてのみ電力を消費
するに過ぎず、制御回路が動作可能となり、所定の昇圧
動作が行われる期間は電力を消費しないことから、スイ
ッチング効率を高めることができるものである。
【図１】本発明に係る昇圧型チョッパレギュレータの一
実施例の電気的接続を示す回路図である。
実施例の電気的接続を示す回路図である。
【図２】実施例の主要信号の波形を示すタイミングチャ
ートである。
ートである。
【図３】従来技術の電気的接続を示す回路図である。
【図４】実施例および従来技術における入力電圧と出力
電圧との関係を示す説明図である。
電圧との関係を示す説明図である。
１，１ａ 直流源 ２ スイッチングトランジスタ ３ ＰＷＭコンパレータ ４ 誤差増幅器 ５ 発振回路 ６ 制御回路 ８ 切換回路 ９ 発振回路 ２１ 直流入力 ２２ 直流出力 Ｌ インダクタ ｒｅｆ 基準電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/155
Claims (2)
- 【請求項１】 スイッチングトランジスタを用いてイン
ダクタに流れる電流をスイッチングすることにより直流
入力を昇圧すると共に、昇圧され平滑化された直流出力
の電圧に基づいて前記スイッチングを制御することによ
り前記直流出力の電圧を安定化する昇圧型チョッパレギ
ュレータにおいて、 前記直流出力を動作電源として、前記スイッチングを制
御する制御回路と、 前記直流入力を動作電源として、前記直流入力の電圧よ
り低い電圧範囲で動作する発振回路と、 前記直流入力によって動作し、前記直流出力の電圧が前
記制御回路が動作可能となる電圧より低いときには、前
記発振回路の出力でもって前記スイッチングトランジス
タに前記スイッチングを行わせ、前記直流出力の電圧が
前記制御回路が動作可能となる電圧より高くなったとき
には、前記制御回路の出力でもって前記スイッチングト
ランジスタに前記スイッチングを行わせる切換回路とを
備え、 前記発振回路が、直列接続された２つのインバータから
なり、前記切換回路が、オン時には前記発振回路へ動作
電源として前記直流入力を供給し、オフ時には前記発振
回路への前記直流入力の供給を停止するＰＮＰトランジ
スタを備え ていることを特徴とする昇圧型チョッパレギ
ュレータ。 - 【請求項２】 前記切換回路は、前記直流出力の電圧が
前記制御回路が動作可能となる電圧より低いときには、
前記発振回路に前記直流入力を動作電源として与えると
共に前記制御回路の出力を前記スイッチングトランジス
タのベースに導くことを停止し、前記直流出力の電圧が
前記制御回路が動作可能となる電圧より高くなったとき
には、前記発振回路に前記直流入力を動作電源として与
えることを停止すると共に前記制御回路の出力を前記ス
イッチングトランジスタのベースに導くことを特徴とす
る請求項１記載の昇圧型チョッパレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06241508A JP3140308B2 (ja) | 1994-10-05 | 1994-10-05 | 昇圧型チョッパレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06241508A JP3140308B2 (ja) | 1994-10-05 | 1994-10-05 | 昇圧型チョッパレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08107669A JPH08107669A (ja) | 1996-04-23 |
| JP3140308B2 true JP3140308B2 (ja) | 2001-03-05 |
Family
ID=17075379
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06241508A Expired - Fee Related JP3140308B2 (ja) | 1994-10-05 | 1994-10-05 | 昇圧型チョッパレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3140308B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8003558B2 (en) | 2008-07-29 | 2011-08-23 | Basf Corporation | Internal donor for olefin polymerization catalysts |
| US8003559B2 (en) | 2008-05-13 | 2011-08-23 | Basf Corporation | Internal donor for olefin polymerization catalysts |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CH691010A5 (fr) * | 1997-01-09 | 2001-03-30 | Asulab Sa | Appareil électrique fonctionnant à l'aide d'une source photovoltaïque, notamment pièce d'horlogerie. |
| DE69805011T2 (de) * | 1997-01-09 | 2002-12-12 | Asulab Sa | Mit photovoltaischer Zelle funktionierendes elektronisches Gerät, insbesondere Zeitmesswerk |
| JP3650269B2 (ja) * | 1997-10-07 | 2005-05-18 | セイコーインスツル株式会社 | 発電素子を有する電子時計 |
| WO2007013141A1 (ja) | 2005-07-26 | 2007-02-01 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | エレベーターの制御装置 |
-
1994
- 1994-10-05 JP JP06241508A patent/JP3140308B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8003559B2 (en) | 2008-05-13 | 2011-08-23 | Basf Corporation | Internal donor for olefin polymerization catalysts |
| US8003558B2 (en) | 2008-07-29 | 2011-08-23 | Basf Corporation | Internal donor for olefin polymerization catalysts |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08107669A (ja) | 1996-04-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3571690B2 (ja) | スイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置 | |
| JP3691421B2 (ja) | スイッチドキャパシタ型安定化電源回路 | |
| US5581160A (en) | Method and apparatus for lighting an EL element | |
| US6160389A (en) | Battery charger with low heat dissipation | |
| JP3591496B2 (ja) | 電源装置 | |
| WO2006030569A1 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| US6307359B1 (en) | DC-DC converter powered by doubled output voltage | |
| JPH0251335A (ja) | バッテリ電源装置 | |
| JP2597346Y2 (ja) | ランプ調光装置 | |
| JP3140308B2 (ja) | 昇圧型チョッパレギュレータ | |
| JP2000060115A (ja) | 昇降圧チョッパ方式ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 | |
| JPWO2002099947A1 (ja) | 電源装置及び電源装置の給電方法 | |
| JP3216764B2 (ja) | インバータの駆動回路 | |
| JPH0673713U (ja) | 発光素子駆動回路 | |
| JPH05304729A (ja) | 電源装置 | |
| JP3490049B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3379159B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH10326674A (ja) | Ｅｌ素子の駆動回路 | |
| JP3462694B2 (ja) | 降圧型のｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPS6122606Y2 (ja) | ||
| JPH09149629A (ja) | 昇圧回路 | |
| JP2002058238A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3811174B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2004222394A (ja) | 昇圧回路 | |
| JP2600103Y2 (ja) | 電源回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071215 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081215 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091215 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091215 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101215 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101215 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111215 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111215 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121215 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121215 Year of fee payment: 12 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |