JP3216764B2 - インバータの駆動回路 - Google Patents
インバータの駆動回路Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
- H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
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Description
に関し、さらに詳しくはインバータのスイッチ素子のド
ライブ回路の電源に用いるチャージポンプ式電源回路に
関する。
タの駆動回路であり、n相の場合の1例として最も簡単
をハーフブリッジの場合を示している。図6において、
1は第1の直流電源、2は第2の直流電源、4はダイオ
ード、5は第1のコンデンサ、6は第1ドライブ回路、
7は第2ドライブ回路、8は第1スイッチ素子としての
絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(以下IGBTと称
する)、9は第2スイッチ素子としてのIGBTであ
る。
直流電源1から図示しないDC−DCコンバータなどに
より所望の電圧に変換,絶縁して供給され、第2ドライ
ブ回路7に電力を供給する。また、図6に示した第1の
コンデンサ5は、IGBT9がオン状態のときに、ダイ
オード4を介して第2の直流電源2より電荷を汲み上
げ、この電荷を蓄積して第1ドライブ回路6の電源とし
ている。この方法は、チャージポンプ式またはブートス
トラップ式と呼ばれている。
の駆動回路では、図7(c)に示す第1のコンデンサ5
が充電されていないときや蓄積した電荷が少ないとき
に、図7(a)に示す如くIGBT9をオンさせ、第2
の直流電源2の電圧でコンデンサ5を充電すると、図7
(b)に示すように過大な充電電流が流れ、直流電源2
の電圧が不安定になったり、先述のDC−DCコンバー
タの保護回路が前記過大な充電電流により作動して、イ
ンバータの駆動回路が停止するという問題があった。こ
れを解決するために、第1のコンデンサ5の初期充電時
には、IGBT9を駆動する第2ドライブ回路に、図8
に示すに特殊なパターンのオン・オフ信号を入力して第
1のコンデンサ9の充電電流のデューティを制御する必
要があり、図8の動作をする回路が複雑になるという問
題もあった。
ータの駆動回路を提供することを目的とする。
る第1スイッチ素子と第2スイッチ素子とを直列接続し
たスイッチング回路と、該スイッチング回路に並列接続
され電力を供給する第1の直流電源と、前記第1スイッ
チ素子を駆動する第1ドライブ回路と、前記第2スイッ
チ素子を駆動する第2ドライブ回路と、前記第2ドライ
ブ回路に電力を供給する第2の直流電源と、前記第2ス
イッチ素子がオンの期間中に、前記第2の直流電源より
電荷が供給され、前記第1ドライブ回路に電力を供給す
る第1のコンデンサとを備えたインバータの駆動回路に
おいて、この第1の発明では、前記第2の直流電源から
前記第1のコンデンサへの充電経路にPNPトランジス
タとダイオードとの直列回路を設け、該PNPトランジ
スタのベース端子と前記第2の直流電源の負側端子との
間に抵抗を設け、第2の発明では、前記第2の直流電源
から前記第1のコンデンサへの充電経路にダイオードを
設け、該第2の直流電源の正側端子と前記第1のコンデ
ンサへの充電経路および前記第2ドライブ回路への給電
経路との間にPNPトランジスタを設け、該PNPトラ
ンジスタのベース端子と前記第2の直流電源の負側端子
との間に抵抗を設け、第3の発明では、前記第2の直流
電源から前記第1のコンデンサへの充電経路にダイオー
ドを設け、該第2の直流電源の正側端子と前記第1のコ
ンデンサへの充電経路および前記第2ドライブ回路への
給電経路との間にPNPトランジスタを設け、該PNP
トランジスタのベース端子と前記第2の直流電源の負側
端子との間に抵抗を設け、前記PNPトランジスタのエ
ミッタ端子とベース端子とに並列接続する第2のコンデ
ンサを設ける。
明において、前記第1のコンデンサの初期充電時に、第
2スイッチ素子を所定の時間オンするものである。
充電経路に設けられたPNPトランジスタと該トランジ
スタのベース端子の抵抗とにより、充電電流が一定に保
たれる。また、この充電電流は前記第1のコンデンサの
両端の電圧が充電する第2の直流電源の電圧とほぼ等し
くなるまで一定の値に保たれる。
源が立ち上がり中には、PNPトランジスタと該トラン
ジスタのベース端子の抵抗とにより第1のコンデンサ,
第2ドライブ回路に流れる電流を抑制するので、第2の
直流電源をスムースに立ち上げることができる。第3の
発明によれば、第2の直流電源が立ち上がり中には、P
NPトランジスタと該トランジスタのベース端子の抵抗
と該トランジスタのベース・エミッタ端子間の第2のコ
ンデンサにより第1のコンデンサ,第2ドライブ回路に
流れる電流を阻止し、第2の直流電源が立ち上がったと
きより該第1のコンデンサ,第2ドライブ回路に電流を
抑制しつつ流すようにしているので、第2の直流電源を
スムースに安定して立ち上げることができる。
の発明において、第1のコンデンサの初期充電時に、第
2スイッチ素子を所定の時間オンさせる単純な回路で構
成できる。
図6に示した従来例と同一機能を有するものには同一符
号を付して、その説明を省略する。図1は、この発明の
第1の実施例を示すインバータの駆動回路である。図1
において、3はPNPトランジスタ、10はバイアス用
の抵抗であり、図2(c)に示す第1のコンデンサ5に
電荷がたっまっていない状態で、IGBT9をオンさせ
て(図2(a))、第1のコンデンサ5に電荷を充電さ
せると、PNPトランジスタ3を通して充電するため、
図2(b)に示すように第2の直流電源2の電圧とほぼ
等しくなるまで充電電流は一定に保たれ、図2(c)の
ように第1のコンデンサ5の両端の電圧が直線的に上昇
する。このときの充電電流I〔A〕は、式(1)で表さ
れる。
C 〔V〕は、式(2)となる。
容量〔F〕である。図3は、この発明の第2の実施例を
示すインバータの駆動回路である。図3において、11
はPNPトランジスタ、12はバイアス用の抵抗であ
り、第2の直流電源2が立ち上がり中には、PNPトラ
ンジスタ11と抵抗12とにより、第1のコンデンサ
5,第2ドライブ回路7に流れる電流が、前記式(1)
におけるE2 が立ち上がる過程の電圧(E2 )となり、
この電流を抑制するので、第2の直流電源2をスムース
に立ち上げる。
ンバータの駆動回路である。図4において、11はPN
Pトランジスタ、12はバイアス用の抵抗、13は第2
のコンデンサであり、図5(a)に示すように第1の直
流電源1に電圧が印加されると、第2の直流電源2の電
圧が図5(b)のように立ち上がる。このとき、第2の
コンデンサ13により、PNPトランジスタ11のバイ
アス電流がバイパスされてPNPトランジスタ11は、
オフ状態を維持する。第2の直流電源2が、立ち上がっ
たのちにコンデンサ13の充電電圧が上昇すると、図5
(c)に示すようにPNPトランジスタ11のベースに
バイアス電流が流れ、PNPトランジスタ11がオン状
態となる。抵抗12の抵抗値とコンデンサ13の静電容
量で決まる時定数を選定することにより、第2の直流電
源2が立ち上がる途中の不安定な時に、第1のコンデン
サ,第2ドライブ回路への電源供給は行わないようにし
て、第2の直流電源2の立ち上がり特性を安定化する。
実施例において、第1のコンデンサ5の初期充電時に、
第2スイッチ素子9を所定、例えば数秒の時間オンする
ことにより、第1のコンデンサ5の充電電流を抑制しつ
つ、充電を完了して、インバータの駆動回路を運転可能
にする。
第1のコンデンサへの充電経路にトランジスタなどから
構成する充電電流抑制回路を設置することにより第2の
直流電源の立ち上がり時の不具合を解消し、また、前記
充電電流抑制回路を設けたことで、第1のコンデンサの
初期充電は、第2スイッチ素子9を所定の時間オンする
のみの簡単な回路な実現できる。
動回路の構成図
動回路の構成図
動回路の構成図
Claims (4)
- 【請求項1】相補的にオン・オフされる第1スイッチ素
子と第2スイッチ素子とを直列接続したスイッチング回
路と、該スイッチング回路に並列接続され電力を供給す
る第1の直流電源と、前記第1スイッチ素子を駆動する
第1ドライブ回路と、前記第2スイッチ素子を駆動する
第2ドライブ回路と、前記第2ドライブ回路に電力を供
給する第2の直流電源と、前記第2スイッチ素子がオン
の期間中に、前記第2の直流電源より電荷が供給され、
前記第1ドライブ回路に電力を供給する第1のコンデン
サとを備えたインバータの駆動回路において、 前記第2の直流電源から前記第1のコンデンサへの充電
経路にPNPトランジスタとダイオードとの直列回路を
設け、該PNPトランジスタのベース端子と前記第2の
直流電源の負側端子との間に抵抗を設けたことを特徴と
するインバータの駆動回路。 - 【請求項2】相補的にオン・オフされる第1スイッチ素
子と第2スイッチ素子とを直列接続したスイッチング回
路と、該スイッチング回路に並列接続され電力を供給す
る第1の直流電源と、前記第1スイッチ素子を駆動する
第1ドライブ回路と、前記第2スイッチ素子を駆動する
第2ドライブ回路と、前記第2ドライブ回路に電力を供
給する第2の直流電源と、前記第2スイッチ素子がオン
の期間中に、前記第2の直流電源より電荷が供給され、
前記第1ドライブ回路に電力を供給する第1のコンデン
サとを備えたインバータの駆動回路において、 前記第2の直流電源から前記第1のコンデンサへの充電
経路にダイオードを設け、該第2の直流電源の正側端子
と前記第1のコンデンサへの充電経路および前記第2ド
ライブ回路への給電経路との間にPNPトランジスタを
設け、該PNPトランジスタのベース端子と前記第2の
直流電源の負側端子との間に抵抗を設けたことを特徴と
するインバータの駆動回路。 - 【請求項3】相補的にオン・オフされる第1スイッチ素
子と第2スイッチ素子とを直列接続したスイッチング回
路と、該スイッチング回路に並列接続され電力を供給す
る第1の直流電源と、前記第1スイッチ素子を駆動する
第1ドライブ回路と、前記第2スイッチ素子を駆動する
第2ドライブ回路と、前記第2ドライブ回路に電力を供
給する第2の直流電源と、前記第2スイッチ素子がオン
の期間中に、前記第2の直流電源より電荷が供給され、
前記第1ドライブ回路に電力を供給する第1のコンデン
サとを備えたインバータの駆動回路において、 前記第2の直流電源から前記第1のコンデンサへの充電
経路にダイオードを設け、該第2の直流電源の正側端子
と前記第1のコンデンサへの充電経路および前記第2ド
ライブ回路への給電経路との間にPNPトランジスタを
設け、該PNPトランジスタのベース端子と前記第2の
直流電源の負側端子との間に抵抗を設け、前記PNPト
ランジスタのエミッタ端子とベース端子とに並列接続す
る第2のコンデンサを設けたことを特徴とするインバー
タの駆動回路。 - 【請求項4】請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の
インバータの駆動回路において、 前記第1のコンデンサの初期充電時に、第2スイッチ素
子を所定の時間オンすることを特徴とするインバータの
駆動回路。
Priority Applications (2)
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP31143594A JP3216764B2 (ja) | 1994-12-15 | 1994-12-15 | インバータの駆動回路 |
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JPH08168269A JPH08168269A (ja) | 1996-06-25 |
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Family
ID=18017184
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP31143594A Expired - Lifetime JP3216764B2 (ja) | 1994-12-15 | 1994-12-15 | インバータの駆動回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
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1994
- 1994-12-15 JP JP31143594A patent/JP3216764B2/ja not_active Expired - Lifetime
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1995
- 1995-12-11 US US08/570,469 patent/US5684687A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
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