JP3607033B2 - 半導体装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体装置におけるパワーデバイスの駆動技術に関するものである。より具体的には、本発明は、ハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路は、図１０に示すように、高圧直流電源１ＰとグランドＧＮＤ間に直列に接続した２個のスイッチングデバイスＱ２Ｐ，Ｑ１Ｐと、これらのスイッチングデバイスＱ２Ｐ，Ｑ１Ｐをそれぞれ駆動する高圧側駆動回路（ゲートドライバ）２Ｐ及び低圧側駆動回路（ゲートドライバ）３Ｐとを備えており、２個のスイッチングデバイスＱ１Ｐ，Ｑ２Ｐを上記駆動回路３Ｐ，２Ｐによって交互にオン、オフさせるものである。
【０００３】
従来のパワーデバイスの駆動回路においては、一方をグランドＧＮＤに接続した低圧直流電源４Ｐから、その電圧ＶＣＣを低圧側駆動回路３Ｐに供給し、また低圧直流電源４ＰからダイオードＤｉＰを通してコンデンサＣＰに充電した電圧を高圧側駆動回路３Ｐに供給している。通常、高圧直流電源１ＰとグランドＧＮＤ間に直列に接続した２個のスイッチングデバイスＱ２Ｐ，Ｑ１Ｐには、それぞれダイオードＤ２Ｐ，Ｄ１Ｐが逆並列接続されている。これらのダイオードＤ１Ｐ，Ｄ２Ｐは、インダクタンスＬの負荷時の誘導起電力の回生用として用いられる。
【０００４】
図１０の従来の駆動回路の動作原理は、次の通りである。即ち、（Ａ）低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐがオン状態の時に、低圧直流電源４Ｐから、ダイオードＤｉＰ、コンデンサＣＰ、低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐまたは、ダイオードＤ１Ｐから成る経路Ｌ１又はＬ２でコンデンサＣＰを充電しておき、（Ｂ）高圧側スイッチングデバイスＱ２Ｐがオン状態の時に、ダイオードＤｉＰが逆バイアスとなる結果、コンデンサＣＰをフローティング状態として、コンデンサＣＰに充電された電圧を高圧側駆動回路２Ｐに供給することとしている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１０に示した従来の駆動回路では、コンデンサＣＰの充電経路Ｌ１又はＬ２にそれぞれ低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐまたは、低圧側のダイオードＤ１Ｐが存在するため、低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐのオン電圧をＶＣＥ、ダイオードＤ１Ｐの順方向電圧をＶＦ、ダイオードＤｉＰの順方向電圧をＶＤ、低圧直流電源４Ｐの電圧をＶＣＣとして表わすと、コンデンサＣＰの充電ＶＣは、以下の範囲となる。
【０００６】
ＶＣ＝（ＶＣＣ−ＶＤ−ＶＣＥ）〜（ＶＣＣ−ＶＤ＋ＶＦ）
このように、インダクタンスＬの負荷時には、低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐがオン状態で低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐに電流が流れる時（経路１）と、ダイオードＤ１Ｐに電流が流れる時（経路Ｌ２）が存在する。
【０００７】
通常は、低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐのオン電圧ＶＣＥは２Ｖ程度であり、ダイオードＤ１Ｐの順方向電圧ＶＦも２Ｖ程度である。従って、ダイオードＤｉＰの順方向電圧ＶＤを１Ｖ程度とするならば、コンデンサＣＰの充電電圧ＶＣは、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−３Ｖ）〜（ＶＣＣ＋１Ｖ）
の範囲で変化することになる。即ち、経路Ｌ１で電流が流れてコンデンサＣＰが充電されるときには、その充電電圧ＶＣは低圧直流電源の電圧ＶＣＣよりも３Ｖも低い値となってしまう。
【０００８】
この場合、１５Ｖ駆動スイッチングデバイス（ＶＣＣ＝１５Ｖ）では、充電電圧ＶＣの範囲は１２Ｖ〜１６Ｖとなる。１５Ｖ駆動時には、高圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐのオン時のゲート電圧は最小でも３Ｖあるので、この程度の充電電圧ＶＣの変動は、使用可能な電圧範囲であると言える。
【０００９】
ところが、５Ｖ駆動スイッチングデバイス（ＶＣＣ＝５Ｖ）では、ＶＣ＝２Ｖ〜６Ｖとなり、その変動が大きすぎるために、本回路を使用することができないという問題が発生する。即ち、５Ｖ駆動時には、高圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐのオン時のゲート電圧は０．５〜０．７５Ｖであるため、充電電圧ＶＣがその駆動電圧５Ｖから３Ｖも低下するときには、スイッチングデバイスＱ１Ｐがオンしても、オン抵抗が大となってしまい、スイッチングデバイスＱ２Ｐでのロスが大きくなってしまう。それどころか、スイッチングデバイスＱ２Ｐのドライブさえも制御できなくなる事態も生じうる。
【００１０】
このように、ハーフブリッジ構成のパワーデバイスの従来の単電源駆動回路は、高圧側スイッチングデバイスの駆動回路に電圧を供給するためのコンデンサの充電経路に低圧側スイッチングデバイスまたは、低圧側スイッチングデバイスに逆並列接続されているダイオードが入っていることに起因して、充電電圧が大きく変化するという問題点を根本的に内包している。このため、従来回路を用いて５Ｖ駆動スイッチングデバイスを低圧直流電源電圧５Ｖで駆動することができないという問題点が生じている。この問題点は、最近のデバイスの低電圧化の傾向にとっては、克服すべき懸案事項と言える。
【００１１】
本発明は、コンデンサの充電経路に低圧側スイッチングデバイスまたは、低圧側スイッチングデバイスに逆並列接続されているダイオードが存在していても、コンデンサの充電電圧を変化させない半導体装置の駆動回路技術を提供しようとするものである。
【００１２】
また、本発明は、コンデンサの充電経路そのものに低圧側スイッチングデバイスや、低圧側スイッチングデバイスに逆並列接続されているダイオードが入らない回路構成を実現して、コンデンサの充電電圧を変化させないで、５Ｖ駆動スイッチングデバイスを低圧直流電源電圧５Ｖで使用することが可能な、半導体装置の駆動回路技術を、提供しようとするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、高圧直流電源にその第１電極が接続された高圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記高圧側スイッチングデバイスの制御電極及び第２電極に接続された高圧側駆動回路と、前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極にその第１電極が接続され、その第２電極がグランドに接続された低圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記低圧側スイッチングデバイスの制御電極及び前記第２電極に接続された低圧側駆動回路とを備え、前記高圧側スイッチングデバイスと前記低圧側スイッチングデバイスとは、前記高圧側駆動回路と前記低圧側駆動回路とによって交互にその動作をオン、オフするように制御されており、ダイオードと、その一端及び他端がそれぞれ前記ダイオードのアノード及び前記グランドに接続された低圧直流電源と、その第１電極が前記ダイオードを介して前記低圧直流電源の前記一端に接続され且つ前記高圧側駆動回路の第３端にも接続されており、その第２電極が前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極に接続されたコンデンサと、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にある間に成される前記コンデンサの充電期間中、前記コンデンサの両端間の電圧値を固定する電圧固定手段とを、更に備えることを特徴とする。
【００１４】
しかも、請求項１に係る発明は、上記の半導体装置において、前記電圧固定手段は、そのカソードが前記コンデンサの前記第１電極に接続され、そのアノードが前記コンデンサの前記第２電極に接続された、ツェナーダイオードを備え、前記低圧直流電源の電圧は、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧と前記ダイオードの順方向電圧と前記低圧側スイッチングデバイスのオン電圧との和よりも大きく設定されていることを特徴とする。
【００１５】
請求項２に係る発明は、請求項１記載の半導体装置において、前記低圧側スイッチングデバイスの前記第１及び第２電極にそのカソード及びアノードがそれぞれ接続された低圧側ダイオードと、前記ダイオードのカソード及び前記コンデンサの前記第１電極にその一端及び他端が接続された抵抗とを、更に備えることを特徴とする。
【００１６】
請求項３に係る発明は、高圧直流電源にその第１電極が接続された高圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記高圧側スイッチングデバイスの制御電極及び第２電極に接続された高圧側駆動回路と、前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極にその第１電極が接続され、その第２電極がグランドに接続された低圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記低圧側スイッチングデバイスの制御電極及び前記第２電極に接続された低圧側駆動回路とを備え、前記高圧側スイッチングデバイスと前記低圧側スイッチングデバイスとは、前記高圧側駆動回路と前記低圧側駆動回路とによって交互にその動作をオン、オフするように制御されており、前記低圧側スイッチングデバイスの前記第１及び第２電極にそのカソード及びアノードがそれぞれ接続された低圧側ダイオードと、ダイオードと、その一端及び他端がそれぞれ前記ダイオードのアノード及び前記グランドに接続された低圧直流電源と、前記ダイオードのカソードと前記グランドと前記高圧側駆動回路の第３端とに接続され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にある間に、前記低圧側スイッチングデバイスと前記低圧側ダイオードとを介在させることなく、前記低圧直流電源から供給される、前記高圧側スイッチングデバイスを駆動するのに必要な電荷を自ら充電する一方、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときに前記電荷に対応した充電電圧を前記高圧側駆動回路に供給する充電電圧供給手段とを、更に備えることを特徴とする。
【００１７】
請求項４に係る発明は、請求項３記載の半導体装置において、前記ダイオードを第１ダイオードとすると、前記充電電圧供給手段は、前記第１ダイオードの前記カソードにその第１電極が接続された第１コンデンサと、前記第１コンデンサの第２電極と前記グランドとの間に配設され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオンに制御され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオフに制御される、第１スイッチと、そのアノード及びカソードが前記第１ダイオードの前記カソード及び前記高圧側駆動回路の前記第３端にそれぞれ接続された第２ダイオードと、その第１及び第２電極が前記高圧側駆動回路の前記第３端及び前記第２端にそれぞれ接続された第２コンデンサと、前記第１コンデンサの前記第２電極と前記第２コンデンサの前記第２電極との間に配設され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオフに制御され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオンに制御される、第２スイッチとを、備えることを特徴とする。
【００１８】
請求項５に係る発明は、請求項４記載の半導体装置において、前記第２ダイオードに代えて、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオフに制御され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオンに制御される、第３スイッチを、備えることを特徴とする。
【００１９】
請求項６に係る発明は、高圧直流電源にその第１電極が接続された高圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記高圧側スイッチングデバイスの制御電極及び第２電極に接続された高圧側駆動回路と、前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極にその第１電極が接続され、その第２電極がグランドに接続された低圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記低圧側スイッチングデバイスの制御電極及び前記第２電極に接続された低圧側駆動回路とを備え、前記高圧側スイッチングデバイスと前記低圧側スイッチングデバイスとは、前記高圧側駆動回路と前記低圧側駆動回路とによって交互にその動作をオン、オフするように制御されており、前記低圧側スイッチングデバイスの前記第１及び第２電極にそのカソード及びアノードがそれぞれ接続された低圧側ダイオードと、ダイオードと、その一端及び他端がそれぞれ前記ダイオードのアノード及び前記グランドに接続された低圧直流電源と、前記ダイオードのカソードと前記グランドと前記高圧側駆動回路の第３端とに接続され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にある間に、前記低圧側スイッチングデバイスと前記低圧側ダイオードとを介在させることなく、前記低圧直流電源から供給される、前記高圧側スイッチングデバイスを駆動するのに必要な電荷を自ら充電する一方、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときに前記電荷に対応した充電電圧を前記高圧側駆動回路に供給する充電電圧供給手段とを、更に備えることを特徴とする。
【００２０】
請求項７に係る発明は、請求項６記載の半導体装置において、前記ダイオードを第１ダイオードとすると、前記充電電圧供給手段は、前記第１ダイオードの前記カソードにその第１電極が接続された第１コンデンサと、前記第１コンデンサの第２電極と前記グランドとの間に配設され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオンに制御され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオフに制御される、第１スイッチと、そのアノード及びカソードが前記第１ダイオードの前記カソード及び前記高圧側駆動回路の前記第３端にそれぞれ接続された第２ダイオードと、その第１及び第２電極が前記高圧側駆動回路の前記第３端及び前記第２端にそれぞれ接続された第２コンデンサと、前記第１コンデンサの前記第２電極と前記第２コンデンサの前記第２電極との間に配設され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオフに制御され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオンに制御される、第２スイッチとを、備えることを特徴とする。
【００２１】
請求項８に係る発明は、請求項４，５及び７のいずれかに記載の半導体装置において、前記低圧直流電源の電圧を、前記高圧側スイッチングデバイスの駆動電圧に前記第１ダイオードの順方向電圧分だけを加えた値に設定することを特徴とする。
【００２２】
請求項９に係る発明は、高圧直流電源にその第１電極が接続された高圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記高圧側スイッチングデバイスの制御電極及び第２電極に接続された高圧側駆動回路と、前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極にその第１電極が接続され、その第２電極がグランドに接続された低圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記低圧側スイッチングデバイスの制御電極及び前記第２電極に接続された低圧側駆動回路と、前記低圧側スイッチングデバイスの前記第１及び第２電極にそのカソード及びアノードがそれぞれ接続された低圧側ダイオードと、前記高圧側駆動回路の第３端及び前記第２端との間に並列に接続されたコンデンサと、低圧直流電源をソースとし、スイッチング手段を備える、前記コンデンサの充電経路とを備え、前記高圧側スイッチングデバイスと前記低圧側スイッチングデバイスとを、前記高圧側駆動回路と前記低圧側駆動回路とによって交互にオン、オフするように制御すると共に、前記高圧側スイッチングデバイス及び前記低圧側スイッチングデバイスの動作状態に応じて前記スイッチング手段の動作をオン、オフに交互に切り換え制御することにより、前記低圧側スイッチングデバイス及び前記低圧側ダイオードを介在させることなく、前記充電経路より、前記高圧側スイッチングデバイスを駆動するのに必要な電圧を前記コンデンサに充電することを特徴とする。
【００２３】
【発明の実施の形態】
この発明は、大別して、次の２つの基本的な技術的思想を有している。
【００２４】
（Ｉ） その第一は、コンデンサに充電したい電圧をツェナーダイオードのツェナー電圧で決定してしまい、コンデンサの充電経路に入っている低圧側スイッチングデバイスまたは、低圧側スイッチングデバイスに逆並列接続されているダイオードの影響による変化分以上だけ、コンデンサの充電電圧よりも高い電圧を有する低圧直流電源を使用する点にある。
【００２５】
（ＩＩ） その第二は、コンデンサの充電経路中に低圧側スイッチングデバイスまたは、低圧側スイッチングデバイスに逆並列接続されているダイオードが含まれることを防止すると共に、他のスイッチ手段を設けて、低圧側スイッチングデバイス及び高圧側スイッチングデバイスのそれぞれのオンのタイミングで上記スイッチ手段をオン、オフすることにより、コンデンサを充電する点にある。この構成を用いるときには、後述するように、コンデンサの充電電圧の変化を従来よりも格段に小さくすることができる。
【００２６】
以下に示す実施の形態１〜３の内で、実施の形態１は上記構成（Ｉ）に基づくものであり、実施の形態２，３は共に上記構成（ＩＩ）に立脚するものである。
【００２７】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１について、図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００２８】
図１は、実施の形態１に係る半導体装置の構成を示す図である。本装置は、ハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路に関する。
【００２９】
本装置は、高圧直流電源１とグランドＧＮＤ間にこの順序で直列に接続された２個のスイッチングデバイスＱ２，Ｑ１と、２個のスイッチングデバイスＱ２，Ｑ１にそれぞれ逆並列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２と、２個のスイッチングデバイスＱ２，Ｑ１をそれぞれ駆動するゲートドライバ、即ち、高圧側駆動回路２及び低圧側駆動回路３とを備えている。
【００３０】
これらの内で、スイッチングデバイスＱ２，Ｑ１をそれぞれ「高圧側スイッチングデバイスないし第２スイッチングデバイス」，「低圧側スイッチングデバイスないし第１スイッチングデバイス」とも称し、又、ダイオードＤ２，Ｄ１をそれぞれ「高圧側ダイオード」、「低圧側ダイオード」とも称す。そして、上記デバイスＱ２，Ｄ２の端子の内で高圧直流電源１に接続されたものをそれぞれ「第１電極」，「第２電極（カソード）」と定義し、上記デバイスＱ２，Ｄ２の他方の端子、即ち、デバイスＱ２の基準電位ノードＮ１（出力端子ＯＵＴ）側の端子を、それぞれ「第２電極」，「第１電極（アノード）」と定義する。又、高圧側駆動回路２の第１端に接続されている上記デバイスＱ２の端子を「制御電極」と定義する。以後、上記基準電位ノードＮ１を、単に「ノードＮ１」と称す。
【００３１】
上記デバイスＱ１，Ｄ１についても同様に、上記ノードＮ１に接続された端子をそれぞれ「第１電極」，「第２電極（カソード）」と定義し、グランドＧＮＤに接続された他方の端子をそれぞれ「第２電極」，「第１電極（アノード）」と定義する。両スイッチングデバイスＱ１，Ｑ２は、例えばＩＧＢＴやパワーＭＯＳトランジスタ等よりなる。
【００３２】
尚、記号ＰＣは、パスコンを示す。
【００３３】
２個のスイッチングデバイスＱ１，Ｑ２の動作は、外部のオン・オフ切替え信号発生回路５が生成・出力するオン・オフ切替信号６，７（信号７は信号６の逆相信号である）に応じて、交互にオン、オフされる。
【００３４】
一端をグランドＧＮＤに接続された低圧直流電源４（その電圧値はＶＣＣ）から、第１抵抗Ｒ１を通して、その第１電極（アノード）がグランドＧＮＤに接続された第１ツェナーダイオード（ないし低圧側ツェナーダイオード）ＺＤ１に電流を流す。その結果発生する、第１ツェナーダイオードＺＤ１の第２電極（カソード）と第１電極間の電圧を低圧側駆動回路３に供給する。
【００３５】
他方、低圧直流電源４からダイオードＤｉ、第２抵抗Ｒ２を通して、その第１電極（アノード）が高圧側スイッチングデバイスＱ２の基準電位（出力）のノードＮ１に接続された第２ツェナーダイオード（ないし高圧側ツェナーダイオード）ＺＤ２に電流を流し、第２ツェナーダイオードＺＤ２の第２電極（カソード）と第１電極間に生ずる電圧を、第２ツェナーダイオードＺＤ２に並列に接続されたコンデンサＣを介して高圧側駆動回路２に供給する。尚、コンデンサＣの第１電極と接続された高圧側駆動回路２の端子を「第３端」とし、コンデンサＣの第２電極と接続された高圧側駆動回路２の端子を「第２端」と定義する。
【００３６】
ここでは、第１及び第２ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２とも、そのツェナー電圧が５Ｖ程度になるものが用いられる。
【００３７】
次に、本装置におけるパワーデバイスの駆動動作について説明する。
【００３８】
（Ａ） 低圧側スイッチングデバイスＱ１がオン状態にある時：
低圧直流電源４からダイオードＤｉ、第２抵抗Ｒ２を通してコンデンサＣ、低圧側スイッチングデバイスＱ１または、低圧側ダイオードＤ１に至る充電経路（Ｌ１，Ｌ２）によって、コンデンサＣに、第２ツェナーダイオードＺＤ２の両電極間に生ずる電圧（即ち、ツェナー電圧）で定まる電荷を充電する。従って、コンデンサＣの充電電圧は一定である。
【００３９】
（Ｂ） 高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態にある時：
ダイオードＤｉが逆バイアス状態となるので、コンデンサＣはフローティング状態となり、コンデンサＣに充電された電圧は高圧側駆動回路２の第３端に供給される。
【００４０】
ここで、低圧側スイッチングデバイスＱ１のオン電圧をＶＣＥ、低圧側ダイオードＤ１の順方向電圧をＶＦ、ダイオードＤｉの順方向電圧をＶＤ、第２ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧をＶＺＤ２、低圧直流電源の電圧をＶＣＣとして表わすと、上記電圧ＶＣＣを、
ＶＣＣ＞ＶＺＤ２＋ＶＤ＋ＶＣＥ…（１）式
に設定することにより、コンデンサＣの充電電圧ＶＣを、常にＶＣ＝ＶＺＤ２に設定することができる。尚、コンデンサＣが充電された後は、第２抵抗Ｒ２には電流が流れなくなるので、電圧ＶＣＣを設定する際の限界点を考えるときには、第２抵抗Ｒ２での電圧を０Ｖとして扱うことができる。第２抵抗Ｒ２自体は、低圧側ダイオードＤ１に電流が流れたときの電圧分を補償する部分である。
【００４１】
他方、上記（１）式に基づき、低圧直流電源４の電圧ＶＣＣを通常のパワーデバイスの駆動電圧（５Ｖ）よりも高い値に設定しているので、低圧側駆動回路３に供給される電圧は、低圧直流電源４から第１抵抗Ｒ１を通して第１ツェナーダイオードＺＤ１に至る経路によって供給され、その供給電圧は、第１ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧ＶＺＤ１、従って、ＶＺＤ１＝ＶＺＤ２となる。即ち、第１抵抗Ｒ１の値は、上記供給電圧がツェナー電圧ＶＺＤ１（＝ＶＺＤ２）となるように設定されている。
【００４２】
以上により、高圧側駆動電源のコンデンサＣの充電電圧の変動を０Ｖとすることができ、５Ｖ駆動スイッチングデバイスを安定して駆動することが可能となる。
【００４３】
なお、第２ツェナーダイオードＺＤ２は、低圧側スイッチングデバイスＱ１をオン状態にしてコンデンサＣを充電中に、コンデンサの両端間の電圧を固定する手段であると言える。
【００４４】
以上より、図１の第２ツェナーダイオードＺＤ２は、低圧側スイッチングデバイスＱ１の動作がオン状態にある間に成されるコンデンサＣの充電期間中、コンデンサＣの両端間の電圧値を固定する電圧固定手段であると言える。
【００４５】
（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２に係る半導体装置を示す図である。
【００４６】
同図２の装置が図１の装置と異なる点は、第２ツェナーダイオードＺＤ２と第２抵抗Ｒ２とに代えて、第１コンデンサＣ１と、第１及び第２ダイオードＤｉ１，Ｄｉ２と、第１及び第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２とを設けた点にある。その他の構成は同じである。即ち、第１ダイオードＤｉ１のカソードと第２ダイオードＤｉ２のアノードとの接続ノードに第１コンデンサＣ１の第１電極が接続され、第１コンデンサＣ１の第２電極と第１スイッチＳＷ１の第１端との接続ノードＮ３に第２スイッチＳＷ２の第１端が接続され、第１及び第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２の第２端は、それぞれグランドＧＮＤ及びノードＮ１に接続されている。ここでは、図１のコンデンサＣを、第２コンデンサＣと定義する。
【００４７】
尚、図２では、図１で図示した外部のオン・オフ切替信号発生回路５の図示化を省略している。以下の他の実施の形態でも、当該回路５の図示化を同様に省略している。
【００４８】
低圧直流電源４（その電圧はＶＣＣ）から第１抵抗Ｒ１を通して第１ツェナーダイオードＺＤ１に印加される電圧、即ちツェナー電圧ＶＺＤ１（＝５Ｖ）を、低圧側駆動回路３に供給することとしている。
【００４９】
他方、第１スイッチＳＷ１のオン、第２スイッチＳＷ２のオフにより、低圧直流電源４から第１ダイオードＤｉ１を通して第１コンデンサＣ１と第１スイッチＳＷ１とにより形成される充電経路Ｌ３によって第１コンデンサＣ１を充電し、次に、第２スイッチＳＷ２のオン，第１スイッチＳＷ１のオフにより第１コンデンサＣ１から第２ダイオードＤｉ２を通して第２コンデンサＣに充電し、第２コンデンサＣの充電電圧を高圧側駆動回路２に供給するようにしている。
【００５０】
以下に、動作について説明する。但し、図２の回路では、駆動方法として２つの方法が考えられるので、それらを方法（Ａ），（Ｂ）として順次に説明する。
【００５１】
（第１方法Ａ）
第１ダイオードＤｉ１、第２ダイオードＤｉ２の順方向電圧をいずれもＶＤとして表わし、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のオン電圧をＯＶであるものとする。
【００５２】
（ａ） 高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態のとき：
第１スイッチＳＷ１をオンに、第２スイッチＳＷ２をオフに制御する。このとき、低圧直流電源４から、各素子Ｄｉ１，Ｃ１，ＳＷ１より成る充電経路Ｌ３によって、第１コンデンサＣ１は充電される。その充電電圧ＶＣ１は、
ＶＣ１＝ＶＣＣ−ＶＤ
となる。このとき、第２スイッチＳＷ２がオフであるので、充電経路Ｌ３には、低圧側スイッチングデバイスＱ１や、低圧側ダイオードＤ１は、入らない。従って、従来技術のような充電圧ＶＣ１の変動は生じない。
【００５３】
このタイミングでは、（ａ）よりも前の（ｂ）の動作によって既に第２コンデンサＣに充電されている電圧ＶＣにより、高圧側駆動回路２が動作する。このとき、高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態にあるので、高圧側スイッチングデバイスＱ２の出力の電位は高く、第２のコンデンサＣはフローティング状態にある。
【００５４】
（ｂ） 次に、低圧側スイッチングデバイスＱ１がオン状態のとき：
第１スイッチＳＷ１をオフに、第２スイッチＳＷ２をオンに制御する。このときの充電経路は、▲１▼低圧直流電源４から各素子Ｄｉ１，Ｄｉ２，Ｃを経て低圧側スイッチングデバイスＱ１または、低圧側ダイオードＤ１から成る第１の経路Ｌ４と、▲２▼第１コンデンサＣ１から各素子Ｄｉ２，Ｃを経て第２スイッチＳＷ２に至る第２の経路Ｌ５とがある。それぞれの経路Ｌ４，Ｌ５での充電電圧ＶＣは、ＶＣＥ＝ＶＦ＝２Ｖ，ＶＤ＝１Ｖとすると、次の通りとなる。
【００５５】
先ず第１の経路Ｌ４では、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−２＊ＶＤ−ＶＣＥ）〜（ＶＣＣ−２＊ＶＤ＋ＶＦ）＝（ＶＣＣ−４Ｖ）〜ＶＣＣ
となる。他方、第２の経路Ｌ５では、
ＶＣ＝ＶＣ１−ＶＤ＝ＶＣＣ−２＊ＶＤ＝ＶＣＣ−２Ｖ
となる。
【００５６】
このとき、第１の経路Ｌ４での充電電圧ＶＣが、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−４Ｖ）〜（ＶＣＣ−２Ｖ）
となるときは、第２の経路Ｌ５による充電電圧ＶＣの方がその電圧のレベルが高いので、第１ダイオードＤｉ１が逆バイアス状態となり、第１コンデンサＣ１から上記の第２経路Ｌ５を介してのみ、第２コンデンサＣは充電されることとなる。その結果、充電電圧ＶＣは、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−２Ｖ）〜ＶＣＣ…（２）式
となる。
【００５７】
したがって、上記（２）式を踏まえて、低圧直流電源４の電圧ＶＣＣを予め高圧側スイッチングデバイスＱ１の駆動電圧の最適値（例えば５Ｖ）よりも１Ｖだけ高く設定しておけば（上記（２）式のＶＣＣをＶＣＣ＋１Ｖに置き換えれば）、高圧側駆動回路２への供給電圧の変動を±１Ｖにすることができる。つまり、低圧直流電源４の電圧ＶＣＣを、高圧側スイッチングデバイスＱ２の駆動電圧（５Ｖ）に第１ダイオードＤｉ１の順方向電圧ＶＤ分だけを加えた値に設定すれば、供給電圧の変動分は±１Ｖに抑えられる。
【００５８】
低圧側駆動回路３への電圧供給は、低圧直流電源２から抵抗Ｒ１を介してツェナーダイオードＺＤ１に至る経路によって行われる。この場合、低圧側スイッチングデバイスＱ１の駆動電圧の最適値（５Ｖ）に等しいツェナー電圧を有するツェナーダイオードＺＤ１が用いられている。従って、ＶＣＣ＝５Ｖ＋１Ｖとすれば、抵抗Ｒ１での電圧が１Ｖとなるように、抵抗Ｒ１の値が設定される。
【００５９】
図３に、上記の動作のタイミングチャートを示す。
【００６０】
以上より、ここでは、各素子Ｃ１，ＳＷ１，Ｄｉ２，ＳＷ２が、ダイオードＤｉ１のカソードとグランドＧＮＤと高圧側駆動回路２の第３端とに接続され、高圧側スイッチングデバイスＱ２の動作がオン状態にある間に、低圧側スイッチングデバイスＱ１と低圧側ダイオードＤ１とを介在させることなく、低圧直流電源４から供給される、高圧側スイッチングデバイスＱ２を駆動するのに必要な電荷を自ら充電する一方、低圧側スイッチングデバイスＱ１の動作がオン状態にあるときに前記電荷に対応した充電電圧を高圧側駆動回路２に供給する、充電電圧供給手段を構成していると言える。
【００６１】
（Ｂ） 次に、図２の回路の第２の駆動方法による場合の動作について説明する。第１ダイオードＤｉ１、第２ダイオードＤｉ２の順方向電圧をいずれもＶＤとし、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のオン電圧を共にＯＶとする。
【００６２】
（ａ） 低圧側スイッチングデバイスＱ１がオン状態のとき：
第１スイッチＳＷ１をオンに、第２スイッチＳＷ２をオフにそれぞれ制御する。このとき、低圧直流電源４から各素子Ｄｉ１，Ｃ１，ＳＷ１に至る充電経路Ｌ３により、第１コンデンサＣ１は充電され、その充電電圧ＶＣ１は、
ＶＣ１＝ＶＣＣ−ＶＤ
となる。このとき、第２スイッチＳＷ２がオフであるので、充電経路Ｌ３に低圧側スイッチングデバイスＱ１や、低圧側ダイオードＤ１は、入らない。従って、充電電圧ＶＣ１の変動要因が防止される。
【００６３】
このタイミングでは、第２コンデンサＣに充電された電圧ＶＣにより、高圧側駆動回路２が動作する。しかし、このときには高圧側スイッチングデバイスＱ２がオフ状態にあるので、出力端ＯＵＴ（ノードＮ１）の電位は低く、第２コンデンサＣは、低圧直流電源４から各素子Ｄｉ１，Ｄｉ２，Ｃを経て低圧側スイッチングデバイスＱ１または、低圧側ダイオードＤ１に至る経路で充電され、その充電電圧ＶＣは、ＶＣＥ＝ＶＦ＝２Ｖ，ＶＤ＝１Ｖとすると、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−２＊ＶＤ−ＶＣＥ）〜（ＶＣＣ−２＊ＶＤ＋ＶＦ）＝（ＶＣＣ−４Ｖ）〜ＶＣＣ
となる。充電電圧ＶＣは、最悪のケースでは（ＶＣＣ−４Ｖ）となるが、高圧側スイッチングデバイスＱ２がオフ状態にあるので、全く問題は生じない。
【００６４】
（ｂ） 高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態のとき：
第１スイッチＳＷ１をオフに、第２スイッチＳＷ２をオンにそれぞれ制御する。このとき、第２コンデンサＣは、第１コンデンサＣ１から各素子Ｄｉ２，Ｃ及びＳＷ２に至る充電経路で充電され、その充電電圧ＶＣは、ＶＤ＝１Ｖとすると、
ＶＣ＝ＶＣ１−ＶＤ＝ＶＣＣ−２＊ＶＤ＝ＶＣＣ−２Ｖ
となる。このとき、第２コンデンサＣの充電電圧ＶＣが、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−４Ｖ）〜（ＶＣＣ−２Ｖ）
の範囲内にあるときにのみ、第１ダイオードＤｉ１が逆バイアスとなり、第１コンデンサＣ１から各素子Ｄｉ２，Ｃ，ＳＷ２に至る充電経路Ｌ５によってのみ、第２コンデンサＣは充電され、その充電電圧ＶＣは、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−２Ｖ）〜ＶＣＣ…（３）式
となる。
【００６５】
したがって、上記（３）式を踏まえて、低圧直流電源４の電圧ＶＣＣを、高圧側スイッチングデバイスＱ２の駆動電圧の最適値（例：５Ｖ）よりも１Ｖだけ高く設定すれば（つまり、上記最適値よりも第１ダイオードＤｉ１の順方向電圧ＶＤ分だけ高く設定すれば）、高圧側駆動回路２への供給電圧の変動を±１Ｖにすることができる。
【００６６】
上述の動作のタイミングチャートを、図４に示す。
【００６７】
本方法（Ｂ）では、図２の各素子Ｃ１，ＳＷ１，Ｄｉ２，ＳＷ２からなる部分は、ダイオードＤｉ１のカソードとグランドＧＮＤと高圧側駆動回路２の第３端とに接続され、低圧側スイッチングデバイスＱ１の動作がオン状態にある間に、低圧側スイッチングデバイスＱ１と低圧側ダイオードＤ１とを介在させることなく、低圧直流電源４から供給される、高圧側スイッチングデバイスＱ２を駆動するのに必要な電荷を自ら充電する一方、高圧側スイッチングデバイスＱ２の動作がオン状態にあるときに前記電荷に対応した充電電圧を高圧側駆動回路２に供給する、充電電圧供給手段を構成していると言える。
【００６８】
以上のように、上記（Ａ）の方法では、高圧側スイッチングデバイスＱ２の動作状態をオンに制御している間に第１コンデンサＣ１を充電し、低圧側スイッチングデバイスＱ１のオン動作時に、第２コンデンサＣを充電して、この充電電圧を、次の高圧側スイッチングデバイスＱ２のオン動作時に上記回路２に供給している。他方、上記（Ｂ）の方法では、低圧側スイッチングデバイスＱ１のオン時に第１コンデンサＣ１を充電し、高圧側スイッチングデバイスＱ２のオン時に、第２コンデンサＣの充電、従って、高圧側駆動回路２への充電電圧の供給を実行している。
【００６９】
上記（Ａ），（Ｂ）のスイッチング制御を、表１，表２に整理して示す。
【００７０】
【表１】
【００７１】
【表２】
【００７２】
なお、低圧側スイッチングデバイスＱ１がオン状態のときに、第１スイッチＳＷ１をオンまたはオフに制御すればよいので、低圧側駆動回路３が出力する、低圧側スイッチングデバイスＱ１をオンとするための信号を第１スイッチＳＷ１の制御信号に用いることができる。これにより、容易に第１スイッチＳＷ１をオン、オフに制御することができる。又、第２スイッチＳＷ２については、高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態のときに、第２スイッチＳＷ２をオンまたはオフにすればよいので、高圧側駆動回路２が高圧側スイッチングデバイスＱ２をオンとするために出力する信号を第２スイッチＳＷ２用の制御信号に用いることで、容易に第２スイッチＳＷ２をオン、オフに制御することができる。
【００７３】
（実施の形態２の変形例）
（１） 図５は、図２の回路の変形例であり、図２の第１抵抗Ｒ１を取り除いたものに対応する。即ち、図５の回路は、低圧側駆動回路３への電圧供給を低圧直流電源４より直接に供給したものであり、ここでは、同電源４の供給電圧ＶＣＣは高圧側，低圧側スイッチングデバイスＱ２，Ｑ１の駆動電圧の最適値（例：５Ｖ）よりも１Ｖだけ高くなるが、実用上、特に問題となることはない。この構成により、回路構成を簡略化することができる。
【００７４】
（２） 図６の回路も同じく図２の回路の変形例であり、図２の第１抵抗Ｒ１を第３ダイオードＤｉ３に置換したものである。即ち、低圧側駆動回路３への供給電圧ＶＣＣを第３ダイオードＤｉ３を通して供給したものであり、第３ダイオードＤｉ３の順方向電圧ＶＤを１Ｖとすると、低圧側駆動回路３への供給電圧は、
ＶＣＣ−ＶＤ＝ＶＣＣ−１Ｖ
となり、高圧側・低圧側スイッチングデバイスＱ２，Ｑ１の駆動電圧の最適値（例：５Ｖ）を低圧側駆動回路３に供給することができる。
【００７５】
（３） 図２、図５、図６に示した実施の形態１の各回路において、第１、第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２をＭＯＳＦＥＴを用いて構成することができる。この場合には、図２、図５、図６で、第１、第２コンデンサＣ１，Ｃ、低圧直流電源４および負荷Ｌ以外の部分をモノリシックＩＣ化することができる。また、具体的には、第１、第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２をＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴで構成することで、第１スイッチＳＷ１のＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴを、低圧直流電源４の電圧値ＶＣＣまたは、低圧側駆動回路３への供給電圧で以て駆動することができ、第２スイッチＳＷ２のＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴを第２のコンデンサＣの充電電圧により駆動することができる。
【００７６】
（実施の形態３）
図７は、本発明の実施の形態３に係る半導体装置の構成を示す図である。図７の回路が図２の回路と相違する点は、図２の第２ダイオードＤｉ２に代えて、第３スイッチＳＷ３を設けた点にある。その他の構成は、図２の場合と同一である。
【００７７】
本回路の動作について説明する。ここでは、第１ダイオードＤｉ１の順方向電圧をＶＤとして表わし、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、及び第３スイッチＳＷ３のオン電圧を全てＯＶであるものとする。
【００７８】
（ａ） 低圧側スイッチングデバイスＱ１がオン状態のとき：
第１スイッチＳＷ１をオンに、第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３をオフに、制御する。このとき、低圧直流電源４から各素子Ｄｉ１，Ｃ１，ＳＷ１に至る充電経路Ｌ６により、第１コンデンサＣ１は充電され、その充電電圧ＶＣ１は、
ＶＣ１＝ＶＣＣ−ＶＤ＝ＶＣＣ−１Ｖ
となる。このとき、第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフであるので、充電経路Ｌ６に低圧側スイッチングデバイスＱ１や、低圧側ダイオードＤ１は、入らない。
【００７９】
このタイミングでは、第２コンデンサＣに充電された電圧ＶＣにより高圧側駆動回路２が動作する。しかし、このとき高圧側スイッチングデバイスＱ２がオフ状態にあるので、出力端子ＯＵＴ（ノードＮ１）の電位は低いが、第２、第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３が共にオフであるので、高圧側スイッチングデバイスＱ２はオフ状態を維持する。
【００８０】
（ｂ） 高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態のとき：
第１スイッチＳＷ１をオフに、第２、第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３を共にオンに制御する。ダイオードＤｉ１は逆バイアス状態となり、このときの充電経路は、第１コンデンサＣ１から各素子ＳＷ３，Ｃ，ＳＷ２に至る経路Ｌ７のみとなる。この場合の充電電圧ＶＣは、ＶＤ＝１Ｖとすると、
ＶＣ＝ＶＣ１＝ＶＣＣ−ＶＤ＝ＶＣＣ−１Ｖ
となる。この第２コンデンサＣの充電電圧ＶＣにより、高圧側駆動回路２が動作し、高圧側スイッチングデバイスＱ２をオン状態にする。
【００８１】
したがって、低圧直流電源４の電圧ＶＣＣを高圧側，低圧側スイッチングデバイスＱ２，Ｑ１の駆動電圧の最適値（例：５Ｖ）よりも１Ｖ高く設定することで（つまり、上記最適値よりもダイオードＤｉ１の順方向電圧ＶＤ部分だけ高く設定することで）、高圧側駆動回路２への供給電圧を上記最適値に固定することができる。その意味では、各素子Ｃ１，ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３より成る部分は、高圧側スイッチングデバイスＱ２がオンにある間に、第２コンデンサＣを充電し、しかも、その充電電圧を一定値にする手段であると言える。
【００８２】
又、各素子Ｃ１，ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は、ダイオードＤｉ１のカソードとグランドＧＮＤと高圧側駆動回路２の第３端とに接続され、低圧側スイッチングデバイスＱ１の動作がオン状態にある間に、低圧側スイッチングデバイスＱ１と前記低圧側ダイオードＤ１とを介在させることなく、低圧直流電源４から供給される、高圧側スイッチングデバイスＱ２を駆動するのに必要な電荷を自ら充電する一方、高圧側スイッチングデバイスＱ２の動作がオン状態にあるときに前記電荷に対応した充電電圧を高圧側駆動回路２に供給する、充電電圧供給を構成しているとも言える。
【００８３】
ここでのスイッチング制御方法を、表３に整理して示す。
【００８４】
【表３】
【００８５】
低圧側駆動回路３への電圧供給は、低圧直流電源４より抵抗Ｒ１を介してツェナーダイオードＺＤ１に至る経路により行われる。両スイッチングデバイスＱ１，Ｑ２の駆動電圧の最適値（例：５Ｖ）に等しいツェナー電圧ＶＺＤ１が、上記回路３に供給される。
【００８６】
また、第１スイッチＳＷ１については、低圧側スイッチングデバイスＱ１がオン状態のときに、第１スイッチＳＷ１をオンにすればよいので、低圧側駆動回路３が出力する、低圧側スイッチングデバイスＱ１のオン信号を用いて容易に第１スイッチＳＷ１をオン、オフに制御することができる。
【００８７】
第２、第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３については、高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態のときに、第２、第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３を共にオンにすればよいので、高圧側駆動回路２が出力する、高圧側スイッチングデバイスＱ２をオンとするための信号を用いて、容易に第２、第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３を共にオン、オフに制御することができる。
【００８８】
（実施の形態３の変形例）
（１） 図８の回路は、図７の回路に対して、図２の回路から図５の回路への変形と同じ変形を適用して得られたものであり、これにより図７の回路についても図５の回路のもつ特有な利点を発揮させることができる。従って、図８の構成により、回路構成を簡略化することができる。
【００８９】
（２） 図９の回路は、図２の回路から図６の回路への変形と同一の変形を図７の回路に適用したものである。従って、ダイオードＤｉ３の順方向電圧ＶＤを１Ｖとすると、低圧側駆動回路３への供給電圧は、
ＶＣＣ−ＶＤ＝ＶＣＣ−１Ｖ
となり、両スイッチングデバイスＱ１，Ｑ２の駆動電圧の最適値（例：５Ｖ）をダイオード１個で以て供給することができる。
【００９０】
（３） 図７、図８、図９の各回路において、第１、第２、及び第３のスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３をＭＯＳＦＥＴを用いて構成することができ、第１、第２コンデンサＣ１，Ｃと、低圧直流電源４と負荷Ｌ以外の部分をモノリシックＩＣ化することが実現できる。
【００９１】
また、具体的には第１、第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２をＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴで、第３スイッチＳＷ３をＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴでそれぞれ構成することで、第１スイッチＳＷ１のＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴは、低圧直流電源４の電圧ＶＣＣまたは、低圧側駆動回路３への供給電圧で以て、第２、第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３のＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴ、及びＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴを第２コンデンサＣの充電電圧により、駆動することができる。
【００９２】
（まとめ）
以上のように、本発明の実施の形態２，３によれば、高圧側駆動回路２の電源とするコンデンサＣを充電するのに、低圧側スイッチングデバイスＱ１、低圧側ダイオードＤ１の経路が介在しなくなるので、又、実施の形態１では充電電圧をツェナー電圧に固定してしまうので、コンデンサＣの充電電圧ＶＣの変動を、図１の実施の形態１では０Ｖに、図２、図５、図６の実施の形態２では±１Ｖ内に、図７、図８、図９の実施の形態３では０Ｖとすることができ、コンデンサＣの充電電圧の変動の小さい、又は全く変動のないハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路を実現できる。従って、低圧直流電源の電圧を各実施の形態１〜３に応じて所定の値に設定するならば、５Ｖ駆動スイッチングデバイスを低圧直流電源電圧５Ｖで以て使用することが可能な、ハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路を実現することができる。
【００９３】
【発明の効果】
請求項１ないし２の各発明によれば、コンデンサの充電経路中に低圧側スイッチングデバイスが存在していても、それによる影響を受けることなく、充電中、常にコンデンサの両端間の電圧を一定に固定することができる。従って、本装置を、低圧駆動スイッチングデバイスを低圧直流電源で駆動する場合、例えば５Ｖ駆動スイッチングデバイスを５Ｖの低圧直流電源によって駆動するという場合にも、何ら問題なく適用することが可能になる。
【００９４】
特に、請求項２の発明では、抵抗を設けることによって、コンデンサの充電経路中に低圧側ダイオードが存在する場合でも、当該低圧側ダイオードで生ずる電圧を上記抵抗で生ずる電圧降下によって補償できるという利点がある。勿論、上記低圧側ダイオードを含む充電経路でコンデンサが充電されているときでも、常にコンデンサの充電電圧を一定にすることができる。
【００９５】
請求項３ないし９に記載の各発明によれば、低圧側スイッチングデバイス及び低圧側ダイオードの影響を受けることなく高圧側スイッチングデバイスを駆動するのに必要な電荷を充電することができるので、高圧側駆動回路への供給電圧の変動を、従来よりも格段に小さくすることができる。これにより、５Ｖ駆動スイッチングデバイスを５Ｖの低圧直流電源で以て駆動する場合にも、本発明を適用することが可能となる。
【００９６】
特に、請求項４，５，７の各発明によれば、複数のスイッチのオン・オフ動作の組合わせによって、低圧側スイッチングデバイス及び低圧側ダイオードを介在させることなく、安定した第１コンデンサ、従って、第２コンデンサの充電を容易に実現することができる。しかも、各スイッチは例えばＭＯＳＦＥＴによって実現可能なので、この点で装置内部の充電経路上の各部の集積化を推進することもできる。
【００９７】
特に請求項８の発明によれば、（１）請求項５及び８との関係では、第２コンデンサの充電電圧ないし高圧側駆動回路への供給電圧の変動を±１Ｖの範囲内に抑制することができ、又、（２）請求項６との関係では、上記供給電圧の変動をなくすことができ、（３）５Ｖで高圧側スイッチングデバイスを駆動するために、６Ｖまたは５Ｖの低圧直流電源を用いることも可能としうる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態２のハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路を示す図である。
【図３】方法（Ａ）での充電・駆動のタイミングを示す図である。
【図４】方法（Ｂ）での充電・駆動のタイミングを示す図である。
【図５】図２の回路の変形例を示す図である。
【図６】図２の回路の変形例を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態３のハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路を示す図である。
【図８】図７の回路の変形例を示す図である。
【図９】図７の回路の変形例を示す図である。
【図１０】従来のハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路を示す図である。
【符号の説明】
１ 高圧直流電源、２ 高圧側駆動回路、３ 低圧側駆動回路、４ 低圧直流電源、Ｑ１ 高圧側スイッチングデバイス、Ｑ２ 低圧側スイッチングデバイス、Ｒ１ 第１抵抗、Ｒ２ 第２抵抗、ＳＷ１ 第１スイッチ、ＳＷ２ 第２スイッチ、ＳＷ３ 第３スイッチ、Ｃ （第２）コンデンサ、Ｃ１ 第１コンデンサ、ＺＤ１ 第１ツェナーダイオード、ＺＤ２ 第２ツェナーダイオード。
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体装置におけるパワーデバイスの駆動技術に関するものである。より具体的には、本発明は、ハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路は、図１０に示すように、高圧直流電源１ＰとグランドＧＮＤ間に直列に接続した２個のスイッチングデバイスＱ２Ｐ，Ｑ１Ｐと、これらのスイッチングデバイスＱ２Ｐ，Ｑ１Ｐをそれぞれ駆動する高圧側駆動回路（ゲートドライバ）２Ｐ及び低圧側駆動回路（ゲートドライバ）３Ｐとを備えており、２個のスイッチングデバイスＱ１Ｐ，Ｑ２Ｐを上記駆動回路３Ｐ，２Ｐによって交互にオン、オフさせるものである。
【０００３】
従来のパワーデバイスの駆動回路においては、一方をグランドＧＮＤに接続した低圧直流電源４Ｐから、その電圧ＶＣＣを低圧側駆動回路３Ｐに供給し、また低圧直流電源４ＰからダイオードＤｉＰを通してコンデンサＣＰに充電した電圧を高圧側駆動回路３Ｐに供給している。通常、高圧直流電源１ＰとグランドＧＮＤ間に直列に接続した２個のスイッチングデバイスＱ２Ｐ，Ｑ１Ｐには、それぞれダイオードＤ２Ｐ，Ｄ１Ｐが逆並列接続されている。これらのダイオードＤ１Ｐ，Ｄ２Ｐは、インダクタンスＬの負荷時の誘導起電力の回生用として用いられる。
【０００４】
図１０の従来の駆動回路の動作原理は、次の通りである。即ち、（Ａ）低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐがオン状態の時に、低圧直流電源４Ｐから、ダイオードＤｉＰ、コンデンサＣＰ、低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐまたは、ダイオードＤ１Ｐから成る経路Ｌ１又はＬ２でコンデンサＣＰを充電しておき、（Ｂ）高圧側スイッチングデバイスＱ２Ｐがオン状態の時に、ダイオードＤｉＰが逆バイアスとなる結果、コンデンサＣＰをフローティング状態として、コンデンサＣＰに充電された電圧を高圧側駆動回路２Ｐに供給することとしている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１０に示した従来の駆動回路では、コンデンサＣＰの充電経路Ｌ１又はＬ２にそれぞれ低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐまたは、低圧側のダイオードＤ１Ｐが存在するため、低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐのオン電圧をＶＣＥ、ダイオードＤ１Ｐの順方向電圧をＶＦ、ダイオードＤｉＰの順方向電圧をＶＤ、低圧直流電源４Ｐの電圧をＶＣＣとして表わすと、コンデンサＣＰの充電ＶＣは、以下の範囲となる。
【０００６】
ＶＣ＝（ＶＣＣ−ＶＤ−ＶＣＥ）〜（ＶＣＣ−ＶＤ＋ＶＦ）
このように、インダクタンスＬの負荷時には、低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐがオン状態で低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐに電流が流れる時（経路１）と、ダイオードＤ１Ｐに電流が流れる時（経路Ｌ２）が存在する。
【０００７】
通常は、低圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐのオン電圧ＶＣＥは２Ｖ程度であり、ダイオードＤ１Ｐの順方向電圧ＶＦも２Ｖ程度である。従って、ダイオードＤｉＰの順方向電圧ＶＤを１Ｖ程度とするならば、コンデンサＣＰの充電電圧ＶＣは、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−３Ｖ）〜（ＶＣＣ＋１Ｖ）
の範囲で変化することになる。即ち、経路Ｌ１で電流が流れてコンデンサＣＰが充電されるときには、その充電電圧ＶＣは低圧直流電源の電圧ＶＣＣよりも３Ｖも低い値となってしまう。
【０００８】
この場合、１５Ｖ駆動スイッチングデバイス（ＶＣＣ＝１５Ｖ）では、充電電圧ＶＣの範囲は１２Ｖ〜１６Ｖとなる。１５Ｖ駆動時には、高圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐのオン時のゲート電圧は最小でも３Ｖあるので、この程度の充電電圧ＶＣの変動は、使用可能な電圧範囲であると言える。
【０００９】
ところが、５Ｖ駆動スイッチングデバイス（ＶＣＣ＝５Ｖ）では、ＶＣ＝２Ｖ〜６Ｖとなり、その変動が大きすぎるために、本回路を使用することができないという問題が発生する。即ち、５Ｖ駆動時には、高圧側スイッチングデバイスＱ１Ｐのオン時のゲート電圧は０．５〜０．７５Ｖであるため、充電電圧ＶＣがその駆動電圧５Ｖから３Ｖも低下するときには、スイッチングデバイスＱ１Ｐがオンしても、オン抵抗が大となってしまい、スイッチングデバイスＱ２Ｐでのロスが大きくなってしまう。それどころか、スイッチングデバイスＱ２Ｐのドライブさえも制御できなくなる事態も生じうる。
【００１０】
このように、ハーフブリッジ構成のパワーデバイスの従来の単電源駆動回路は、高圧側スイッチングデバイスの駆動回路に電圧を供給するためのコンデンサの充電経路に低圧側スイッチングデバイスまたは、低圧側スイッチングデバイスに逆並列接続されているダイオードが入っていることに起因して、充電電圧が大きく変化するという問題点を根本的に内包している。このため、従来回路を用いて５Ｖ駆動スイッチングデバイスを低圧直流電源電圧５Ｖで駆動することができないという問題点が生じている。この問題点は、最近のデバイスの低電圧化の傾向にとっては、克服すべき懸案事項と言える。
【００１１】
本発明は、コンデンサの充電経路に低圧側スイッチングデバイスまたは、低圧側スイッチングデバイスに逆並列接続されているダイオードが存在していても、コンデンサの充電電圧を変化させない半導体装置の駆動回路技術を提供しようとするものである。
【００１２】
また、本発明は、コンデンサの充電経路そのものに低圧側スイッチングデバイスや、低圧側スイッチングデバイスに逆並列接続されているダイオードが入らない回路構成を実現して、コンデンサの充電電圧を変化させないで、５Ｖ駆動スイッチングデバイスを低圧直流電源電圧５Ｖで使用することが可能な、半導体装置の駆動回路技術を、提供しようとするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、高圧直流電源にその第１電極が接続された高圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記高圧側スイッチングデバイスの制御電極及び第２電極に接続された高圧側駆動回路と、前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極にその第１電極が接続され、その第２電極がグランドに接続された低圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記低圧側スイッチングデバイスの制御電極及び前記第２電極に接続された低圧側駆動回路とを備え、前記高圧側スイッチングデバイスと前記低圧側スイッチングデバイスとは、前記高圧側駆動回路と前記低圧側駆動回路とによって交互にその動作をオン、オフするように制御されており、ダイオードと、その一端及び他端がそれぞれ前記ダイオードのアノード及び前記グランドに接続された低圧直流電源と、その第１電極が前記ダイオードを介して前記低圧直流電源の前記一端に接続され且つ前記高圧側駆動回路の第３端にも接続されており、その第２電極が前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極に接続されたコンデンサと、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にある間に成される前記コンデンサの充電期間中、前記コンデンサの両端間の電圧値を固定する電圧固定手段とを、更に備えることを特徴とする。
【００１４】
しかも、請求項１に係る発明は、上記の半導体装置において、前記電圧固定手段は、そのカソードが前記コンデンサの前記第１電極に接続され、そのアノードが前記コンデンサの前記第２電極に接続された、ツェナーダイオードを備え、前記低圧直流電源の電圧は、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧と前記ダイオードの順方向電圧と前記低圧側スイッチングデバイスのオン電圧との和よりも大きく設定されていることを特徴とする。
【００１５】
請求項２に係る発明は、請求項１記載の半導体装置において、前記低圧側スイッチングデバイスの前記第１及び第２電極にそのカソード及びアノードがそれぞれ接続された低圧側ダイオードと、前記ダイオードのカソード及び前記コンデンサの前記第１電極にその一端及び他端が接続された抵抗とを、更に備えることを特徴とする。
【００１６】
請求項３に係る発明は、高圧直流電源にその第１電極が接続された高圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記高圧側スイッチングデバイスの制御電極及び第２電極に接続された高圧側駆動回路と、前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極にその第１電極が接続され、その第２電極がグランドに接続された低圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記低圧側スイッチングデバイスの制御電極及び前記第２電極に接続された低圧側駆動回路とを備え、前記高圧側スイッチングデバイスと前記低圧側スイッチングデバイスとは、前記高圧側駆動回路と前記低圧側駆動回路とによって交互にその動作をオン、オフするように制御されており、前記低圧側スイッチングデバイスの前記第１及び第２電極にそのカソード及びアノードがそれぞれ接続された低圧側ダイオードと、ダイオードと、その一端及び他端がそれぞれ前記ダイオードのアノード及び前記グランドに接続された低圧直流電源と、前記ダイオードのカソードと前記グランドと前記高圧側駆動回路の第３端とに接続され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にある間に、前記低圧側スイッチングデバイスと前記低圧側ダイオードとを介在させることなく、前記低圧直流電源から供給される、前記高圧側スイッチングデバイスを駆動するのに必要な電荷を自ら充電する一方、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときに前記電荷に対応した充電電圧を前記高圧側駆動回路に供給する充電電圧供給手段とを、更に備えることを特徴とする。
【００１７】
請求項４に係る発明は、請求項３記載の半導体装置において、前記ダイオードを第１ダイオードとすると、前記充電電圧供給手段は、前記第１ダイオードの前記カソードにその第１電極が接続された第１コンデンサと、前記第１コンデンサの第２電極と前記グランドとの間に配設され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオンに制御され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオフに制御される、第１スイッチと、そのアノード及びカソードが前記第１ダイオードの前記カソード及び前記高圧側駆動回路の前記第３端にそれぞれ接続された第２ダイオードと、その第１及び第２電極が前記高圧側駆動回路の前記第３端及び前記第２端にそれぞれ接続された第２コンデンサと、前記第１コンデンサの前記第２電極と前記第２コンデンサの前記第２電極との間に配設され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオフに制御され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオンに制御される、第２スイッチとを、備えることを特徴とする。
【００１８】
請求項５に係る発明は、請求項４記載の半導体装置において、前記第２ダイオードに代えて、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオフに制御され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオンに制御される、第３スイッチを、備えることを特徴とする。
【００１９】
請求項６に係る発明は、高圧直流電源にその第１電極が接続された高圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記高圧側スイッチングデバイスの制御電極及び第２電極に接続された高圧側駆動回路と、前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極にその第１電極が接続され、その第２電極がグランドに接続された低圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記低圧側スイッチングデバイスの制御電極及び前記第２電極に接続された低圧側駆動回路とを備え、前記高圧側スイッチングデバイスと前記低圧側スイッチングデバイスとは、前記高圧側駆動回路と前記低圧側駆動回路とによって交互にその動作をオン、オフするように制御されており、前記低圧側スイッチングデバイスの前記第１及び第２電極にそのカソード及びアノードがそれぞれ接続された低圧側ダイオードと、ダイオードと、その一端及び他端がそれぞれ前記ダイオードのアノード及び前記グランドに接続された低圧直流電源と、前記ダイオードのカソードと前記グランドと前記高圧側駆動回路の第３端とに接続され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にある間に、前記低圧側スイッチングデバイスと前記低圧側ダイオードとを介在させることなく、前記低圧直流電源から供給される、前記高圧側スイッチングデバイスを駆動するのに必要な電荷を自ら充電する一方、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときに前記電荷に対応した充電電圧を前記高圧側駆動回路に供給する充電電圧供給手段とを、更に備えることを特徴とする。
【００２０】
請求項７に係る発明は、請求項６記載の半導体装置において、前記ダイオードを第１ダイオードとすると、前記充電電圧供給手段は、前記第１ダイオードの前記カソードにその第１電極が接続された第１コンデンサと、前記第１コンデンサの第２電極と前記グランドとの間に配設され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオンに制御され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオフに制御される、第１スイッチと、そのアノード及びカソードが前記第１ダイオードの前記カソード及び前記高圧側駆動回路の前記第３端にそれぞれ接続された第２ダイオードと、その第１及び第２電極が前記高圧側駆動回路の前記第３端及び前記第２端にそれぞれ接続された第２コンデンサと、前記第１コンデンサの前記第２電極と前記第２コンデンサの前記第２電極との間に配設され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオフに制御され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオンに制御される、第２スイッチとを、備えることを特徴とする。
【００２１】
請求項８に係る発明は、請求項４，５及び７のいずれかに記載の半導体装置において、前記低圧直流電源の電圧を、前記高圧側スイッチングデバイスの駆動電圧に前記第１ダイオードの順方向電圧分だけを加えた値に設定することを特徴とする。
【００２２】
請求項９に係る発明は、高圧直流電源にその第１電極が接続された高圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記高圧側スイッチングデバイスの制御電極及び第２電極に接続された高圧側駆動回路と、前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極にその第１電極が接続され、その第２電極がグランドに接続された低圧側スイッチングデバイスと、その第１及び第２端がそれぞれ前記低圧側スイッチングデバイスの制御電極及び前記第２電極に接続された低圧側駆動回路と、前記低圧側スイッチングデバイスの前記第１及び第２電極にそのカソード及びアノードがそれぞれ接続された低圧側ダイオードと、前記高圧側駆動回路の第３端及び前記第２端との間に並列に接続されたコンデンサと、低圧直流電源をソースとし、スイッチング手段を備える、前記コンデンサの充電経路とを備え、前記高圧側スイッチングデバイスと前記低圧側スイッチングデバイスとを、前記高圧側駆動回路と前記低圧側駆動回路とによって交互にオン、オフするように制御すると共に、前記高圧側スイッチングデバイス及び前記低圧側スイッチングデバイスの動作状態に応じて前記スイッチング手段の動作をオン、オフに交互に切り換え制御することにより、前記低圧側スイッチングデバイス及び前記低圧側ダイオードを介在させることなく、前記充電経路より、前記高圧側スイッチングデバイスを駆動するのに必要な電圧を前記コンデンサに充電することを特徴とする。
【００２３】
【発明の実施の形態】
この発明は、大別して、次の２つの基本的な技術的思想を有している。
【００２４】
（Ｉ） その第一は、コンデンサに充電したい電圧をツェナーダイオードのツェナー電圧で決定してしまい、コンデンサの充電経路に入っている低圧側スイッチングデバイスまたは、低圧側スイッチングデバイスに逆並列接続されているダイオードの影響による変化分以上だけ、コンデンサの充電電圧よりも高い電圧を有する低圧直流電源を使用する点にある。
【００２５】
（ＩＩ） その第二は、コンデンサの充電経路中に低圧側スイッチングデバイスまたは、低圧側スイッチングデバイスに逆並列接続されているダイオードが含まれることを防止すると共に、他のスイッチ手段を設けて、低圧側スイッチングデバイス及び高圧側スイッチングデバイスのそれぞれのオンのタイミングで上記スイッチ手段をオン、オフすることにより、コンデンサを充電する点にある。この構成を用いるときには、後述するように、コンデンサの充電電圧の変化を従来よりも格段に小さくすることができる。
【００２６】
以下に示す実施の形態１〜３の内で、実施の形態１は上記構成（Ｉ）に基づくものであり、実施の形態２，３は共に上記構成（ＩＩ）に立脚するものである。
【００２７】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１について、図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００２８】
図１は、実施の形態１に係る半導体装置の構成を示す図である。本装置は、ハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路に関する。
【００２９】
本装置は、高圧直流電源１とグランドＧＮＤ間にこの順序で直列に接続された２個のスイッチングデバイスＱ２，Ｑ１と、２個のスイッチングデバイスＱ２，Ｑ１にそれぞれ逆並列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２と、２個のスイッチングデバイスＱ２，Ｑ１をそれぞれ駆動するゲートドライバ、即ち、高圧側駆動回路２及び低圧側駆動回路３とを備えている。
【００３０】
これらの内で、スイッチングデバイスＱ２，Ｑ１をそれぞれ「高圧側スイッチングデバイスないし第２スイッチングデバイス」，「低圧側スイッチングデバイスないし第１スイッチングデバイス」とも称し、又、ダイオードＤ２，Ｄ１をそれぞれ「高圧側ダイオード」、「低圧側ダイオード」とも称す。そして、上記デバイスＱ２，Ｄ２の端子の内で高圧直流電源１に接続されたものをそれぞれ「第１電極」，「第２電極（カソード）」と定義し、上記デバイスＱ２，Ｄ２の他方の端子、即ち、デバイスＱ２の基準電位ノードＮ１（出力端子ＯＵＴ）側の端子を、それぞれ「第２電極」，「第１電極（アノード）」と定義する。又、高圧側駆動回路２の第１端に接続されている上記デバイスＱ２の端子を「制御電極」と定義する。以後、上記基準電位ノードＮ１を、単に「ノードＮ１」と称す。
【００３１】
上記デバイスＱ１，Ｄ１についても同様に、上記ノードＮ１に接続された端子をそれぞれ「第１電極」，「第２電極（カソード）」と定義し、グランドＧＮＤに接続された他方の端子をそれぞれ「第２電極」，「第１電極（アノード）」と定義する。両スイッチングデバイスＱ１，Ｑ２は、例えばＩＧＢＴやパワーＭＯＳトランジスタ等よりなる。
【００３２】
尚、記号ＰＣは、パスコンを示す。
【００３３】
２個のスイッチングデバイスＱ１，Ｑ２の動作は、外部のオン・オフ切替え信号発生回路５が生成・出力するオン・オフ切替信号６，７（信号７は信号６の逆相信号である）に応じて、交互にオン、オフされる。
【００３４】
一端をグランドＧＮＤに接続された低圧直流電源４（その電圧値はＶＣＣ）から、第１抵抗Ｒ１を通して、その第１電極（アノード）がグランドＧＮＤに接続された第１ツェナーダイオード（ないし低圧側ツェナーダイオード）ＺＤ１に電流を流す。その結果発生する、第１ツェナーダイオードＺＤ１の第２電極（カソード）と第１電極間の電圧を低圧側駆動回路３に供給する。
【００３５】
他方、低圧直流電源４からダイオードＤｉ、第２抵抗Ｒ２を通して、その第１電極（アノード）が高圧側スイッチングデバイスＱ２の基準電位（出力）のノードＮ１に接続された第２ツェナーダイオード（ないし高圧側ツェナーダイオード）ＺＤ２に電流を流し、第２ツェナーダイオードＺＤ２の第２電極（カソード）と第１電極間に生ずる電圧を、第２ツェナーダイオードＺＤ２に並列に接続されたコンデンサＣを介して高圧側駆動回路２に供給する。尚、コンデンサＣの第１電極と接続された高圧側駆動回路２の端子を「第３端」とし、コンデンサＣの第２電極と接続された高圧側駆動回路２の端子を「第２端」と定義する。
【００３６】
ここでは、第１及び第２ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２とも、そのツェナー電圧が５Ｖ程度になるものが用いられる。
【００３７】
次に、本装置におけるパワーデバイスの駆動動作について説明する。
【００３８】
（Ａ） 低圧側スイッチングデバイスＱ１がオン状態にある時：
低圧直流電源４からダイオードＤｉ、第２抵抗Ｒ２を通してコンデンサＣ、低圧側スイッチングデバイスＱ１または、低圧側ダイオードＤ１に至る充電経路（Ｌ１，Ｌ２）によって、コンデンサＣに、第２ツェナーダイオードＺＤ２の両電極間に生ずる電圧（即ち、ツェナー電圧）で定まる電荷を充電する。従って、コンデンサＣの充電電圧は一定である。
【００３９】
（Ｂ） 高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態にある時：
ダイオードＤｉが逆バイアス状態となるので、コンデンサＣはフローティング状態となり、コンデンサＣに充電された電圧は高圧側駆動回路２の第３端に供給される。
【００４０】
ここで、低圧側スイッチングデバイスＱ１のオン電圧をＶＣＥ、低圧側ダイオードＤ１の順方向電圧をＶＦ、ダイオードＤｉの順方向電圧をＶＤ、第２ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧をＶＺＤ２、低圧直流電源の電圧をＶＣＣとして表わすと、上記電圧ＶＣＣを、
ＶＣＣ＞ＶＺＤ２＋ＶＤ＋ＶＣＥ…（１）式
に設定することにより、コンデンサＣの充電電圧ＶＣを、常にＶＣ＝ＶＺＤ２に設定することができる。尚、コンデンサＣが充電された後は、第２抵抗Ｒ２には電流が流れなくなるので、電圧ＶＣＣを設定する際の限界点を考えるときには、第２抵抗Ｒ２での電圧を０Ｖとして扱うことができる。第２抵抗Ｒ２自体は、低圧側ダイオードＤ１に電流が流れたときの電圧分を補償する部分である。
【００４１】
他方、上記（１）式に基づき、低圧直流電源４の電圧ＶＣＣを通常のパワーデバイスの駆動電圧（５Ｖ）よりも高い値に設定しているので、低圧側駆動回路３に供給される電圧は、低圧直流電源４から第１抵抗Ｒ１を通して第１ツェナーダイオードＺＤ１に至る経路によって供給され、その供給電圧は、第１ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧ＶＺＤ１、従って、ＶＺＤ１＝ＶＺＤ２となる。即ち、第１抵抗Ｒ１の値は、上記供給電圧がツェナー電圧ＶＺＤ１（＝ＶＺＤ２）となるように設定されている。
【００４２】
以上により、高圧側駆動電源のコンデンサＣの充電電圧の変動を０Ｖとすることができ、５Ｖ駆動スイッチングデバイスを安定して駆動することが可能となる。
【００４３】
なお、第２ツェナーダイオードＺＤ２は、低圧側スイッチングデバイスＱ１をオン状態にしてコンデンサＣを充電中に、コンデンサの両端間の電圧を固定する手段であると言える。
【００４４】
以上より、図１の第２ツェナーダイオードＺＤ２は、低圧側スイッチングデバイスＱ１の動作がオン状態にある間に成されるコンデンサＣの充電期間中、コンデンサＣの両端間の電圧値を固定する電圧固定手段であると言える。
【００４５】
（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２に係る半導体装置を示す図である。
【００４６】
同図２の装置が図１の装置と異なる点は、第２ツェナーダイオードＺＤ２と第２抵抗Ｒ２とに代えて、第１コンデンサＣ１と、第１及び第２ダイオードＤｉ１，Ｄｉ２と、第１及び第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２とを設けた点にある。その他の構成は同じである。即ち、第１ダイオードＤｉ１のカソードと第２ダイオードＤｉ２のアノードとの接続ノードに第１コンデンサＣ１の第１電極が接続され、第１コンデンサＣ１の第２電極と第１スイッチＳＷ１の第１端との接続ノードＮ３に第２スイッチＳＷ２の第１端が接続され、第１及び第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２の第２端は、それぞれグランドＧＮＤ及びノードＮ１に接続されている。ここでは、図１のコンデンサＣを、第２コンデンサＣと定義する。
【００４７】
尚、図２では、図１で図示した外部のオン・オフ切替信号発生回路５の図示化を省略している。以下の他の実施の形態でも、当該回路５の図示化を同様に省略している。
【００４８】
低圧直流電源４（その電圧はＶＣＣ）から第１抵抗Ｒ１を通して第１ツェナーダイオードＺＤ１に印加される電圧、即ちツェナー電圧ＶＺＤ１（＝５Ｖ）を、低圧側駆動回路３に供給することとしている。
【００４９】
他方、第１スイッチＳＷ１のオン、第２スイッチＳＷ２のオフにより、低圧直流電源４から第１ダイオードＤｉ１を通して第１コンデンサＣ１と第１スイッチＳＷ１とにより形成される充電経路Ｌ３によって第１コンデンサＣ１を充電し、次に、第２スイッチＳＷ２のオン，第１スイッチＳＷ１のオフにより第１コンデンサＣ１から第２ダイオードＤｉ２を通して第２コンデンサＣに充電し、第２コンデンサＣの充電電圧を高圧側駆動回路２に供給するようにしている。
【００５０】
以下に、動作について説明する。但し、図２の回路では、駆動方法として２つの方法が考えられるので、それらを方法（Ａ），（Ｂ）として順次に説明する。
【００５１】
（第１方法Ａ）
第１ダイオードＤｉ１、第２ダイオードＤｉ２の順方向電圧をいずれもＶＤとして表わし、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のオン電圧をＯＶであるものとする。
【００５２】
（ａ） 高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態のとき：
第１スイッチＳＷ１をオンに、第２スイッチＳＷ２をオフに制御する。このとき、低圧直流電源４から、各素子Ｄｉ１，Ｃ１，ＳＷ１より成る充電経路Ｌ３によって、第１コンデンサＣ１は充電される。その充電電圧ＶＣ１は、
ＶＣ１＝ＶＣＣ−ＶＤ
となる。このとき、第２スイッチＳＷ２がオフであるので、充電経路Ｌ３には、低圧側スイッチングデバイスＱ１や、低圧側ダイオードＤ１は、入らない。従って、従来技術のような充電圧ＶＣ１の変動は生じない。
【００５３】
このタイミングでは、（ａ）よりも前の（ｂ）の動作によって既に第２コンデンサＣに充電されている電圧ＶＣにより、高圧側駆動回路２が動作する。このとき、高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態にあるので、高圧側スイッチングデバイスＱ２の出力の電位は高く、第２のコンデンサＣはフローティング状態にある。
【００５４】
（ｂ） 次に、低圧側スイッチングデバイスＱ１がオン状態のとき：
第１スイッチＳＷ１をオフに、第２スイッチＳＷ２をオンに制御する。このときの充電経路は、▲１▼低圧直流電源４から各素子Ｄｉ１，Ｄｉ２，Ｃを経て低圧側スイッチングデバイスＱ１または、低圧側ダイオードＤ１から成る第１の経路Ｌ４と、▲２▼第１コンデンサＣ１から各素子Ｄｉ２，Ｃを経て第２スイッチＳＷ２に至る第２の経路Ｌ５とがある。それぞれの経路Ｌ４，Ｌ５での充電電圧ＶＣは、ＶＣＥ＝ＶＦ＝２Ｖ，ＶＤ＝１Ｖとすると、次の通りとなる。
【００５５】
先ず第１の経路Ｌ４では、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−２＊ＶＤ−ＶＣＥ）〜（ＶＣＣ−２＊ＶＤ＋ＶＦ）＝（ＶＣＣ−４Ｖ）〜ＶＣＣ
となる。他方、第２の経路Ｌ５では、
ＶＣ＝ＶＣ１−ＶＤ＝ＶＣＣ−２＊ＶＤ＝ＶＣＣ−２Ｖ
となる。
【００５６】
このとき、第１の経路Ｌ４での充電電圧ＶＣが、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−４Ｖ）〜（ＶＣＣ−２Ｖ）
となるときは、第２の経路Ｌ５による充電電圧ＶＣの方がその電圧のレベルが高いので、第１ダイオードＤｉ１が逆バイアス状態となり、第１コンデンサＣ１から上記の第２経路Ｌ５を介してのみ、第２コンデンサＣは充電されることとなる。その結果、充電電圧ＶＣは、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−２Ｖ）〜ＶＣＣ…（２）式
となる。
【００５７】
したがって、上記（２）式を踏まえて、低圧直流電源４の電圧ＶＣＣを予め高圧側スイッチングデバイスＱ１の駆動電圧の最適値（例えば５Ｖ）よりも１Ｖだけ高く設定しておけば（上記（２）式のＶＣＣをＶＣＣ＋１Ｖに置き換えれば）、高圧側駆動回路２への供給電圧の変動を±１Ｖにすることができる。つまり、低圧直流電源４の電圧ＶＣＣを、高圧側スイッチングデバイスＱ２の駆動電圧（５Ｖ）に第１ダイオードＤｉ１の順方向電圧ＶＤ分だけを加えた値に設定すれば、供給電圧の変動分は±１Ｖに抑えられる。
【００５８】
低圧側駆動回路３への電圧供給は、低圧直流電源２から抵抗Ｒ１を介してツェナーダイオードＺＤ１に至る経路によって行われる。この場合、低圧側スイッチングデバイスＱ１の駆動電圧の最適値（５Ｖ）に等しいツェナー電圧を有するツェナーダイオードＺＤ１が用いられている。従って、ＶＣＣ＝５Ｖ＋１Ｖとすれば、抵抗Ｒ１での電圧が１Ｖとなるように、抵抗Ｒ１の値が設定される。
【００５９】
図３に、上記の動作のタイミングチャートを示す。
【００６０】
以上より、ここでは、各素子Ｃ１，ＳＷ１，Ｄｉ２，ＳＷ２が、ダイオードＤｉ１のカソードとグランドＧＮＤと高圧側駆動回路２の第３端とに接続され、高圧側スイッチングデバイスＱ２の動作がオン状態にある間に、低圧側スイッチングデバイスＱ１と低圧側ダイオードＤ１とを介在させることなく、低圧直流電源４から供給される、高圧側スイッチングデバイスＱ２を駆動するのに必要な電荷を自ら充電する一方、低圧側スイッチングデバイスＱ１の動作がオン状態にあるときに前記電荷に対応した充電電圧を高圧側駆動回路２に供給する、充電電圧供給手段を構成していると言える。
【００６１】
（Ｂ） 次に、図２の回路の第２の駆動方法による場合の動作について説明する。第１ダイオードＤｉ１、第２ダイオードＤｉ２の順方向電圧をいずれもＶＤとし、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のオン電圧を共にＯＶとする。
【００６２】
（ａ） 低圧側スイッチングデバイスＱ１がオン状態のとき：
第１スイッチＳＷ１をオンに、第２スイッチＳＷ２をオフにそれぞれ制御する。このとき、低圧直流電源４から各素子Ｄｉ１，Ｃ１，ＳＷ１に至る充電経路Ｌ３により、第１コンデンサＣ１は充電され、その充電電圧ＶＣ１は、
ＶＣ１＝ＶＣＣ−ＶＤ
となる。このとき、第２スイッチＳＷ２がオフであるので、充電経路Ｌ３に低圧側スイッチングデバイスＱ１や、低圧側ダイオードＤ１は、入らない。従って、充電電圧ＶＣ１の変動要因が防止される。
【００６３】
このタイミングでは、第２コンデンサＣに充電された電圧ＶＣにより、高圧側駆動回路２が動作する。しかし、このときには高圧側スイッチングデバイスＱ２がオフ状態にあるので、出力端ＯＵＴ（ノードＮ１）の電位は低く、第２コンデンサＣは、低圧直流電源４から各素子Ｄｉ１，Ｄｉ２，Ｃを経て低圧側スイッチングデバイスＱ１または、低圧側ダイオードＤ１に至る経路で充電され、その充電電圧ＶＣは、ＶＣＥ＝ＶＦ＝２Ｖ，ＶＤ＝１Ｖとすると、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−２＊ＶＤ−ＶＣＥ）〜（ＶＣＣ−２＊ＶＤ＋ＶＦ）＝（ＶＣＣ−４Ｖ）〜ＶＣＣ
となる。充電電圧ＶＣは、最悪のケースでは（ＶＣＣ−４Ｖ）となるが、高圧側スイッチングデバイスＱ２がオフ状態にあるので、全く問題は生じない。
【００６４】
（ｂ） 高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態のとき：
第１スイッチＳＷ１をオフに、第２スイッチＳＷ２をオンにそれぞれ制御する。このとき、第２コンデンサＣは、第１コンデンサＣ１から各素子Ｄｉ２，Ｃ及びＳＷ２に至る充電経路で充電され、その充電電圧ＶＣは、ＶＤ＝１Ｖとすると、
ＶＣ＝ＶＣ１−ＶＤ＝ＶＣＣ−２＊ＶＤ＝ＶＣＣ−２Ｖ
となる。このとき、第２コンデンサＣの充電電圧ＶＣが、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−４Ｖ）〜（ＶＣＣ−２Ｖ）
の範囲内にあるときにのみ、第１ダイオードＤｉ１が逆バイアスとなり、第１コンデンサＣ１から各素子Ｄｉ２，Ｃ，ＳＷ２に至る充電経路Ｌ５によってのみ、第２コンデンサＣは充電され、その充電電圧ＶＣは、
ＶＣ＝（ＶＣＣ−２Ｖ）〜ＶＣＣ…（３）式
となる。
【００６５】
したがって、上記（３）式を踏まえて、低圧直流電源４の電圧ＶＣＣを、高圧側スイッチングデバイスＱ２の駆動電圧の最適値（例：５Ｖ）よりも１Ｖだけ高く設定すれば（つまり、上記最適値よりも第１ダイオードＤｉ１の順方向電圧ＶＤ分だけ高く設定すれば）、高圧側駆動回路２への供給電圧の変動を±１Ｖにすることができる。
【００６６】
上述の動作のタイミングチャートを、図４に示す。
【００６７】
本方法（Ｂ）では、図２の各素子Ｃ１，ＳＷ１，Ｄｉ２，ＳＷ２からなる部分は、ダイオードＤｉ１のカソードとグランドＧＮＤと高圧側駆動回路２の第３端とに接続され、低圧側スイッチングデバイスＱ１の動作がオン状態にある間に、低圧側スイッチングデバイスＱ１と低圧側ダイオードＤ１とを介在させることなく、低圧直流電源４から供給される、高圧側スイッチングデバイスＱ２を駆動するのに必要な電荷を自ら充電する一方、高圧側スイッチングデバイスＱ２の動作がオン状態にあるときに前記電荷に対応した充電電圧を高圧側駆動回路２に供給する、充電電圧供給手段を構成していると言える。
【００６８】
以上のように、上記（Ａ）の方法では、高圧側スイッチングデバイスＱ２の動作状態をオンに制御している間に第１コンデンサＣ１を充電し、低圧側スイッチングデバイスＱ１のオン動作時に、第２コンデンサＣを充電して、この充電電圧を、次の高圧側スイッチングデバイスＱ２のオン動作時に上記回路２に供給している。他方、上記（Ｂ）の方法では、低圧側スイッチングデバイスＱ１のオン時に第１コンデンサＣ１を充電し、高圧側スイッチングデバイスＱ２のオン時に、第２コンデンサＣの充電、従って、高圧側駆動回路２への充電電圧の供給を実行している。
【００６９】
上記（Ａ），（Ｂ）のスイッチング制御を、表１，表２に整理して示す。
【００７０】
【表１】
【表２】
なお、低圧側スイッチングデバイスＱ１がオン状態のときに、第１スイッチＳＷ１をオンまたはオフに制御すればよいので、低圧側駆動回路３が出力する、低圧側スイッチングデバイスＱ１をオンとするための信号を第１スイッチＳＷ１の制御信号に用いることができる。これにより、容易に第１スイッチＳＷ１をオン、オフに制御することができる。又、第２スイッチＳＷ２については、高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態のときに、第２スイッチＳＷ２をオンまたはオフにすればよいので、高圧側駆動回路２が高圧側スイッチングデバイスＱ２をオンとするために出力する信号を第２スイッチＳＷ２用の制御信号に用いることで、容易に第２スイッチＳＷ２をオン、オフに制御することができる。
【００７３】
（実施の形態２の変形例）
（１） 図５は、図２の回路の変形例であり、図２の第１抵抗Ｒ１を取り除いたものに対応する。即ち、図５の回路は、低圧側駆動回路３への電圧供給を低圧直流電源４より直接に供給したものであり、ここでは、同電源４の供給電圧ＶＣＣは高圧側，低圧側スイッチングデバイスＱ２，Ｑ１の駆動電圧の最適値（例：５Ｖ）よりも１Ｖだけ高くなるが、実用上、特に問題となることはない。この構成により、回路構成を簡略化することができる。
【００７４】
（２） 図６の回路も同じく図２の回路の変形例であり、図２の第１抵抗Ｒ１を第３ダイオードＤｉ３に置換したものである。即ち、低圧側駆動回路３への供給電圧ＶＣＣを第３ダイオードＤｉ３を通して供給したものであり、第３ダイオードＤｉ３の順方向電圧ＶＤを１Ｖとすると、低圧側駆動回路３への供給電圧は、
ＶＣＣ−ＶＤ＝ＶＣＣ−１Ｖ
となり、高圧側・低圧側スイッチングデバイスＱ２，Ｑ１の駆動電圧の最適値（例：５Ｖ）を低圧側駆動回路３に供給することができる。
【００７５】
（３） 図２、図５、図６に示した実施の形態１の各回路において、第１、第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２をＭＯＳＦＥＴを用いて構成することができる。この場合には、図２、図５、図６で、第１、第２コンデンサＣ１，Ｃ、低圧直流電源４および負荷Ｌ以外の部分をモノリシックＩＣ化することができる。また、具体的には、第１、第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２をＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴで構成することで、第１スイッチＳＷ１のＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴを、低圧直流電源４の電圧値ＶＣＣまたは、低圧側駆動回路３への供給電圧で以て駆動することができ、第２スイッチＳＷ２のＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴを第２のコンデンサＣの充電電圧により駆動することができる。
【００７６】
（実施の形態３）
図７は、本発明の実施の形態３に係る半導体装置の構成を示す図である。図７の回路が図２の回路と相違する点は、図２の第２ダイオードＤｉ２に代えて、第３スイッチＳＷ３を設けた点にある。その他の構成は、図２の場合と同一である。
【００７７】
本回路の動作について説明する。ここでは、第１ダイオードＤｉ１の順方向電圧をＶＤとして表わし、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、及び第３スイッチＳＷ３のオン電圧を全てＯＶであるものとする。
【００７８】
（ａ） 低圧側スイッチングデバイスＱ１がオン状態のとき：
第１スイッチＳＷ１をオンに、第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３をオフに、制御する。このとき、低圧直流電源４から各素子Ｄｉ１，Ｃ１，ＳＷ１に至る充電経路Ｌ６により、第１コンデンサＣ１は充電され、その充電電圧ＶＣ１は、
ＶＣ１＝ＶＣＣ−ＶＤ＝ＶＣＣ−１Ｖ
となる。このとき、第２及び第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフであるので、充電経路Ｌ６に低圧側スイッチングデバイスＱ１や、低圧側ダイオードＤ１は、入らない。
【００７９】
このタイミングでは、第２コンデンサＣに充電された電圧ＶＣにより高圧側駆動回路２が動作する。しかし、このとき高圧側スイッチングデバイスＱ２がオフ状態にあるので、出力端子ＯＵＴ（ノードＮ１）の電位は低いが、第２、第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３が共にオフであるので、高圧側スイッチングデバイスＱ２はオフ状態を維持する。
【００８０】
（ｂ） 高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態のとき：
第１スイッチＳＷ１をオフに、第２、第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３を共にオンに制御する。ダイオードＤｉ１は逆バイアス状態となり、このときの充電経路は、第１コンデンサＣ１から各素子ＳＷ３，Ｃ，ＳＷ２に至る経路Ｌ７のみとなる。この場合の充電電圧ＶＣは、ＶＤ＝１Ｖとすると、
ＶＣ＝ＶＣ１＝ＶＣＣ−ＶＤ＝ＶＣＣ−１Ｖ
となる。この第２コンデンサＣの充電電圧ＶＣにより、高圧側駆動回路２が動作し、高圧側スイッチングデバイスＱ２をオン状態にする。
【００８１】
したがって、低圧直流電源４の電圧ＶＣＣを高圧側，低圧側スイッチングデバイスＱ２，Ｑ１の駆動電圧の最適値（例：５Ｖ）よりも１Ｖ高く設定することで（つまり、上記最適値よりもダイオードＤｉ１の順方向電圧ＶＤ部分だけ高く設定することで）、高圧側駆動回路２への供給電圧を上記最適値に固定することができる。その意味では、各素子Ｃ１，ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３より成る部分は、高圧側スイッチングデバイスＱ２がオンにある間に、第２コンデンサＣを充電し、しかも、その充電電圧を一定値にする手段であると言える。
【００８２】
又、各素子Ｃ１，ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は、ダイオードＤｉ１のカソードとグランドＧＮＤと高圧側駆動回路２の第３端とに接続され、低圧側スイッチングデバイスＱ１の動作がオン状態にある間に、低圧側スイッチングデバイスＱ１と前記低圧側ダイオードＤ１とを介在させることなく、低圧直流電源４から供給される、高圧側スイッチングデバイスＱ２を駆動するのに必要な電荷を自ら充電する一方、高圧側スイッチングデバイスＱ２の動作がオン状態にあるときに前記電荷に対応した充電電圧を高圧側駆動回路２に供給する、充電電圧供給を構成しているとも言える。
【００８３】
ここでのスイッチング制御方法を、表３に整理して示す。
【００８４】
【表３】
低圧側駆動回路３への電圧供給は、低圧直流電源４より抵抗Ｒ１を介してツェナーダイオードＺＤ１に至る経路により行われる。両スイッチングデバイスＱ１，Ｑ２の駆動電圧の最適値（例：５Ｖ）に等しいツェナー電圧ＶＺＤ１が、上記回路３に供給される。
【００８６】
また、第１スイッチＳＷ１については、低圧側スイッチングデバイスＱ１がオン状態のときに、第１スイッチＳＷ１をオンにすればよいので、低圧側駆動回路３が出力する、低圧側スイッチングデバイスＱ１のオン信号を用いて容易に第１スイッチＳＷ１をオン、オフに制御することができる。
【００８７】
第２、第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３については、高圧側スイッチングデバイスＱ２がオン状態のときに、第２、第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３を共にオンにすればよいので、高圧側駆動回路２が出力する、高圧側スイッチングデバイスＱ２をオンとするための信号を用いて、容易に第２、第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３を共にオン、オフに制御することができる。
【００８８】
（実施の形態３の変形例）
（１） 図８の回路は、図７の回路に対して、図２の回路から図５の回路への変形と同じ変形を適用して得られたものであり、これにより図７の回路についても図５の回路のもつ特有な利点を発揮させることができる。従って、図８の構成により、回路構成を簡略化することができる。
【００８９】
（２） 図９の回路は、図２の回路から図６の回路への変形と同一の変形を図７の回路に適用したものである。従って、ダイオードＤｉ３の順方向電圧ＶＤを１Ｖとすると、低圧側駆動回路３への供給電圧は、
ＶＣＣ−ＶＤ＝ＶＣＣ−１Ｖ
となり、両スイッチングデバイスＱ１，Ｑ２の駆動電圧の最適値（例：５Ｖ）をダイオード１個で以て供給することができる。
【００９０】
（３） 図７、図８、図９の各回路において、第１、第２、及び第３のスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３をＭＯＳＦＥＴを用いて構成することができ、第１、第２コンデンサＣ１，Ｃと、低圧直流電源４と負荷Ｌ以外の部分をモノリシックＩＣ化することが実現できる。
【００９１】
また、具体的には第１、第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２をＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴで、第３スイッチＳＷ３をＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴでそれぞれ構成することで、第１スイッチＳＷ１のＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴは、低圧直流電源４の電圧ＶＣＣまたは、低圧側駆動回路３への供給電圧で以て、第２、第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３のＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴ、及びＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴを第２コンデンサＣの充電電圧により、駆動することができる。
【００９２】
（まとめ）
以上のように、本発明の実施の形態２，３によれば、高圧側駆動回路２の電源とするコンデンサＣを充電するのに、低圧側スイッチングデバイスＱ１、低圧側ダイオードＤ１の経路が介在しなくなるので、又、実施の形態１では充電電圧をツェナー電圧に固定してしまうので、コンデンサＣの充電電圧ＶＣの変動を、図１の実施の形態１では０Ｖに、図２、図５、図６の実施の形態２では±１Ｖ内に、図７、図８、図９の実施の形態３では０Ｖとすることができ、コンデンサＣの充電電圧の変動の小さい、又は全く変動のないハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路を実現できる。従って、低圧直流電源の電圧を各実施の形態１〜３に応じて所定の値に設定するならば、５Ｖ駆動スイッチングデバイスを低圧直流電源電圧５Ｖで以て使用することが可能な、ハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路を実現することができる。
【００９３】
【発明の効果】
請求項１ないし２の各発明によれば、コンデンサの充電経路中に低圧側スイッチングデバイスが存在していても、それによる影響を受けることなく、充電中、常にコンデンサの両端間の電圧を一定に固定することができる。従って、本装置を、低圧駆動スイッチングデバイスを低圧直流電源で駆動する場合、例えば５Ｖ駆動スイッチングデバイスを５Ｖの低圧直流電源によって駆動するという場合にも、何ら問題なく適用することが可能になる。
【００９４】
特に、請求項２の発明では、抵抗を設けることによって、コンデンサの充電経路中に低圧側ダイオードが存在する場合でも、当該低圧側ダイオードで生ずる電圧を上記抵抗で生ずる電圧降下によって補償できるという利点がある。勿論、上記低圧側ダイオードを含む充電経路でコンデンサが充電されているときでも、常にコンデンサの充電電圧を一定にすることができる。
【００９５】
請求項３ないし９に記載の各発明によれば、低圧側スイッチングデバイス及び低圧側ダイオードの影響を受けることなく高圧側スイッチングデバイスを駆動するのに必要な電荷を充電することができるので、高圧側駆動回路への供給電圧の変動を、従来よりも格段に小さくすることができる。これにより、５Ｖ駆動スイッチングデバイスを５Ｖの低圧直流電源で以て駆動する場合にも、本発明を適用することが可能となる。
【００９６】
特に、請求項４，５，７の各発明によれば、複数のスイッチのオン・オフ動作の組合わせによって、低圧側スイッチングデバイス及び低圧側ダイオードを介在させることなく、安定した第１コンデンサ、従って、第２コンデンサの充電を容易に実現することができる。しかも、各スイッチは例えばＭＯＳＦＥＴによって実現可能なので、この点で装置内部の充電経路上の各部の集積化を推進することもできる。
【００９７】
特に請求項８の発明によれば、（１）請求項５及び８との関係では、第２コンデンサの充電電圧ないし高圧側駆動回路への供給電圧の変動を±１Ｖの範囲内に抑制することができ、又、（２）請求項６との関係では、上記供給電圧の変動をなくすことができ、（３）５Ｖで高圧側スイッチングデバイスを駆動するために、６Ｖまたは５Ｖの低圧直流電源を用いることも可能としうる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態２のハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路を示す図である。
【図３】方法（Ａ）での充電・駆動のタイミングを示す図である。
【図４】方法（Ｂ）での充電・駆動のタイミングを示す図である。
【図５】図２の回路の変形例を示す図である。
【図６】図２の回路の変形例を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態３のハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路を示す図である。
【図８】図７の回路の変形例を示す図である。
【図９】図７の回路の変形例を示す図である。
【図１０】従来のハーフブリッジ構成のパワーデバイスの単電源駆動回路を示す図である。
【符号の説明】
１ 高圧直流電源、２ 高圧側駆動回路、３ 低圧側駆動回路、４ 低圧直流電源、Ｑ１ 高圧側スイッチングデバイス、Ｑ２ 低圧側スイッチングデバイス、Ｒ１ 第１抵抗、Ｒ２ 第２抵抗、ＳＷ１ 第１スイッチ、ＳＷ２ 第２スイッチ、ＳＷ３ 第３スイッチ、Ｃ （第２）コンデンサ、Ｃ１ 第１コンデンサ、ＺＤ１ 第１ツェナーダイオード、ＺＤ２ 第２ツェナーダイオード。
Claims (9)
- 高圧直流電源にその第１電極が接続された高圧側スイッチングデバイスと、
その第１及び第２端がそれぞれ前記高圧側スイッチングデバイスの制御電極及び第２電極に接続された高圧側駆動回路と、
前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極にその第１電極が接続され、その第２電極がグランドに接続された低圧側スイッチングデバイスと、
その第１及び第２端がそれぞれ前記低圧側スイッチングデバイスの制御電極及び前記第２電極に接続された低圧側駆動回路とを備え、
前記高圧側スイッチングデバイスと前記低圧側スイッチングデバイスとは、前記高圧側駆動回路と前記低圧側駆動回路とによって交互にその動作をオン、オフするように制御されており、
ダイオードと、
その一端及び他端がそれぞれ前記ダイオードのアノード及び前記グランドに接続された低圧直流電源と、
その第１電極が前記ダイオードを介して前記低圧直流電源の前記一端に接続され且つ前記高圧側駆動回路の第３端にも接続されており、その第２電極が前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極に接続されたコンデンサと、
前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にある間に成される前記コンデンサの充電期間中、前記コンデンサの両端間の電圧値を固定する電圧固定手段とを、
更に備える半導体装置において、
前記電圧固定手段は、
そのカソードが前記コンデンサの前記第１電極に接続され、そのアノードが前記コンデンサの前記第２電極に接続された、ツェナーダイオードを備え、
前記低圧直流電源の電圧は、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧と前記ダイオードの順方向電圧と前記低圧側スイッチングデバイスのオン電圧との和よりも大きく設定されていることを特徴とする、半導体装置。 - 請求項１記載の半導体装置において、
前記低圧側スイッチングデバイスの前記第１及び第２電極にそのカソード及びアノードがそれぞれ接続された低圧側ダイオードと、
前記ダイオードのカソード及び前記コンデンサの前記第１電極にその一端及び他端が接続された抵抗とを、
更に備えることを特徴とする半導体装置。 - 高圧直流電源にその第１電極が接続された高圧側スイッチングデバイスと、
その第１及び第２端がそれぞれ前記高圧側スイッチングデバイスの制御電極及び第２電極に接続された高圧側駆動回路と、
前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極にその第１電極が接続され、その第２電極がグランドに接続された低圧側スイッチングデバイスと、
その第１及び第２端がそれぞれ前記低圧側スイッチングデバイスの制御電極及び前記第２電極に接続された低圧側駆動回路とを備え、
前記高圧側スイッチングデバイスと前記低圧側スイッチングデバイスとは、前記高圧側駆動回路と前記低圧側駆動回路とによって交互にその動作をオン、オフするように制御されており、
前記低圧側スイッチングデバイスの前記第１及び第２電極にそのカソード及びアノードがそれぞれ接続された低圧側ダイオードと、
ダイオードと、
その一端及び他端がそれぞれ前記ダイオードのアノード及び前記グランドに接続された低圧直流電源と、
前記ダイオードのカソードと前記グランドと前記高圧側駆動回路の第３端とに接続され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にある間に、前記低圧側スイッチングデバイスと前記低圧側ダイオードとを介在させることなく、前記低圧直流電源から供給される、前記高圧側スイッチングデバイスを駆動するのに必要な電荷を自ら充電する一方、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときに前記電荷に対応した充電電圧を前記高圧側駆動回路に供給する充電電圧供給手段とを、
更に備えることを特徴とする半導体装置。 - 請求項３記載の半導体装置において、
前記ダイオードを第１ダイオードとすると、
前記充電電圧供給手段は、
前記第１ダイオードの前記カソードにその第１電極が接続された第１コンデンサと、
前記第１コンデンサの第２電極と前記グランドとの間に配設され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオンに制御され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオフに制御される、第１スイッチと、
そのアノード及びカソードが前記第１ダイオードの前記カソード及び前記高圧側駆動回路の前記第３端にそれぞれ接続された第２ダイオードと、
その第１及び第２電極が前記高圧側駆動回路の前記第３端及び前記第２端にそれぞれ接続された第２コンデンサと、
前記第１コンデンサの前記第２電極と前記第２コンデンサの前記第２電極との間に配設され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオフに制御され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオンに制御される、第２スイッチとを、
備えることを特徴とする半導体装置。 - 請求項４記載の半導体装置において、
前記第２ダイオードに代えて、
前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオフに制御され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオンに制御される、第３スイッチを、
備えることを特徴とする半導体装置。 - 高圧直流電源にその第１電極が接続された高圧側スイッチングデバイスと、
その第１及び第２端がそれぞれ前記高圧側スイッチングデバイスの制御電極及び第２電極に接続された高圧側駆動回路と、
前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極にその第１電極が接続され、その第２電極がグランドに接続された低圧側スイッチングデバイスと、
その第１及び第２端がそれぞれ前記低圧側スイッチングデバイスの制御電極及び前記第２電極に接続された低圧側駆動回路とを備え、
前記高圧側スイッチングデバイスと前記低圧側スイッチングデバイスとは、前記高圧側駆動回路と前記低圧側駆動回路とによって交互にその動作をオン、オフするように制御されており、
前記低圧側スイッチングデバイスの前記第１及び第２電極にそのカソード及びアノードがそれぞれ接続された低圧側ダイオードと、
ダイオードと、
その一端及び他端がそれぞれ前記ダイオードのアノード及び前記グランドに接続された低圧直流電源と、
前記ダイオードのカソードと前記グランドと前記高圧側駆動回路の第３端とに接続され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にある間に、前記低圧側スイッチングデバイスと前記低圧側ダイオードとを介在させることなく、前記低圧直流電源から供給される、前記高圧側スイッチングデバイスを駆動するのに必要な電荷を自ら充電する一方、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときに前記電荷に対応した充電電圧を前記高圧側駆動回路に供給する充電電圧供給手段とを、
更に備えることを特徴とする半導体装置。 - 請求項６記載の半導体装置において、
前記ダイオードを第１ダイオードとすると、
前記充電電圧供給手段は、
前記第１ダイオードの前記カソードにその第１電極が接続された第１コンデンサと、
前記第１コンデンサの第２電極と前記グランドとの間に配設され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオンに制御され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオフに制御される、第１スイッチと、
そのアノード及びカソードが前記第１ダイオードの前記カソード及び前記高圧側駆動回路の前記第３端にそれぞれ接続された第２ダイオードと、
その第１及び第２電極が前記高圧側駆動回路の前記第３端及び前記第２端にそれぞれ接続された第２コンデンサと、
前記第１コンデンサの前記第２電極と前記第２コンデンサの前記第２電極との間に配設され、前記高圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、そのスイッチング動作はオフに制御され、前記低圧側スイッチングデバイスの動作がオン状態にあるときには、前記スイッチング動作はオンに制御される、第２スイッチとを、
備えることを特徴とする半導体装置。 - 請求項４，５及び７のいずれかに記載の半導体装置において、
前記低圧直流電源の電圧を、前記高圧側スイッチングデバイスの駆動電圧に前記第１ダイオードの順方向電圧分だけを加えた値に設定することを特徴とする、
半導体装置。 - 高圧直流電源にその第１電極が接続された高圧側スイッチングデバイスと、
その第１及び第２端がそれぞれ前記高圧側スイッチングデバイスの制御電極及び第２電極に接続された高圧側駆動回路と、
前記高圧側スイッチングデバイスの前記第２電極にその第１電極が接続され、その第２電極がグランドに接続された低圧側スイッチングデバイスと、
その第１及び第２端がそれぞれ前記低圧側スイッチングデバイスの制御電極及び前記第２電極に接続された低圧側駆動回路と、
前記低圧側スイッチングデバイスの前記第１及び第２電極にそのカソード及びアノードがそれぞれ接続された低圧側ダイオードと、
前記高圧側駆動回路の第３端及び前記第２端との間に並列に接続されたコンデンサと、
低圧直流電源をソースとし、スイッチング手段を備える、前記コンデンサの充電経路とを備え、
前記高圧側スイッチングデバイスと前記低圧側スイッチングデバイスとを、前記高圧側駆動回路と前記低圧側駆動回路とによって交互にオン、オフするように制御すると共に、
前記高圧側スイッチングデバイス及び前記低圧側スイッチングデバイスの動作状態に応じて前記スイッチング手段の動作をオン、オフに交互に切り換え制御することにより、前記低圧側スイッチングデバイス及び前記低圧側ダイオードを介在させることなく、前記充電経路より、前記高圧側スイッチングデバイスを駆動するのに必要な電圧を前記コンデンサに充電することを特徴とする、
半導体装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07975697A JP3607033B2 (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | 半導体装置 |
| US08/922,373 US5963066A (en) | 1997-03-31 | 1997-09-03 | Semiconductor device which drives low-voltage driven switching device, using low-voltage direct current power source, a diode and a capacitor |
| DE19750168.0A DE19750168B4 (de) | 1997-03-31 | 1997-11-12 | Drei Spannungsversorgungen für Treiberschaltungen von Leistungs-Halbleiterschaltern |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07975697A JP3607033B2 (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | 半導体装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10285949A JPH10285949A (ja) | 1998-10-23 |
| JP3607033B2 true JP3607033B2 (ja) | 2005-01-05 |
Family
ID=13699076
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07975697A Expired - Lifetime JP3607033B2 (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | 半導体装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5963066A (ja) |
| JP (1) | JP3607033B2 (ja) |
| DE (1) | DE19750168B4 (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3694843B2 (ja) * | 1996-08-08 | 2005-09-14 | 株式会社安川電機 | インバータ装置 |
| DE19730215C2 (de) * | 1997-07-15 | 2001-01-25 | Dialog Semiconductor Gmbh | Schaltungsanordnung mit einer ersten Steuereinheit und einer zweiten Steuereinheit |
| JP3678891B2 (ja) * | 1997-08-07 | 2005-08-03 | 松下電器産業株式会社 | Ｐｗｍインバータ用出力回路 |
| JP4151163B2 (ja) * | 1999-07-08 | 2008-09-17 | 株式会社豊田自動織機 | Ｍｏｓトランジスタのドライブ回路 |
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| JP3915815B2 (ja) * | 2005-03-23 | 2007-05-16 | サンケン電気株式会社 | レベルシフト回路および電源装置 |
| JP3912417B2 (ja) | 2005-06-24 | 2007-05-09 | サンケン電気株式会社 | 駆動回路 |
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| US8324863B2 (en) * | 2010-04-19 | 2012-12-04 | Tesla Motors, Inc. | Trickle charger for high-energy storage systems |
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| JP5605263B2 (ja) * | 2011-02-23 | 2014-10-15 | 株式会社デンソー | 負荷駆動装置 |
| JP5236822B1 (ja) * | 2012-01-30 | 2013-07-17 | シャープ株式会社 | ドライバ回路 |
| CN104578705A (zh) * | 2013-10-21 | 2015-04-29 | 立锜科技股份有限公司 | 电源转换电路的控制电路及相关的电容充电电路 |
| JP2014033614A (ja) * | 2013-11-18 | 2014-02-20 | National Institute Of Advanced Industrial & Technology | 電力変換装置 |
| CN104953994B (zh) * | 2014-03-29 | 2018-01-09 | 华为技术有限公司 | 一种功率开关管的驱动电路 |
| JP6500999B2 (ja) * | 2016-02-16 | 2019-04-17 | 富士電機株式会社 | 半導体装置 |
| JP6831713B2 (ja) * | 2017-02-15 | 2021-02-17 | ローム株式会社 | ブートストラップ回路 |
| DE102017130443A1 (de) * | 2017-12-19 | 2019-06-19 | Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft | Flexibles Bootstrapping für Leistungselektronikschaltungen |
| US10469066B1 (en) * | 2018-07-27 | 2019-11-05 | Texas Instruments Incorporated | Trickle charge control |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| DE3625091A1 (de) * | 1986-07-24 | 1988-01-28 | Bosch Gmbh Robert | Endstufe in brueckenschaltung |
| JP2758477B2 (ja) * | 1990-03-15 | 1998-05-28 | 株式会社芝浦製作所 | 携帯形情報機器 |
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-
1997
- 1997-03-31 JP JP07975697A patent/JP3607033B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1997-09-03 US US08/922,373 patent/US5963066A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-11-12 DE DE19750168.0A patent/DE19750168B4/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5963066A (en) | 1999-10-05 |
| DE19750168A1 (de) | 1998-10-22 |
| DE19750168B4 (de) | 2014-11-20 |
| JPH10285949A (ja) | 1998-10-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040729 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040803 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20041005 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20041006 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071015 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081015 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091015 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091015 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101015 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111015 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121015 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131015 Year of fee payment: 9 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
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