JPH0698560A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH0698560A JPH0698560A JP4246985A JP24698592A JPH0698560A JP H0698560 A JPH0698560 A JP H0698560A JP 4246985 A JP4246985 A JP 4246985A JP 24698592 A JP24698592 A JP 24698592A JP H0698560 A JPH0698560 A JP H0698560A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 正側直流母線に接続された主スイッチング素
子をスイッチングするための電源電圧を、各相間でばら
つかずに一定値であるインバータ装置を提供することを
目的とする。 【構成】 電力用電圧型インバータ装置において、負側
直流母線Ｎ２に対し正電圧を有する１個の電圧電源か
ら、電力供給用ダイオード２０を通して、正側直流母線
Ｐ１に接続された各相スイッチング素子１０，１２，１
４のエミッタ或いはソース電位に対し高い電位を有する
正電圧電源をそれぞれ作り、この正電圧電源からチャー
ジポンプ回路２６により、これら各相スイッチング素子
１０，１２，１４のエミッタ或いはソース電位に対し低
い電位を有する負電圧電源をそれぞれ作り、これら正負
の両電源により正側直流母線Ｐ１に接続された各スイッ
チング素子１０，１２，１４をスイッチングする。
子をスイッチングするための電源電圧を、各相間でばら
つかずに一定値であるインバータ装置を提供することを
目的とする。 【構成】 電力用電圧型インバータ装置において、負側
直流母線Ｎ２に対し正電圧を有する１個の電圧電源か
ら、電力供給用ダイオード２０を通して、正側直流母線
Ｐ１に接続された各相スイッチング素子１０，１２，１
４のエミッタ或いはソース電位に対し高い電位を有する
正電圧電源をそれぞれ作り、この正電圧電源からチャー
ジポンプ回路２６により、これら各相スイッチング素子
１０，１２，１４のエミッタ或いはソース電位に対し低
い電位を有する負電圧電源をそれぞれ作り、これら正負
の両電源により正側直流母線Ｐ１に接続された各スイッ
チング素子１０，１２，１４をスイッチングする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ装置に係
り、特に交流電動機等の誘導性負荷を駆動する場合にお
ける、インバータ正側直流母線に接続された主スイッチ
ング素子を駆動する回路への電圧電源供給するＩＧＢＴ
等のＭＯＳゲートを有する主スイッチング素子を用いた
電力用電圧型のインバータ装置に関する。
り、特に交流電動機等の誘導性負荷を駆動する場合にお
ける、インバータ正側直流母線に接続された主スイッチ
ング素子を駆動する回路への電圧電源供給するＩＧＢＴ
等のＭＯＳゲートを有する主スイッチング素子を用いた
電力用電圧型のインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のインバータ制御装置にお
いては、図６に示すように正側直流母線Ｐ１に接続され
た各主スイッチング素子１０，１２，１４にそれぞれ絶
縁された電源により、スイッチング電圧を供給していた
ため、多出力巻線を有するスイッチング電源回路によっ
て行っていた。
いては、図６に示すように正側直流母線Ｐ１に接続され
た各主スイッチング素子１０，１２，１４にそれぞれ絶
縁された電源により、スイッチング電圧を供給していた
ため、多出力巻線を有するスイッチング電源回路によっ
て行っていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記のよう
な電源回路では、スイッチングトランスの巻き方や負荷
の消費量の違いによって各相間の電圧がばらついてしま
う現象がみられ、ある相の電圧が高くなり過ぎて主スイ
ッチング素子のゲート電圧の許容最大定格を越えてしま
ったり、逆に十分な電圧がなくて主スイッチング素子の
スイッチオン時の電圧降下が大きすぎ発熱を増大させた
り、負荷であるモータに印加される電圧が各相によって
異なるために生ずる直流分がモータにトルク脈動を発生
させたり、と言うような様々な不具合が生じていた。
な電源回路では、スイッチングトランスの巻き方や負荷
の消費量の違いによって各相間の電圧がばらついてしま
う現象がみられ、ある相の電圧が高くなり過ぎて主スイ
ッチング素子のゲート電圧の許容最大定格を越えてしま
ったり、逆に十分な電圧がなくて主スイッチング素子の
スイッチオン時の電圧降下が大きすぎ発熱を増大させた
り、負荷であるモータに印加される電圧が各相によって
異なるために生ずる直流分がモータにトルク脈動を発生
させたり、と言うような様々な不具合が生じていた。
【０００４】そこで本発明の目的は、ＩＧＢＴ等のＭＯ
Ｓゲートを有する主スイッチング素子を用いた電力用電
圧型のインバータ装置で交流電動機等の誘導性負荷を駆
動する場合に、正側直流母線に接続された主スイッチン
グ素子をスイッチングするための電源電圧を各相間でば
らつきがない一定値にするインバータ装置を提供するこ
とである。
Ｓゲートを有する主スイッチング素子を用いた電力用電
圧型のインバータ装置で交流電動機等の誘導性負荷を駆
動する場合に、正側直流母線に接続された主スイッチン
グ素子をスイッチングするための電源電圧を各相間でば
らつきがない一定値にするインバータ装置を提供するこ
とである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに、本発明においては、ＭＯＳ型ゲートを有するスイ
ッチング素子をインバータ主回路直流母線の正側と負側
の間に２個直列に接続したブリッジを複数個（相数分）
並列に用意して誘導性負荷を駆動する電力用電圧型イン
バータ装置において、負側直流母線に対し正電圧を有す
る電圧電源と、この電圧電源にダイオードを介して接続
され、正側直流母線に接続された各相スイッチング素子
のエミッタ或いはソース電位に対し高い電位を有する正
電圧電源と、この正電圧電源に接続されたチャージポン
プ回路により構成され、これら各相スイッチング素子エ
ミッタ或いはソース電位に対し低い電圧を有する負電圧
電源とを有し、これら正電圧電源と負電圧電源により正
側直流母線に接続された各スイッチング素子をスイッチ
ングすることを特徴とするものである。
めに、本発明においては、ＭＯＳ型ゲートを有するスイ
ッチング素子をインバータ主回路直流母線の正側と負側
の間に２個直列に接続したブリッジを複数個（相数分）
並列に用意して誘導性負荷を駆動する電力用電圧型イン
バータ装置において、負側直流母線に対し正電圧を有す
る電圧電源と、この電圧電源にダイオードを介して接続
され、正側直流母線に接続された各相スイッチング素子
のエミッタ或いはソース電位に対し高い電位を有する正
電圧電源と、この正電圧電源に接続されたチャージポン
プ回路により構成され、これら各相スイッチング素子エ
ミッタ或いはソース電位に対し低い電圧を有する負電圧
電源とを有し、これら正電圧電源と負電圧電源により正
側直流母線に接続された各スイッチング素子をスイッチ
ングすることを特徴とするものである。
【０００６】
【作用】本発明によれば、ＭＯＳゲートを有する主スイ
ッチング素子をインバータ主回路直流母線の正側と負側
の間に２個直列に接続したブリッジを複数個（相数分）
並列に用意して誘導性負荷を駆動する電力用電圧型のイ
ンバータ装置において、負側直流母線に対し正電圧を有
する電圧電源と、この電圧電源から、ダイオードを通し
て、正側直流母線に接続された各相スイッチング素子の
エミッタ或いはソース電位に対し高い電位を有する正電
圧電源をそれぞれ作り、さらに、この正電圧電源からチ
ャージポンプ回路により、これら各相スイッチング素子
のエミッタ或いはソース電位に対し低い電位を有する負
電圧電源をそれぞれ作り、これら正電圧電源、負電圧電
源により正側直流母線に接続された各スイッチング素子
をスイッチングすることで、正側直流母線に接続された
主スイッチング素子をスイチッングするための電源電圧
を、低い電力損失で実現し、かつ、各相間でばらつきが
ない一定値にすることができる。
ッチング素子をインバータ主回路直流母線の正側と負側
の間に２個直列に接続したブリッジを複数個（相数分）
並列に用意して誘導性負荷を駆動する電力用電圧型のイ
ンバータ装置において、負側直流母線に対し正電圧を有
する電圧電源と、この電圧電源から、ダイオードを通し
て、正側直流母線に接続された各相スイッチング素子の
エミッタ或いはソース電位に対し高い電位を有する正電
圧電源をそれぞれ作り、さらに、この正電圧電源からチ
ャージポンプ回路により、これら各相スイッチング素子
のエミッタ或いはソース電位に対し低い電位を有する負
電圧電源をそれぞれ作り、これら正電圧電源、負電圧電
源により正側直流母線に接続された各スイッチング素子
をスイッチングすることで、正側直流母線に接続された
主スイッチング素子をスイチッングするための電源電圧
を、低い電力損失で実現し、かつ、各相間でばらつきが
ない一定値にすることができる。
【０００７】
【実施例】本発明による実施例を図面を参照して説明す
る。
る。
【０００８】図１〜図５は、本発明の実施例を示すもの
で、本実施例では、最も一般的なＩＧＢＴを主スイッチ
ング素子に使用した３相インバータの場合について説明
する。図１は本発明の実施例の回路図であり、１は正側
直流母線Ｐであり、２は負側直流母線Ｎである。３は主
回路コンデンサであり、主回路コンデンサ３は、直流母
線ＰＮ間に配置され、直流母線ＰＮ間の電圧を保持する
働きをもつ。４はＵ相正側主スイッチング素子、５はＵ
相負側主スイッチング素子、６はＶ相正側主スイッチン
グ素子、７はＶ相負側主スイッチング素子、８はＷ相正
側主スイッチンマ素子、９はＷ相負側主スイッチング素
子である。１０〜１５は、それぞれの主スイッチング素
子のフリーホイールダイオードである。１６はＵ相出力
端子、１７はＶ相出力端子、１８はＷ相出力端子で、そ
れぞれ、各正負両スイッチング素子の間の電位で、これ
らのスイッチング素子は相補的にオン／オフを行うた
め、各端子電圧は、正または負の直流母線電位に固定さ
れる。ここでは、Ｕ相の場合について説明するが、Ｖ
相、Ｗ相についても全く同じ考え方で良い。図１中、破
線で囲った部分の回路は各相同一の構成である。
で、本実施例では、最も一般的なＩＧＢＴを主スイッチ
ング素子に使用した３相インバータの場合について説明
する。図１は本発明の実施例の回路図であり、１は正側
直流母線Ｐであり、２は負側直流母線Ｎである。３は主
回路コンデンサであり、主回路コンデンサ３は、直流母
線ＰＮ間に配置され、直流母線ＰＮ間の電圧を保持する
働きをもつ。４はＵ相正側主スイッチング素子、５はＵ
相負側主スイッチング素子、６はＶ相正側主スイッチン
グ素子、７はＶ相負側主スイッチング素子、８はＷ相正
側主スイッチンマ素子、９はＷ相負側主スイッチング素
子である。１０〜１５は、それぞれの主スイッチング素
子のフリーホイールダイオードである。１６はＵ相出力
端子、１７はＶ相出力端子、１８はＷ相出力端子で、そ
れぞれ、各正負両スイッチング素子の間の電位で、これ
らのスイッチング素子は相補的にオン／オフを行うた
め、各端子電圧は、正または負の直流母線電位に固定さ
れる。ここでは、Ｕ相の場合について説明するが、Ｖ
相、Ｗ相についても全く同じ考え方で良い。図１中、破
線で囲った部分の回路は各相同一の構成である。
【０００９】１９は直流電源線で、負側直流母線Ｎに対
しＶＤの電位を有している。２０は正側回路へ電力を供
給するためのダイオード、２１は電圧保持用のコンデン
サ、２２は電圧降下式定電圧回路、２３は低電圧線、２
４はＵ相正側主スイッチング素子のエミッタ線である。
電圧降下式定電圧回路２２は例えばＴＡ７８ＤＬ１５Ｐ
（東芝製）等の集積回路を用いたり、図２又は図３に示
される回路で実現できる。
しＶＤの電位を有している。２０は正側回路へ電力を供
給するためのダイオード、２１は電圧保持用のコンデン
サ、２２は電圧降下式定電圧回路、２３は低電圧線、２
４はＵ相正側主スイッチング素子のエミッタ線である。
電圧降下式定電圧回路２２は例えばＴＡ７８ＤＬ１５Ｐ
（東芝製）等の集積回路を用いたり、図２又は図３に示
される回路で実現できる。
【００１０】図２及び図３において、２５は定電圧ダイ
オード（ツェナーダイオード）で、２３は低電圧線、２
４は共通線で図１におけるＵ相正側主スイッチング素子
のエミッタ線である。２６はチャージポンプ回路、２７
は負電圧線で、チャージポンプ回路２６は例えばＩＣＬ
７６６２（マキシム社製）等の集積回路を用いたり、図
４に示される回路で実現できる。
オード（ツェナーダイオード）で、２３は低電圧線、２
４は共通線で図１におけるＵ相正側主スイッチング素子
のエミッタ線である。２６はチャージポンプ回路、２７
は負電圧線で、チャージポンプ回路２６は例えばＩＣＬ
７６６２（マキシム社製）等の集積回路を用いたり、図
４に示される回路で実現できる。
【００１１】図４において、２８、２９はスイッチング
素子、３０は電圧値伝達用コンデンサ、３１、３２はダ
イオード、３３は出力コンデンサ、２３は低電圧線、２
７は負電圧線、２４は共通線で図１におけるＵ相正側主
スイッチング素子のエミッタ線である。ここで図４の回
路動作を説明する。まずスイッチング素子２８がオンし
スイッチング素子２９がオフすると入力線２３と共通線
２４間の入力電圧値が電圧値伝達用コンデンサ３０に伝
達される。この時電流は低電圧線２３→スイッチング素
子２８→電圧値伝達用コンデンサ３０→ダイオード３１
→共通線２４の経路を通るためスイッチング素子２８の
オン電圧降下とダイオード３１の順方向電圧降下のため
電圧値伝達用コンデンサ３０の電圧は入力電圧により、
この分だけ低くなる。つぎにスイッチング素子２８がオ
フしスイッチング素子２９がオンすると電圧値伝達用コ
ンデンサ３０の電圧がスイッチング素子２９→出力コン
デンサ３３→低電圧線３２の経路で出力コンデンサ３３
に伝達される。この場合もスイッチング素子２９のオン
電圧降下とダイオード３２の順方向電圧降下のため、出
力コンデンサ３３の電圧は電圧値伝達用コンデンサ３０
の電圧により、この分だけ低くなる。
素子、３０は電圧値伝達用コンデンサ、３１、３２はダ
イオード、３３は出力コンデンサ、２３は低電圧線、２
７は負電圧線、２４は共通線で図１におけるＵ相正側主
スイッチング素子のエミッタ線である。ここで図４の回
路動作を説明する。まずスイッチング素子２８がオンし
スイッチング素子２９がオフすると入力線２３と共通線
２４間の入力電圧値が電圧値伝達用コンデンサ３０に伝
達される。この時電流は低電圧線２３→スイッチング素
子２８→電圧値伝達用コンデンサ３０→ダイオード３１
→共通線２４の経路を通るためスイッチング素子２８の
オン電圧降下とダイオード３１の順方向電圧降下のため
電圧値伝達用コンデンサ３０の電圧は入力電圧により、
この分だけ低くなる。つぎにスイッチング素子２８がオ
フしスイッチング素子２９がオンすると電圧値伝達用コ
ンデンサ３０の電圧がスイッチング素子２９→出力コン
デンサ３３→低電圧線３２の経路で出力コンデンサ３３
に伝達される。この場合もスイッチング素子２９のオン
電圧降下とダイオード３２の順方向電圧降下のため、出
力コンデンサ３３の電圧は電圧値伝達用コンデンサ３０
の電圧により、この分だけ低くなる。
【００１２】図１において、３３は負電圧保持用コンデ
ンサで、図４における出力コンデンサ３３である。３４
は主スイッチング素子４を駆動する回路であり、３５は
主スイッチング素子４のゲート指令信号である。、主ス
イッチング素子４を駆動する回路３４は、例えば、ＴＬ
Ｐ２５０（東芝製）等の集積回路や、これに相当する回
路で実現できる。
ンサで、図４における出力コンデンサ３３である。３４
は主スイッチング素子４を駆動する回路であり、３５は
主スイッチング素子４のゲート指令信号である。、主ス
イッチング素子４を駆動する回路３４は、例えば、ＴＬ
Ｐ２５０（東芝製）等の集積回路や、これに相当する回
路で実現できる。
【００１３】図５はＴＬＰ２５０の端子接続図である。
図５の８番端子Ｐ８に図１における定電圧線２３を接続
し、図５の５番端子Ｐ５に図１における負電圧線２７を
接続し、図５の６番端子Ｐ６から抵抗器を通して、主ス
イッチング素子４のゲート端子に接続すれば良い。な
お、図５の２番端子Ｐ２から、３番端子Ｐ３へ電流を流
すことで、主スイッチング素子４のゲート指令信号３５
を与える。つぎに、作用について説明する。
図５の８番端子Ｐ８に図１における定電圧線２３を接続
し、図５の５番端子Ｐ５に図１における負電圧線２７を
接続し、図５の６番端子Ｐ６から抵抗器を通して、主ス
イッチング素子４のゲート端子に接続すれば良い。な
お、図５の２番端子Ｐ２から、３番端子Ｐ３へ電流を流
すことで、主スイッチング素子４のゲート指令信号３５
を与える。つぎに、作用について説明する。
【００１４】電圧形インバータでは、通常ＰＷＭ制御を
行っているため、Ｕ相正側主スイッチング素子４とＵ相
負側主スイッチング素子５とは相補的にオン／オフを繰
り返す。このため、Ｕ相負側主スイッチング素子５がオ
ンしている状態ではＵ相出力端子１６の電位は、ほぼ負
側直流母線Ｎ２の電位に一致しており、この時、直流電
源線１９から電力供給用ダイオード２０→電圧保持用コ
ンデンサ２１→正側主端子のエミッタ線２４→主スイッ
チング素子５→負側直流母線２のように電流が流れ、電
圧保持用コンデンサ２１を充電する。電圧保持用コンデ
ンサ２１は、Ｕ相負側主スイッチング素子５がオフし、
再びＵ相負側主スイッチング素子５がオンするまでの
間、Ｕ相正側主スイッチング素子４を駆動するエネルギ
ーを蓄積する働きがある。このエネルギーを蓄積する働
きは、電圧降下式定電圧回路２２の出力側に配置された
コンデンサによっても行うことができる。これらの動作
は、他のＶ相及びＷ相でも全く同様に行われるため、各
相の電圧保持用のコンデンサ２１の電圧はほぼ直流電源
線１９の電圧となり、相ごとばらつきは発生しない。一
般に、Ｕ出力端子１６から供給される電流は正負いずれ
の場合もありうるため、Ｕ出力端子１６から負荷側へ電
流が流出する場合には、スイッチング端子５をオンさせ
てもフリーホイールダイオード１１が導通する。この
時、電圧保持用コンデンサ２１に充電される電圧はＵ出
力端子１６へ負荷側から電流が流入してスイッチング素
子５が導通する場合よりも、スイッチング素子５のオン
時の電圧降下分とフリーホイールダイオード１１の順電
圧降下分の合計値だけ高くなる。電圧降下式定電圧回路
２２は、この分の電圧の過大分を吸収する働きをする。
この電圧の過大分は非常に小さい値なので、電圧降下式
定電圧回路２２で発生する損失は小さい値となる。ま
た、図２に示される簡単な回路を用いた場合には定電圧
線２３の電位は多少変動するが、主スイッチング素子の
ゲート電圧の許容最大定格を越えない範囲や、主スイッ
チング素子のスイッチオン時の電圧降下の増大による発
熱が許容できる範囲や、負荷電流の直流分がモータにト
ルク脈動を発生させたりしない範囲で、ばらつくのは問
題ない。チャージポンプ回路２６は定電圧線２３から、
主スイッチング素子４のエミッタ電位よりさらに低い電
位である負電圧線２７へ電力の供給を行い、共通線２４
と負電圧線２７との電位差を、ほぼ定電圧線２３と共通
線２４との電位差に等しく保つように働く。定電圧線２
３と負電圧線２７を主スイッチング素子４を駆動する回
路３４に供給することで、主スイッチング素子４を駆動
する回路３４は、安定して、主スイッチング素子４を駆
動することができる。
行っているため、Ｕ相正側主スイッチング素子４とＵ相
負側主スイッチング素子５とは相補的にオン／オフを繰
り返す。このため、Ｕ相負側主スイッチング素子５がオ
ンしている状態ではＵ相出力端子１６の電位は、ほぼ負
側直流母線Ｎ２の電位に一致しており、この時、直流電
源線１９から電力供給用ダイオード２０→電圧保持用コ
ンデンサ２１→正側主端子のエミッタ線２４→主スイッ
チング素子５→負側直流母線２のように電流が流れ、電
圧保持用コンデンサ２１を充電する。電圧保持用コンデ
ンサ２１は、Ｕ相負側主スイッチング素子５がオフし、
再びＵ相負側主スイッチング素子５がオンするまでの
間、Ｕ相正側主スイッチング素子４を駆動するエネルギ
ーを蓄積する働きがある。このエネルギーを蓄積する働
きは、電圧降下式定電圧回路２２の出力側に配置された
コンデンサによっても行うことができる。これらの動作
は、他のＶ相及びＷ相でも全く同様に行われるため、各
相の電圧保持用のコンデンサ２１の電圧はほぼ直流電源
線１９の電圧となり、相ごとばらつきは発生しない。一
般に、Ｕ出力端子１６から供給される電流は正負いずれ
の場合もありうるため、Ｕ出力端子１６から負荷側へ電
流が流出する場合には、スイッチング端子５をオンさせ
てもフリーホイールダイオード１１が導通する。この
時、電圧保持用コンデンサ２１に充電される電圧はＵ出
力端子１６へ負荷側から電流が流入してスイッチング素
子５が導通する場合よりも、スイッチング素子５のオン
時の電圧降下分とフリーホイールダイオード１１の順電
圧降下分の合計値だけ高くなる。電圧降下式定電圧回路
２２は、この分の電圧の過大分を吸収する働きをする。
この電圧の過大分は非常に小さい値なので、電圧降下式
定電圧回路２２で発生する損失は小さい値となる。ま
た、図２に示される簡単な回路を用いた場合には定電圧
線２３の電位は多少変動するが、主スイッチング素子の
ゲート電圧の許容最大定格を越えない範囲や、主スイッ
チング素子のスイッチオン時の電圧降下の増大による発
熱が許容できる範囲や、負荷電流の直流分がモータにト
ルク脈動を発生させたりしない範囲で、ばらつくのは問
題ない。チャージポンプ回路２６は定電圧線２３から、
主スイッチング素子４のエミッタ電位よりさらに低い電
位である負電圧線２７へ電力の供給を行い、共通線２４
と負電圧線２７との電位差を、ほぼ定電圧線２３と共通
線２４との電位差に等しく保つように働く。定電圧線２
３と負電圧線２７を主スイッチング素子４を駆動する回
路３４に供給することで、主スイッチング素子４を駆動
する回路３４は、安定して、主スイッチング素子４を駆
動することができる。
【００１５】
【発明の効果】以上述べてきたように本発明によれば、
ＭＯＳゲートを有する主スイッチング素子をインバータ
主回路直流母線の正側と負側の間に２個直列に接続した
ブリッジを複数個（相数分）並列に用意して交流電動機
等の誘導性負荷を駆動する電力用電圧型のインバータ装
置において、負側直流母線に対し正電圧を有する電圧電
源から、ダイオードを通して、正側直流母線に接続され
た各相スイッチング素子のエミッタ或いはソース電位に
対し高い電位を有する正電圧電源をそれぞれ作り、さら
に、この正電圧電源に接続されたチャージポンプ回路に
より、これら各相スイッチング素子のエミッタ或いはソ
ース電位に対し低い電位を有する負電圧電源をそれぞれ
作り、これら正電圧電源と負電圧電源により正側直流母
線に接続された各スイッチング素子をスイッチングする
ことでインバータ装置を構成することにより、正側直流
母線に接続された主スイッチング素子をスイッチングす
るための電源電圧を、低い電力損失で実現し、かつ、各
相間でばらつきがない一定値にすることができ、ある相
の電圧が高くなり過ぎて主スイッチング素子のゲート電
圧の許容最大定格を越えてしまったり、逆に十分な電圧
がなくて主スイッチング素子のスイッチオン時の電圧降
下が大きすぎ発熱を増大させたり、負荷であるモータに
印加される電圧が相によって異なるために生ずる直流分
がモータにトルク動脈を発生させたり、と言うような様
々な不場合を回避することができるばかりでなく、主ス
イッチング素子がオフしている期間も十分負電圧をゲー
トに印加できるのでノイズマージンが上昇するといった
一連の効果を得ることができる。
ＭＯＳゲートを有する主スイッチング素子をインバータ
主回路直流母線の正側と負側の間に２個直列に接続した
ブリッジを複数個（相数分）並列に用意して交流電動機
等の誘導性負荷を駆動する電力用電圧型のインバータ装
置において、負側直流母線に対し正電圧を有する電圧電
源から、ダイオードを通して、正側直流母線に接続され
た各相スイッチング素子のエミッタ或いはソース電位に
対し高い電位を有する正電圧電源をそれぞれ作り、さら
に、この正電圧電源に接続されたチャージポンプ回路に
より、これら各相スイッチング素子のエミッタ或いはソ
ース電位に対し低い電位を有する負電圧電源をそれぞれ
作り、これら正電圧電源と負電圧電源により正側直流母
線に接続された各スイッチング素子をスイッチングする
ことでインバータ装置を構成することにより、正側直流
母線に接続された主スイッチング素子をスイッチングす
るための電源電圧を、低い電力損失で実現し、かつ、各
相間でばらつきがない一定値にすることができ、ある相
の電圧が高くなり過ぎて主スイッチング素子のゲート電
圧の許容最大定格を越えてしまったり、逆に十分な電圧
がなくて主スイッチング素子のスイッチオン時の電圧降
下が大きすぎ発熱を増大させたり、負荷であるモータに
印加される電圧が相によって異なるために生ずる直流分
がモータにトルク動脈を発生させたり、と言うような様
々な不場合を回避することができるばかりでなく、主ス
イッチング素子がオフしている期間も十分負電圧をゲー
トに印加できるのでノイズマージンが上昇するといった
一連の効果を得ることができる。
【図１】本発明の実施例を示す回路図である。
【図２】電圧降下式定電圧回路の一例を示す回路図であ
る。
る。
【図３】電圧降下式定電圧回路の一例を示す回路図であ
る。
る。
【図４】チャージポンプ回路の一例を示す回路図であ
る。
る。
【図５】主スイッチング素子４を駆動するための集積回
路ＴＬＰ２５０の端子接続図である。
路ＴＬＰ２５０の端子接続図である。
【図６】従来例を示す回路図である。
１…正側直流母線Ｐ、 ２…負側直流母
線Ｎ、３…主回路コンデンサ ４〜９…Ｕ〜Ｗ相正及び負側の主スイッチング素子、１
０〜１５…各相のフリーホイールダイオード、１６〜１
８Ｕ〜Ｗ相出力端子、 １９…直流電源線、２０…
正側回路へ電力を供給するためのダイオード、２１…電
圧保持用のコンデンサ、 ２２…電源降下式定電圧回
路、２３…定電圧線、２４…Ｕ相正側主スイッチング素
子のエミッタ線（共通線）、２５…定電圧ダイオード
（ツェナーダイオード）、２６…チャージポンプ回路、
２７…負電圧線、２８，２９…スイッチング素
子、 ３０…電圧値伝達用コンデンサ、３１，３２…
ダイオード、３３…負電圧保持用コンデンサ（出力コン
デンサ）、３４…主スイッチング素子４を駆動する回
路、３５…主スイッチング素子４のゲート指令信号。
線Ｎ、３…主回路コンデンサ ４〜９…Ｕ〜Ｗ相正及び負側の主スイッチング素子、１
０〜１５…各相のフリーホイールダイオード、１６〜１
８Ｕ〜Ｗ相出力端子、 １９…直流電源線、２０…
正側回路へ電力を供給するためのダイオード、２１…電
圧保持用のコンデンサ、 ２２…電源降下式定電圧回
路、２３…定電圧線、２４…Ｕ相正側主スイッチング素
子のエミッタ線（共通線）、２５…定電圧ダイオード
（ツェナーダイオード）、２６…チャージポンプ回路、
２７…負電圧線、２８，２９…スイッチング素
子、 ３０…電圧値伝達用コンデンサ、３１，３２…
ダイオード、３３…負電圧保持用コンデンサ（出力コン
デンサ）、３４…主スイッチング素子４を駆動する回
路、３５…主スイッチング素子４のゲート指令信号。
Claims (1)
- 【請求項１】 ＭＯＳ型ゲートを有するスイッチング素
子をインバータ主回路直流母線の正側と負側の間に２個
直列に接続したブリッジを複数個（相数分）並列に用意
して誘導性負荷を駆動する電力用電圧型のインバータ装
置において、 負側直流母線に対し正電圧を有する電圧電源と、 この電圧電源にダイオードを介して接続され、正側直流
母線に接続された各相スイッチング素子のエミッタ或い
はソース電位に対し高い電位を有する正電圧電源と、 この正電圧電源にそれぞれ接続されたチャージポンプ回
路により構成され、これら各相スイッチング素子エミッ
タ或いはソース電位に対し低い電圧を有する負電圧電源
とを有し、これら正電圧電源と負電圧電源により正側直
流母線に接続された各スイッチング素子をスイッチング
することを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4246985A JPH0698560A (ja) | 1992-09-17 | 1992-09-17 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4246985A JPH0698560A (ja) | 1992-09-17 | 1992-09-17 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0698560A true JPH0698560A (ja) | 1994-04-08 |
Family
ID=17156658
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4246985A Pending JPH0698560A (ja) | 1992-09-17 | 1992-09-17 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0698560A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010193596A (ja) * | 2009-02-17 | 2010-09-02 | Hitachi Ltd | スイッチング回路及び電力変換回路 |
| DE19750168B4 (de) * | 1997-03-31 | 2014-11-20 | Mitsubishi Denki K.K. | Drei Spannungsversorgungen für Treiberschaltungen von Leistungs-Halbleiterschaltern |
| WO2015001373A1 (en) * | 2013-07-04 | 2015-01-08 | Freescale Semiconductor, Inc. | A gate drive circuit and a method for setting up a gate drive circuit |
| WO2019146149A1 (ja) * | 2018-01-23 | 2019-08-01 | 新電元工業株式会社 | 駆動装置、及び、駆動装置の制御方法 |
-
1992
- 1992-09-17 JP JP4246985A patent/JPH0698560A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19750168B4 (de) * | 1997-03-31 | 2014-11-20 | Mitsubishi Denki K.K. | Drei Spannungsversorgungen für Treiberschaltungen von Leistungs-Halbleiterschaltern |
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| US9531373B2 (en) | 2013-07-04 | 2016-12-27 | Nxp Usa, Inc. | Gate drive circuit and a method for setting up a gate drive circuit |
| WO2019146149A1 (ja) * | 2018-01-23 | 2019-08-01 | 新電元工業株式会社 | 駆動装置、及び、駆動装置の制御方法 |
| JPWO2019146149A1 (ja) * | 2018-01-23 | 2020-11-19 | 新電元工業株式会社 | 駆動装置、及び、駆動装置の制御方法 |
| US11095201B2 (en) | 2018-01-23 | 2021-08-17 | Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. | Drive device and method for controlling drive device |
| JP2022088606A (ja) * | 2018-01-23 | 2022-06-14 | 新電元工業株式会社 | 駆動装置、及び、駆動装置の制御方法 |
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