JP2018019520A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源の電圧変動が大きく、過大になる場合でも回路を保護することができるようにした電力変換装置を提供する。
【解決手段】バッテリの電源電圧ＶＢをハイサイドのＭＯＳＦＥＴ７ａ〜７ｃを用いたインバータ主回路３で交流に変換して三相モータ１に給電する。制御回路９はハイサイド駆動回路１０、ローサイド駆動回路１１を介してＭＯＳＦＥＴ７ａ〜７ｃ、８ａ〜８ｃを駆動する。チャージポンプ回路１３は電源電圧ＶＢを電圧ＶＣＰに昇圧する。ブートストラップ回路５はダイオード１４ａ〜１４ｃおよびコンデンサ１５ａ〜１５ｃにより電圧ＶＢＳに昇圧してクランプ回路６を介してクランプした電圧ＶＣＬとして出力する。電源電圧ＶＢの変動に対応して電圧ＶＣＰ、ＶＣＬを供給するので回路保護をしながら動作確保をすることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

直流電源の電圧をハイサイド側にも受けたスイッチング素子のオンオフ制御により、交流電源を生成したり、異なる電圧の出力に変換したりする構成の電力変換装置では、スイッチング素子として、性能に優れるＮチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いることがある。この場合、ハイサイド側でのＭＯＳＦＥＴの駆動は、オンするとソースが電源電圧に上昇するため、ゲートには電源電圧よりも高い電圧を印加する必要がある。

このため、チャージポンプ回路などの昇圧回路を設ける構成がある。また、電源電圧が低下したときにチャージポンプ回路による昇圧では駆動能力が不足するため、ブートストラップ回路を併設するものがある。

しかしながら、直流電源として車両などに搭載されるバッテリを用いる電力変換装置では、バッテリの端子電圧が他の負荷への給電や動作によって端子電圧が変動しやすい。このため、直流電源としてのバッテリ電圧が過剰に高くなることがある場合には、ブートストラップ回路からの電源供給ではゲート駆動回路が損傷したり、故障してしまう不具合が予想される。

特開２０１４−１１８４１号公報

本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、直流電源の電圧変動が大きく、過大になる場合でも回路を保護することができるようにした電力変換装置を提供することにある。

請求項１に記載の電力変換装置は、電源から負荷への通電経路に設けられたゲート制御型半導体素子と、前記ゲート制御型半導体素子のゲートに電源電圧よりも高い駆動電圧を与えるハイサイド駆動回路と、前記電源電圧よりも高い出力電圧を生成して前記ハイサイド駆動回路に供給するチャージポンプ回路と、前記電源電圧よりも高い出力電圧を生成するブートストラップ回路と、前記ブートストラップ回路の出力電圧を入力して所定電圧以上をクランプして前記ハイサイド駆動回路に供給するクランプ回路とを備えている。

上記構成を採用することにより、電源電圧に正サージが印加された場合に、ブートストラップ回路が昇圧し過ぎて高電圧となった場合でも、クランプ回路によりこれを所定電圧以上とならないようにクランプすることができる。これにより、ゲート駆動型半導体素子を駆動するハイサイド駆動回路にブートストラップ回路から直接高電圧が印加するのを抑制でき、ゲート保護回路を別途設けることなく、高電圧に起因した破壊や損傷から保護することができる。

第１実施形態を示すインバータ装置の電気的構成図 クランプ回路の電気的構成図 作用説明図 第２実施形態を示すクランプ回路の電気的構成図 第３実施形態を示すクランプ回路の電気的構成図 第４実施形態を示すコンバータ装置の電気的構成図

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について、図１〜図３を参照して説明する。
図１は、電力変換装置として負荷である三相モータ１を回転駆動させるためのインバータ装置２を示している。インバータ装置２は、電源入力端子ＰＩＮとＧＮＤとの間にバッテリからの直流の電源電圧ＶＢが印加される。インバータ装置２は、インバータ主回路３、制御部４、ブートストラップ回路５、クランプ回路６などから構成される。

インバータ主回路３は、ゲート制御型半導体素子としての６個のｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ７ａ〜７ｃ、８ａ〜８ｃを三相ブリッジ接続してなるものである。この場合、ＭＯＳＦＥＴ７ａ〜７ｃは、ハイサイド側に設けられ、それぞれＭＯＳＦＥＴ８ａ〜８ｃと直列に接続されている。

制御部４は、マイコン等から構成される制御回路９を主体として構成されたＩＣ（集積回路）で、ハイサイド駆動回路１０、ローサイド駆動回路１１、ダイオード１２、チャージポンプ回路１３などから構成される。制御回路９は、ハイサイド駆動回路１０を介してインバータ主回路３のＭＯＳＦＥＴ７ａ〜７ｃを駆動し、ローサイド駆動回路１１を介してインバータ主回路３のＭＯＳＦＥＴ８ａ〜８ｃを駆動制御する。

ハイサイド駆動回路１０は、ダイオード１２を介してチャージポンプ回路１３から駆動用の高電圧が供給される。また、ハイサイド駆動回路１０は、ブートストラップ回路５で生成される高電圧がクランプ回路６を介して供給可能に設けられている。なお、制御部４では、図示しない電源回路を備えていて、電源入力端子ＰＩＮから入力される電源電圧ＶＢに基いて所定電圧を生成し、制御回路９やローサイド駆動回路１１などに給電している。

制御回路９は、ハイサイド駆動回路１０およびローサイド駆動回路１１によりインバータ主回路３にＰＷＭ制御信号を与えて出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗから三相モータ１に三相交流出力を供給する。チャージポンプ回路１３は、電源入力端子Ｐから供給されるバッテリ電圧を昇圧してダイオード１２を順方向に介してハイサイド駆動回路１０に所定の高電圧を供給する。

ブートストラップ回路５は、電源端子ＶＢと三相の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗのそれぞれの間とに、ダイオード１４ａ〜１４ｃおよびコンデンサ１５ａ〜１５ｃのそれぞれの直列回路が接続されたものである。コンデンサ１５ａ〜１５ｃの端子電圧がそれぞれダイオード１６ａ〜１６ｃを介してクランプ回路６の入力端子Ｃ１に入力される。

ブートストラップ回路５においては、三相の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗのいずれかの電位がグランドレベルに下がると、電源入力端子ＰＩＮからダイオード１４ａ〜１４ｃのいずれかを介してレベルが下がった出力端子に接続されるコンデンサコンデンサ１５ａ〜１５ｃに充電される。そして、三相の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗのレベルが電源電圧レベルに上がったときにダイオード１６ａ〜１６ｃを介してコンデンサ１５ａ〜１５ｃの端子電圧が持ち上げられてクランプ回路６に充電電荷で発生した高電圧ＶＢＳを出力する。

クランプ回路６は、ブートストラップ回路５からの電圧ＶＢＳが所定電圧に達するまではそのまま出力され、所定電圧以上になるとクランプ電圧ＶＣＬにクランプして出力する。クランプ回路６は、例えば図２に示す回路構成である。すなわち、入力端子Ｃ１にブートストラップ回路５から電圧ＶＢＳが入力される。

定電圧生成用のｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１７は、エミッタが入力端子Ｃ１に接続され、コレクタが出力端子Ｃ２に接続され、ベースがオペアンプ１８の出力端子に接続されている。出力端子Ｃ２とグランドとの間に抵抗１９ａ、１９ｂを直列接続した分圧回路が接続され、その分圧出力はオペアンプ１８の非反転入力端子に入力される。オペアンプ１８の反転入力端子は、基準電源２０の参照電圧Ｖｒｅｆが入力される。出力端子Ｃ２とグランドとの間に抵抗２１が接続される。参照電圧Ｖｒｅｆは、クランプ電圧ＶＣＬを設定するものである。

この構成では、入力端子Ｃ１への入力電圧が高くなると、出力電圧ＶＣＬが上昇するが、このとき、分圧回路の抵抗１９ｂの端子電圧も上昇するため、参照電圧Ｖｒｅｆとの差も上昇する。これにより、オペアンプ１８は出力電圧が上昇し、トランジスタ１７による出力を低下させるように動作する。この結果、出力電圧ＶＣＬは参照電圧Ｖｒｅｆにより規定されたクランプ電圧に固定されて上昇が抑制される。

次に、本実施形態の作用について、図３も参照して説明する。
バッテリから供給される電源電圧ＶＢは、インバータ装置２の電源入力端子Ｐから入力され、インバータ主回路３、ブートストラップ回路５およびチャージポンプ回路１３に供給される。また、図示しない電源回路により制御回路９、ローサイド駆動回路１１などに動作電源が供給される。チャージポンプ回路１３は、バッテリからの電源電圧ＶＢに基づいて昇圧動作を行ってチャージポンプ電圧ＶＣＰを、ダイオード１２を介してハイサイド駆動回路１０に出力する。

制御回路９は、外部から与えられる駆動指令に応じてハイサイド駆動回路１０によりインバータ主回路３のＭＯＳＦＥＴ７ａ〜７ｃを駆動制御し、ローサイド駆動回路１１によりＭＯＳＦＥＴ８ａ〜８ｃを駆動制御する。これにより、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗから三相交流出力をモータ１に与えて回転駆動させる。

一方、ブートストラップ回路５は、インバータ主回路３の動作によって出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗのレベルがグランドレベルあるいは電源電圧ＶＢレベルに変化することで昇圧動作を行って高電圧のブートストラップ電圧ＶＢＳを生成する。インバータ主回路３の動作によって、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗのそれぞれのレベルがグランドレベルになると、その端子に接続されたコンデンサ１５ａ〜１５ｃのいずれかが電源電圧ＶＢレベルに充電される。

この後、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗのレベルが電源電圧ＶＢレベルに変化すると、その端子に接続されたコンデンサ１５ａ〜１５ｃのいずれかの端子電圧が電源電圧ＶＢのほぼ２倍のレベルまで昇圧される。この昇圧されたブートストラップ電圧ＶＢＳが、ダイオード１６ａ〜１６ｃを介してクランプ回路６の入力端子Ｃ１に入力される。

なお、ブートストラップ電圧ＶＢＳは、バッテリの電源電圧ＶＢの約２倍の電圧として出力されるので、電源電圧ＶＢが変動するとその影響を受けて大きく変動する。バッテリがインバータ装置２以外の他の負荷への給電を担う場合には、大きく電圧が低下することも想定される。そこで、このような大きな変動がないときのバッテリの通常使用状態の平均電圧ＶＢａｖｅを例えば１３Ｖ程度であるとする。

クランプ回路６は、ブートストラップ回路５から入力される電圧ＶＢＳが所定電圧に達していないレベルではそのまま出力端子Ｃ２に電圧ＶＣＬとして出力し、入力される電圧ＶＢＳが所定電圧以上になるとこれをクランプ電圧（例えば２０Ｖ）にクランプした電圧ＶＣＬとして出力する。

図３に示すように、ブートストラップ電圧ＶＢＳはクランプ電圧以下では、太実線で示すように電源電圧ＶＢとともに上昇し、クランプ電圧に達するとそれ以上は破線で示しているように変化する。このように、ブートストラップ電圧ＶＢＳは、電源電圧ＶＢの変化に対して約２倍の電圧となって推移している。これに対して、クランプ回路６は、ブートストラップ電圧ＶＢＳがクランプ電圧である２０Ｖに達するとこれ以上上昇しない電圧ＶＣＬとして太実線で示すように出力している。

ハイサイド駆動回路１０は、チャージポンプ回路１３から入力されるチャージポンプ電圧ＶＣＰを取り込んで動作し、電圧ＶＣＬより小さくなると、クランプ回路６からの電圧ＶＣＬが取り込まれる。

なお、ブートストラップ回路５においては、通常使用状態であって、電源電圧ＶＢが平均電圧ＶＢａｖｅの前後を含む所定範囲にあるときには、電圧ＶＢＳは２ＶＢａｖｅ程度となる。一方、クランプ回路６においては、クランプ電圧は２ＶＢａｖｅよりも低い電圧（２０Ｖ）に設定されている。このため、通常使用状態では、クランプ回路６はクランプされた電圧ＶＣＬが出力された状態となり、実質的にブートストラップ回路５のコンデンサ１５ａ〜１５ｃは放電することがない状態が保持される。

なお、このようにブートストラップ回路５のコンデンサ１５ａ〜１５ｃのチャージが移動しない状態では、チャージが移動することに伴う損失や発熱あるいはノイズの発生が抑制されるので、効率の改善や発熱抑制、ノイズ低減の効果を有する。

このとき、チャージポンプ回路１３は、電源電圧ＶＢに基いて、クランプ回路６からの電圧ＶＣＬよりも高い電圧のチャージポンプ電圧ＶＣＰ（＞ＶＣＬ）を出力している。この結果、電源電圧ＶＢが平均電圧ＶＢａｖｅの範囲にある通常使用状態では、ハイサイド駆動回路１０は、チャージポンプ回路１３から出力される電圧ＣＶＰが出力電圧ＶＯＵＴとして与えられて駆動電源とされる状態である。

また、電源電圧ＶＢがバッテリの通常使用状態の平均電圧ＶＢａｖｅを超える場合においても、上記同様に、ハイサイド駆動回路１０は、チャージポンプ回路１３から出力される電圧ＣＶＰが出力電圧ＶＯＵＴとして与えられて駆動電源とされる状態である。

この結果、チャージポンプ回路１３の電圧ＶＣＰは、電源電圧ＶＢの上昇にともなって上昇するが、この電圧ＶＣＰは、図３に示すように、ＭＯＳＦＥＴ７ａ〜７ｃの適正なゲート駆動電圧の範囲に収まっている。したがって、電源電圧ＶＢの上昇でＭＯＳＦＥＴ７ａ〜７ｃが過大なゲート電圧を与えることを回避することができる。

これに対して、電源電圧ＶＢがバッテリの通常使用状態の平均電圧ＶＢａｖｅを下回ると、チャージポンプ回路１３による電圧ＶＣＰも低下してクランプ回路６のクランプ電圧を下回るようになる。この場合には、クランプ回路６の出力電圧が高いので、ハイサイド駆動回路１０にはクランプ回路６から出力する電圧ＶＣＬが出力電圧ＶＯＵＴとして与えられる。

このときブートストラップ回路５は、電源電圧ＶＢの約２倍の電圧ＶＢＳとして出力するので、クランプ電圧ＶＣＬを下回る場合でも、チャージポンプ回路１３の電圧ＶＣＰより高い電圧を供給できる。これによって、ハイサイド駆動回路１０によるゲート駆動電圧を確保することができるようになる。

このように、本実施形態では、クランプ回路６を設けてブートストラップ回路５の出力電圧ＶＢＳがクランプ電圧以上ではクランプ電圧に固定する構成とした。これにより、バッテリによる電源電圧ＶＢが、通常使用電圧付近およびそれ以上の電圧では、ブートストラップ電圧ＶＢＳをクランプ回路６でクランプさせ、チャージポンプ電圧ＶＣＰを出力電圧ＶＯＵＴとしてハイサイド駆動回路１０で用いることができる。

この結果、インバータ主回路３のハイサイド側に設けられるＭＯＳＦＥＴ７ａ〜７ｃを適正ゲート電圧範囲で駆動することができる。また、電源電圧ＶＢが低下してチャージポンプ回路１３による電圧ＶＣＰではハイサイド駆動回路１０の駆動電圧を確保できない場合でも、クランプ回路６を介してブートストラップ回路５の出力電圧ＶＢＳを用いてＭＯＳＦＥＴ７ａ〜７ｃを適正ゲート電圧範囲で駆動することができる。

また、これによって、バッテリの電源電圧ＶＢが通常使用レベルＶＢａｖｅの範囲にあるときには、ブートストラップ回路５のコンデンサ１５ａ〜１５ｃを放電させることなく保持することができるので、電荷を保持させることで損失を低減できるとともに、発熱を抑制し、電荷の移動によるノイズの発生を抑制することができる。

さらに、クランプ回路６をバイポーラトランジスタ１７を用いた低飽和型の定電圧回路を構成したので、ブートストラップ回路５が動作する電源電圧領域での定電圧回路の電圧ドロップを最小限にすることができる。
上記構成において、制御部４を構成するＩＣは、クランプ回路６も一体に作り込んだ集積回路として構成することもできる。

（第２実施形態）
図４は第２実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、クランプ回路３０として、第１実施形態で示したクランプ回路６の構成中、オペアンプ１８で示した部分をディスクリート素子で構成する差動増幅回路３１としている。また、クランプ回路３０では、基準電源２０に代えて、動作電源を兼用する基準電源２０ａを設ける構成としている。

すなわち、図４において、差動増幅回路３１は、差動入力用の２つのｎｐｎ型トランジスタ３２、３３を主体として構成される。トランジスタ３３のコレクタは抵抗３４、３５の直列回路を介して入力端子Ｃ１に接続される。抵抗３４の両端子はトランジスタ１７のベース・エミッタ間に接続されている。トランジスタ３３のエミッタは抵抗３６を介してグランドに接続される。トランジスタ３３のベースは、非反転入力端子として機能する。

基準電源２０ａには抵抗３７、３８の直列回路が接続され、抵抗３８により生成される参照電圧Ｖｒｅｆがトランジスタ３３のベースに入力される。トランジスタ３２のコレクタは基準電源２０ａの正極端子に接続され、エミッタは抵抗３６を介してグランドに接続される。トランジスタ３２のベースは、反転入力端子として機能し、抵抗１９ａ、１９ｂを直列接続した分圧回路から分圧出力が入力される。

上記構成を採用することにより、差動増幅回路３１は、第１実施形態のオペアンプ１８と同等の動作を行うことができ、これによって第１実施形態と同様の作用効果を得ることができるようになる。

（第３実施形態）
図５は第３実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、第１実施形態のｐｎｐ型のバイポーラトランジスタ１７に代えて、クランプ回路６ａにおいて、ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２２を設ける構成としている。

ＭＯＳＦＥＴ２２のソースは入力端子Ｃ１に接続され、ドレインは出力端子Ｃ２に接続される。ＭＯＳＦＥＴ２２のゲートはオペアンプ１８の出力端子に接続される。
したがって、このような第３実施形態によっても、第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
なお、この実施形態で用いるＭＯＳＦＥＴ２２は、第２実施形態のクランプ回路３０に適用することもできる。

（第４実施形態）
図６は第４実施形態を示すもので、以下、第１実施形態と異なる部分について説明する。この実施形態では、電力変換装置としての適用対象をコンバータ回路４０としたところである。

図６に示すコンバータ回路４０において、電源入力端子ＰＩＮと、電源出力端子ＰＯＵＴとの間にはｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ４１およびコイル４２の直列回路が接続されている。コイル２の両端子はそれぞれグランドとの間に逆方向のダイオード４３、コンデンサ４４が接続されている。ＭＯＳＦＥＴ４１のドレイン−ソース間には、ブートストラップ回路４５が接続されている。ブートストラップ回路４５は、ダイオード４６およびコンデンサ４７の直列回路で構成され、コンデンサ４６の端子電圧はブートストラップ電圧ＶＢＳとしてダイオード４８を介して出力する。

制御回路４９は、ハイサイド駆動回路として機能するもので、出力端子ＰＯＵＴの電圧が所定電圧ＶＤとなるようにＭＯＳＦＥＴ４１のゲートに高電圧のゲート駆動信号を与える。チャージポンプ回路５０は、電源入力端子ＰＩＮから入力される電源電圧ＶＢを昇圧してＭＯＳＦＥＴ４１駆動用の電圧ＶＣＰを生成し、ダイオード５１を介して制御回路４９に供給する。クランプ回路５２は、ブートストラップ回路４５の出力電圧ＶＢＳが入力されると、これを所定のクランプ電圧以下のときにはそのまま出力し、クランプ電圧を超えるとクランプ電圧に固定した電圧ＶＣＬとして出力する。クランプ電圧ＶＣＬは、電源電圧ＶＢが平均変動範囲内にあるときに、チャージポンプ回路５０の出力電圧ＶＣＰよりも低いレベルに設定されている。

出力端子ＰＯＵＴの電圧ＶＤは、抵抗５３および抵抗５４の直列回路からなる分圧回路により検出される。分圧回路の抵抗５４に発生する端子電圧Ｖｓが差動アンプ５５に入力される。差動アンプ５５は、基準電源５６から基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、この基準電圧Ｖｒｅｆとの差分の電圧信号を出力する。コンパレータ５５には入出力端子間に抵抗５７が接続されている。

差動アンプ５５の出力電圧はコンパレータ５８の非反転入力端子に入力される。コンパレータ５８の反転入力端子にはキャリアとなる三角波が入力される。コンパレータ５８は、差動アンプ５５の出力電圧が三角波のレベルを上回る部分でハイレベルの信号を出力し、これによってＰＷＭ制御信号を生成している。

制御回路４９は、コンパレータ５８から入力されるＰＷＭ制御信号のタイミングでＭＯＳＦＥＴ４１のゲートにゲート駆動信号を与える。このとき、制御回路４９は、ＭＯＳＦＥＴ４１のゲート駆動の電圧としてハイサイドで駆動するために電源電圧ＶＢを超えるゲート電圧を印加する必要がある。制御回路４９は、チャージポンプ回路５０の出力電圧ＶＣＰもしくはクランプ回路５２の出力電圧ＶＣＬのいずれかによりゲート駆動電圧を確保する。

この場合、電源電圧ＶＢが平均的な変動範囲あるいはそれ以上のときにはチャージポンプ回路５０からの電圧ＶＣＰがクランプ回路５２の出力電圧ＶＣＬを上回るので、制御回路４９は電圧ＶＣＰでゲート駆動電圧を生成する。一方、電源電圧ＶＢが平均的な変動範囲を下回ると、チャージポンプ回路５０の出力電圧ＶＣＰが低下してクランプ回路５２の出力電圧ＶＣＬより低下する。このとき、ブートストラップ回路４５は、電源電圧ＶＢの約２倍の電圧ＶＢＳを生成しているので、クランプ回路５２は、クランプ電圧よりも低くなった場合でもチャージポンプ回路５０の出力電圧ＶＣＰよりも高い電圧として制御回路４９に供給することができる。

これによって、電源電圧ＶＢが平均的な変動範囲もしくはそれ以上のときにはＭＯＳＦＥＴ４１のゲートに適正な範囲で電源を与えることができるチャージポンプ回路５０により昇圧された電圧ＶＣＰを適用できる。また、電源電圧ＶＢが低下して電圧ＶＣＰでは不足する場合にブートストラップ回路４５による電圧ＶＢＳをクランプ回路５２を介してＭＯＳＦＥＴ４１のゲートに適性な範囲の電圧として得ることができる。

したがって、このような第４実施形態によっても第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
なお、この実施形態において、クランプ回路５２の構成として、第２実施形態、あるいは第３実施形態の構成を採用することもできる。

（他の実施形態）
なお、本発明は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。

上記各実施形態では、クランプ回路６でｐｎｐ型のバイポーラトランジスタ１７を用いる構成としているが、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを用いることもできるし、あるいはＭＯＳＦＥＴなどのゲート駆動型の半導体素子を用いることもできる。

また、第２実施形態では、差動増幅回路３１においてバイポーラトランジスタ３２、３３を用いる構成としたが、ＭＯＳＦＥＴなどのゲート駆動型の半導体素子を用いることもできる。

本実施形態においては、クランプ電圧を電源電圧ＶＢが平均的な電圧範囲にあるときにはチャージポンプ回路の出力電圧ＶＣＰが高くなる関係に設定しているが、次の場合には変更設定が可能である。すなわち、ブートストラップ回路のコンデンサによる充放電で発熱や効率あるいはノイズの影響が問題とならない場合には、上記の条件を設けることなく適用できる。これにより、主たる電源供給をクランプ回路側から行い、電源電圧ＶＢが高くなるときにチャージポンプ回路による電源供給をする構成を採用することができる。

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

図面中、１は三相モータ（負荷）２はインバータ装置（電力変換装置）、３はインバータ主回路、４は制御部（集積回路）、５、４５はブートストラップ回路、６、６ａ、３０、５２はクランプ回路、７ａ〜７ｃ、４１はｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ（ゲート制御型半導体素子）、８ａ〜８ｃはｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ、９は制御回路、１０はハイサイド駆動回路、１３、５０はチャージポンプ回路、１４ａ〜１４ｃはダイオード、１５ａ〜１５ｃはコンデンサ、１７はｐｎｐ型バイポーラトランジスタ、１８はオペアンプ、３１は差動増幅回路、２２はｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ、４０はコンバータ回路、４９は制御回路（ハイサイド駆動回路）である。

Claims (9)

1. 電源から負荷への通電経路に設けられたゲート制御型半導体素子（７ａ〜７ｃ、４１）と、
   前記ゲート制御型半導体素子のゲートに電源電圧よりも高い駆動電圧を与えるハイサイド駆動回路（１０、４９）と、
   前記電源電圧よりも高い出力電圧を生成して前記ハイサイド駆動回路に供給するチャージポンプ回路（１３、５０）と、
   前記電源電圧よりも高い出力電圧を生成するブートストラップ回路（５、４５）と、
   前記ブートストラップ回路の出力電圧を入力して所定電圧以上をクランプして前記ハイサイド駆動回路に供給するクランプ回路（６、６ａ、３０、５２）とを備えた電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記クランプ回路（６、６ａ、３０、５２）は、前記ブートストラップ回路の出力電圧にかかわらず、前記所定電圧にクランプして前記ハイサイド駆動回路に直接出力する電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記クランプ回路（６、６ａ、３０、５２）は、出力電圧を接地電位に対して前記所定電圧にクランプする電力変換装置。
4. 請求項２または３に記載の電力変換装置において、
   前記クランプ回路（６、６ａ、３０、５２）は、出力電圧を、接地電位を基準として一定の電圧を出力する基準電圧ならびに出力電圧を分割した電圧に基づき生成する電力変換装置。
5. 請求項２から４のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
   前記クランプ回路（６、６ａ、３０、５２）は、クランプする前記所定電圧を、前記電源電圧が平常状態における前記チャージポンプ回路の出力電圧よりも低いレベルに設定する電力変換装置。
6. 請求項２から５のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
   前記クランプ回路（６、３０）は、エミッタ側に前記ブートストラップ回路の出力電圧が入力され、コレクタ側から出力電圧を出力するように配置されるバイポーラトランジスタ（１７）を備える構成とされる電力変換装置。
7. 請求項２から５のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
   前記クランプ回路（６ａ）は、ソース側に前記ブートストラップ回路の出力電圧が入力され、ドレイン側から出力電圧を出力するように配置されるＭＯＳＦＥＴ（２２）を備える構成とされる電力変換装置。
8. 請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
   前記ゲート制御型半導体素子（７ａ〜７ｃ）は、複数個をブリッジ接続してなるインバータ回路（３）に設けられ、直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置。
9. 請求項１から８のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
   前記チャージポンプ回路（１３）は、前記ハイサイド駆動回路とともに集積回路（４）に一体に形成される電力変換装置。

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