JP3491797B2 - 車両用発電装置 - Google Patents

車両用発電装置

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JP3491797B2
JP3491797B2 JP24330296A JP24330296A JP3491797B2 JP 3491797 B2 JP3491797 B2 JP 3491797B2 JP 24330296 A JP24330296 A JP 24330296A JP 24330296 A JP24330296 A JP 24330296A JP 3491797 B2 JP3491797 B2 JP 3491797B2
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    • H03K2017/307—Modifications for providing a predetermined threshold before switching circuits simulating a diode, e.g. threshold zero

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、トランジスタを含
むブリッジ回路を備える車両用発電装置に関する。本発
明の車両用発電装置は、例えば自動車用オルタネータ
（交流発電機）の交流発電電圧を整流してバッテリを充
電する車両用発電装置に適用される。
【０００２】
【従来の技術】特公昭４５ー１６６５１号公報は、通常
用いる接合ダイオ−ドの代わりに定電圧ダイオ−ドを用
いた三相全波整流器を提案している。特開昭６３ー２０
２２５５号公報は、三相交流発電電動機とバッテリとの
間に配設されて両者間の授受電力を直交変換（本明細書
でいう直交変換は交直変換を含む）するブリッジ回路
（インバータ兼レクチファイヤ）をＭＯＳトランジスタ
とこのＭＯＳトランジスタと並列接続された高耐圧（バ
ッテリ電圧の１．５〜３倍）の定電圧ダイオ−ドとで構
成することを開示している。
【０００３】これらの定電圧ダイオ−ドは、三相全波整
流器の負荷遮断時などにおいて発電機の各端間に発生す
るＧパルス電圧をクランプして抑圧するためのものであ
る。特開平４ー１３８０３０号公報は、ＭＯＳパワート
ランジスタを用いた三相全波整流器を提案している。特
開平４ー１３８０３０号公報は、ＭＯＳパワートランジ
スタを用いた三相全波整流器を提案している。更に、本
出願人の出願になる特願平７ー１２６１７１号は、ＭＯ
Ｓパワートランジスタを用いたインバータ回路におい
て、進相制御を行うことを提案している一方、バッテリ
の直流電力を三相交流電力に変換して三相交流電動機の
電機子巻線に印加するインバータを、バイポーラトラン
ジスタ又はＩＧＢＴを用いて構成することも多用されて
おり、この場合には普通、これらバイポーラトランジス
タ又はＩＧＢＴと並列に、かつ、発電電圧を整流する向
きに接合ダイオ−ドが並列接続される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た定電圧ダイオ−ドによりＧパルス電圧を抑圧するため
には最大許容電流が極めて大きく、高価な素子を複数追
加せねばならず、部品点数の増加による組付け工数の複
雑化及び装置の大型化も含めて実用上、大きな問題とな
っていた。
【０００５】本発明は、上記実情に鑑みなされたもので
あり、電流急変時に発電機の各端間に発生するＧパルス
電圧をこのような大型の定電圧ダイオ−ドを用いること
なく抑止可能なブリッジ回路（インバータ又はレクチフ
ァイヤ（整流器）又はインバータ兼レクチファイヤ）を
備える車両用発電装置を提供することを、その目的とし
ている。また、本発明は、電流急変時に発電機の各端間
に発生するＧパルス電圧を大型の定電圧ダイオ−ドを用
いることなく抑止するとともに、電気負荷へ給電を持続
可能な車両用発電装置を提供することを、第２の目的と
している。
【０００６】また、上記したＭＯＳトランジスタ式のブ
リッジ回路は、進相制御及び高速スイッチング制御が可
能であり、高速スイッチングによりスイッチング過渡期
間における損失も低減でき、高速ブリッジ回路として好
適であるが、ＭＯＳトランジスタは、そのゲート酸化膜
の損傷を防止するため、大きなＧパルス電圧がそのソー
ス又はドレインに印加されることを防止することが、特
に重要となる。
【０００７】本発明は、上記実情に鑑みなされたもので
あり、回路構成及び装置規模を増大することなくＧパル
ス電圧からのゲート絶縁膜保護が可能なＭＯＳトランジ
スタ式ブリッジ回路を用いた車両用発電装置を提供する
ことを、第３の目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の手段によ
れば、所定の第１電圧値に維持する交流発電機とバッテ
リとの間で交直変換による電力供給を行うブリッジ回路
のハイサイド素子（ハイサイド側の素子）及びローサイ
ド素子（ローサイド側の素子）の一方をなすトランジス
タをＧパルス電圧（交流発電機の電機子巻線の各端に発
生する高電圧）が発生する際に導通させることにより、
このＧパルス電圧による電流をブリッジ回路及び発電機
内で循環させて減衰させ、これにより過大なＧパルス電
圧が車両用発電装置から出力されるのを抑制する。言い
換えれば、Ｇパルス電圧を発生する交流発電機のサージ
電力はトランジスタのオン抵抗や配線抵抗や電機子巻線
の抵抗などで消費されることになり、これにより、ブリ
ッジ回路からバッテリやこのバッテリと並列接続される
負荷に印加されるＧパルス電圧が大幅に抑止されること
になる。
【０００９】なお、ブリッジ回路の同一相の一対のハイ
サイド素子及びローサイド素子からなる相インバータの
うち、これら両素子の一方は接合ダイオードで構成する
ことができる。更に詳細に説明すると、ブリッジ回路
は、それぞれ整流機能を有するハイサイド素子及びロー
サイド素子を直列接続してなる相インバータを必要相数
分並列接続してなり、その出力電流の大小及び回転位相
に応じて２つの相インバータのハイサイド素子又は１つ
の相インバータのハイサイド素子から発電電流を出力し
ている。
【００１０】この発電電流出力中にたとえばバッテリの
端子からそれに接続される配線が外れた場合を考える
と、この配線外れによりバッテリへの充電電流が遮断さ
れるために発電機の電機子巻線の内、その時点で発電電
流をハイサイド素子を通じて出力している相の電機子巻
線の出力端にＧパルス電圧が発生する。なお、この時、
発電電流がローサイド素子を通じて流れこんでいる電機
子巻線の出力端はこのローサイド素子を通じて接地され
たままである。その後、発電機のロータの回転により電
機子巻線の発電電圧位相が変化しても、Ｇパルス電圧自
体は配線外れ時点においてバッテリに充電電流ｉｃを出
力していた相においてｄｉｃ／ｄｔに比例して生じたま
まとなる。なお、Ｇパルス電圧発生時点において負電圧
の相の電機子巻線の出力電位はローサイド素子をなすダ
イオードにより接地電位近傍にクランプされたままとな
る（Ｇパルス電圧により電流流れ込みモードを維持しよ
うとする）。これによりＧパルス電圧は上記クランプ電
圧を基準として上記クランプ相と異なる相の電機子巻線
の出力端に発生する。
【００１１】発生したＧパルス電圧は、減衰用の短絡回
路を構成する上記トランジスタのオン抵抗に依存し、オ
ン抵抗が小さければ急速に低下して、それにより異常電
圧検出回路部がトランジスタをオフし、それにより再度
Ｇパルス電圧が復活するというトランジスタ断続動作を
高速に繰り返し、これによりＧパルス電圧が抑圧され
る。なお、このトランジスタがオフしてＧパルス電圧発
生相からハイサイド素子を通じて電圧が上昇しない場合
でも他の相からＧパルス電圧が上昇するので、各相に同
様な短絡回路を設けることにより過電圧が出る事を防止
する事ができる。
【００１２】結局、各種寄生容量による平滑効果を考え
れば、ブリッジ回路はほぼ継続して電気負荷に給電でき
ることがわかる。このことは、ＥＣＵなど停電を嫌う電
気負荷への給電維持において特に有益である。請求項２
記載の手段によれば、上記請求項１記載の手段におい
て、Ｇパルス電圧発生相の電機子巻線の端に接続される
ローサイド素子として用いられる前記トランジスタがオ
ンされる。このようにすれば、このトランジスタがＧパ
ルス電圧発生相の電機子巻線の端を接地端にクランプし
てＧパルス電圧を抑圧することができる。
【００１３】請求項４記載の手段によれば、上記請求項
１記載の手段において、最低電圧発生相の電機子巻線の
端に接続されるハイサイド素子として用いられる前記ト
ランジスタがオンされる。このようにすれば、このトラ
ンジスタがＧパルス電圧を吸収してＧパルス電圧を抑圧
することができる。請求項３の手段によれば、上記請求
項１記載の手段において、ブリッジ回路のローサイド素
子をなすＭＯＳトランジスタを、このＭＯＳトランジス
タが接続される電機子巻線がＧパルス電圧を発生する際
に導通させてＧパルス電圧が車両用発電装置から出力さ
れるのを抑制する。
【００１４】特に本手段では、このＭＯＳトランジスタ
のドレイン電極とゲ−ト電極との間に定電圧降下素子を
介設している。この定電圧降下素子は、その相の発電電
圧がＧパルス電圧を発生しない状態（第２電圧値以下）
ではオンせず、オンするとそれによりそれに接続される
ＭＯＳトランジスタがオンしてＧパルス電圧による電流
を接地側へ流し、電気負荷側へ出力されるＧパルス電圧
を抑止する。したがって、簡単な回路付加のみにてＧパ
ルス電圧の抑制並びにＭＯＳトランジスタのドレイン・
ゲート間の絶縁耐圧及びドレイン・ソース間のパンチス
ルー耐圧の大幅低減を可能とすることができる。
【００１５】請求項５記載の手段によれば、請求項１乃
至４記載の手段において更に、Ｇパルス電圧を検出する
ためのしきい値電圧をなす所定の第２電圧値をバッテリ
電圧の２〜３倍とするので、Ｂ端子に接続される電気負
荷への過電圧を防止することができる。請求項６記載の
手段によれば、請求項１乃至４記載の手段において更
に、Ｇパルス電圧を検出する第２電圧値を第１電圧値に
ダイオ−ド電圧降下分を加えた電圧より所定値以上高く
設定するので、正常動作中の電機子巻線の発電電圧が短
絡されることがなく、バッテリや電気負荷への過電圧を
防止することができる。
【００１６】請求項７記載の手段によれば、請求項１乃
至６記載の手段において更に、上記トランジスタをＳｉ
ーＭＯＳトランジスタより格段にオン抵抗が小さいＳｉ
ＣーＭＯＳトランジスタで構成するので、少ない損失で
整流が可能となる。また、ＳｉＣーＭＯＳトランジスタ
は優れた耐熱性と熱伝導性をもつので、Ｇパルス電圧抑
制時の発熱によりトランジスタが破壊されるのを阻止す
ることができる。
【００１７】請求項８記載の手段によれば、請求項１乃
至４記載の手段において更に、上記ハイサイド素子又は
ローサイド素子が、バイポーラトランジスタ又はＩＧＢ
Ｔと、発電電圧を整流する向きにこれらバイポーラトラ
ンジスタ又はＩＧＢＴと並列接続された接合ダイオ−ド
とからなる。この場合、Ｇパルス電圧によるサージ電流
は所定相のバイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴと、こ
のバイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴと同じサイドで
異なる相の接合ダイオ−ドとにより電機子巻線を短絡す
ることにより、上記と同様にＧパルス電圧を支障なく抑
止することができる。
【００１８】請求項９記載の手段によれば、請求項１乃
至４記載の手段において更に、上記Ｇパルス電圧抑止用
のＭＯＳトランジスタを、レクチファイヤ用の整流素子
としても用いるので、ブリッジ回路への素子追加を省略
することができ、構成が簡単となる。請求項１０記載の
手段によれば、請求項７又は９記載の手段において更
に、上記Ｇパルス電圧抑止用のトランジスタをＧパルス
電圧発生時に完全導通させるのではなく、所定の平均導
通率となるようにＰＷＭ制御するので、これらのトラン
ジスタの発熱、破壊を防止することができる。
【００１９】請求項１１記載の手段によれば、請求項１
乃至４記載の手段において更に、短絡回路部が、Ｇパル
ス電圧の検出後、所定時間の間、トランジスタの前記導
通を持続するので、電機子巻線の短絡によってＧパルス
電圧が低下しても電機子巻線に発生している起電圧が減
衰するまでその短絡を持続することができ、Ｇパルス電
圧の発生を防止することができる。
【００２０】請求項１２記載の手段によれば、請求項１
乃至１１記載の手段において更に、Ｇパルス電圧発生期
間中、Ｇパルス電圧発生相のＭＯＳトランジスタの導通
制御を行って、この相の電機子巻線が電気負荷に給電可
能な範囲でＧパルス電圧を抑圧する。このようにすれ
ば、バッテリが外れるなどの場合でもＧパルス電圧が発
生相の電機子巻線から電気負荷に給電されることがな
く、その上、Ｇパルス電圧抑止のためのＭＯＳトランジ
スタ制御により電気負荷への給電が遮断されることがな
い。
【００２１】請求項１３記載の手段によれば、ブリッジ
回路のハイサイド素子及びローサイド素子の両方をＭＯ
Ｓトランジスタで構成しているので、前述したように、
ＭＯＳトランジスタ自身をＧパルス電圧発生時に導通さ
せて、Ｇパルス電圧の消耗を行うので、ＭＯＳトランジ
スタのソース又はドレインとゲート電極との間の電圧が
過大となってゲート絶縁膜が損傷することがなく、進相
制御及び高速スイッチング制御が可能なＭＯＳトランジ
スタ式ブリッジ回路の信頼性を大電流容量素子を用いる
ことなく向上することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
（実施例１）以下、車両用交流発電機（オルタネータ）
の発電電圧を整流してバッテリを充電する車両用発電装
置の一実施例を図１を参照して説明する。１は車両用三
相交流発電機であって、その電機子巻線１１〜１３の出
力端（各端）は三相全波整流器（本発明でいうブリッジ
回路）３の各交流端（接続点）４１〜４３に接続され、
三相全波整流器３の一対の直流端はバッテリ７の両端に
接続されている。また、バッテリ７の両端には開閉器１
０を介して負荷９が接続されている。
【００２３】２は一端がバッテリ７の高位端に接続され
るフィールドコイルで、その他端は発電制御回路部５に
内蔵されたエミッタ接地のトランジスタ５１のコレクタ
に接続されている。５２はフライホイルダイオ−ドであ
り、発電制御回路部（電圧制御手段）５は、従来のレギ
ュレータと同じ構成を有し、バッテリ７の電圧（Ｂ電
圧）の高低に応じてトランジスタ５１を断続制御してフ
ィールド電流を制御し、それにより電機子巻線１１〜１
３の発電電圧を制御してＢ電圧が所定レベル（第１電圧
値）となるようにしている。この制御動作は周知である
のでこれ以上の説明は省略する。
【００２４】三相全波整流器３は、接合ダイオ−ドから
なるハイサイド素子３１〜３３及びＮチャンネルＭＯＳ
トランジスタからなるローサイド素子３４〜３６からな
り、ハイサイド素子３１〜３３とローサイド素子３４〜
３６を個別に直列接続してなる３組の相ブリッジ回路３
７〜３９を並列接続してなり、一対の直流端がバッテリ
７の高位端及び低位端に個別に接続され、各相ブリッジ
回路３７〜３９の各素子３１〜３６の各接続点すなわち
交流端子４１〜４３が交流発電機１の電機子巻線１１〜
１３の各端に個別に接続される構成となっている。
【００２５】また、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタか
らなるローサイド素子３４〜３６のバッテリ低位端子側
の主電極をゲ−ト電極直下のＰ型基板領域（Ｐ型基板で
もＰ型ウエル領域でもよい）に接続してこの基板領域に
電位付与している。したがって、この実施例では、ロー
サイド素子３４〜３６のステータコイル１１〜１３側の
主電極と上記Ｐ型基板領域との間の接合からなる寄生ダ
イオ−ドＤが、寄生的に形成され、この寄生ダイオ−ド
Ｄは整流時にダイオ−ド式三相全波整流器のローサイド
素子を構成する。もちろん、ローサイド素子３４〜３６
に寄生ダイオ−ドＤと並列に整流用の接合ダイオ−ドを
並列接続することも当然、可能である。
【００２６】なお、トランジスタ３４〜３６は、耐圧向
上のためにＤＭＯＳ構造又は縦型パワーＭＯＳトランジ
スタとされている。このように三相全波整流器を構成す
る接合ダイオ−ド３１〜３３と寄生ダイオ−ドＤとは車
両用三相交流発電機１の発電電圧を整流してバッテリ７
を充電する。
【００２７】次に、本実施例の特徴部分をなす過電圧抑
止制御回路部（異常電圧検出回路部及び短絡回路部すな
わち制御部）６の構成を説明する。この過電圧抑止制御
回路６は、抵抗Ｒ１とＲ２、抵抗Ｒ３とＲ４、抵抗Ｒ５
とＲ６をそれぞれ直列接続してなる３個の分圧回路６ａ
と、電機子巻線１１〜１３の発電電圧が所定の電圧値
（第２電圧値）を超過したかどうかを判定して超過が判
定された相のＭＯＳトランジスタ３４〜３６を導通させ
るコンパレータ６１〜６３とからなる。
【００２８】抵抗Ｒ１とＲ２とからなる分圧回路６ａ
は、電機子巻線１１から出力される相電圧Ｖ１を分圧
し、抵抗Ｒ３とＲ４とからなる分圧回路６ａは、電機子
巻線１２から出力される相電圧Ｖ２を分圧し、抵抗Ｒ５
とＲ６とからなる分圧回路６ａは、電機子巻線１３から
出力される相電圧Ｖ３を分圧する。６０はイグニッショ
ンスイッチＩＧＳＷから抵抗ｒ５を通じてバッテリ７か
ら給電された電圧により、第２電圧値に相当する基準電
圧値（第２電圧値の分圧）Ｖｒｅｆを出力する定電圧回
路である。
【００２９】コンパレータ６１〜６３はそれぞれ相電圧
Ｖ１〜Ｖ３の分圧を基準電圧値と個別に比較し、それに
より相電圧Ｖ１〜Ｖ３が第２電圧値Ｖｒｅｆを超過した
場合に、三相全波整流器３のローサイド素子をなすＭＯ
Ｓトランジスタ３４〜３６のゲ−ト電極に高周波遮断用
のゲート抵抗ｒｇを通じてハイレベル電圧を出力し、そ
れらをオンする。
【００３０】以下、この過電圧抑止制御回路６の動作を
説明する。Ｇパルス電圧が発生しない場合、分圧回路６
ａの出力電圧は基準電圧Ｖｒｅｆに比べ低いレベルとな
ってコンパレータ６１〜６３はオフし、コンパレータ６
１〜６３の出力電圧はローレベルとなって高周波遮断用
のゲート抵抗ｒｇを通じて、トランジスタ３４〜３６を
オフしている。
【００３１】バッテリ７の充電中に何らかの不具合によ
ってバッテリ７の端子が外れた場合、又は、何らかの原
因で三相全波整流器３の出力電流が急減した場合、電機
子巻線１１〜１３の内、その時点で電流を出力している
相の電機子巻線には大きなＧパルス電圧が発生し、この
Ｇパルス電圧は三相全波整流器３を通じてＢ端子に送ら
れる。
【００３２】しかし、このＧパルス電圧が上昇してコン
パレータ６１〜６３の内、Ｇパルス電圧発生相のコンパ
レータがハイレベルとなり、ＭＯＳトランジスタ３４〜
３６の内、その相のＭＯＳトランジスタをオンすると、
このＧパルス電圧発生相の電機子巻線から接地ラインに
電流が流れ、丁度このＭＯＳトランジスタによりＧパル
ス電圧発生相の電機子巻線がクランプされた状態となっ
て、このＧパルス電圧発生相のハイサイド素子から電気
負荷９などへ出力される過大なＧパルス電圧が抑制さ
れ、その結果として電気負荷９やバッテリ７などの出力
側への悪影響を抑止することができる。またＧパルス電
圧発生相の電圧が抑制されるので、Ｇパルス電圧発生相
に接続されるローサイド素子をなすＭＯＳトランジスタ
の耐圧低減を可能とする。
【００３３】減衰したＧパルス電圧の上記分圧が基準電
圧Ｖｒｅｆを下回ればＧパルス電圧発生相のコンパレー
タはローレベルを出力するのでＧパルス電圧によりハイ
レベルとなっていた相のＭＯＳトランジスタは遮断さ
れ、全波整流器３が再度整流可能となる。コンパレータ
６１〜６３がハイレベルを出力する場合、Ｇパルス電圧
が発生している期間中は、例えばコンパレータ６１がハ
イレベルとなってＭＯＳトランジスタ３４がオンされる
とＧパルス電圧発生相の発電電圧が急減してコンパレー
タ６１がローレベルを出力し、するとＭＯＳトランジス
タ３４がオフして再びＧパルス電圧発生相の発電電圧が
急増して再度コンパレータ６１がオンするといったコン
パレータ６１及びＭＯＳトランジスタ３４の断続と、そ
れによりハイサイド素子であるダイオード３１から出力
される電流の断続を生じ、ＭＯＳトランジスタ３４は高
速に繰り返されるスイッチング動作となり、出力電圧Ｖ
Ｂを第２電圧値（本実施例ではバッテリ電圧の２〜３倍
の値）となるように基準電圧値Ｖｒｅｆのレベルを設定
することで、Ｇパルス電圧の抑制が実現する。その結
果、各半導体素子等の破壊も回避することができ、Ｂ端
子に接続される電気負荷への過電圧も防止できる。
【００３４】なお、Ｇパルス電圧発生相のＭＯＳトラン
ジスタ例えばＭＯＳトランジスタ３４がオンしている場
合、残りの相の相電圧Ｖ２又はＶ３の少なくともどちら
かは負となっており、この負の相電圧を出力される電機
子巻線１２又は１３に接続されるＭＯＳトランジスタ
（３６、３５の内、少なくとも一つ）の寄生ダイオード
Ｄが導通して循環電流が流れ、これにより発電機１の電
機子巻線１１〜１３の磁気回路に蓄積された磁気エネル
ギが消耗して、Ｇパルス電圧が減衰するものである。
【００３５】図２に、三相全波整流器３の出力電圧であ
る発電電圧がＧパルス電圧を発生した状態を示す。図２
において、一点鎖線はＧパルス電圧抑制対策を行わない
場合の発電電圧であり、実線はＧパルス電圧発生時にバ
ッテリ電圧の約２倍にＧパルス電圧を抑制した場合の発
電電圧であり、破線はＧパルス電圧発生時にバッテリ電
圧よりダイオード３１〜３３の順方向電圧降下分（約
０．７Ｖ）を僅かに超えるレベル（ここでは約１４Ｖ）
にＧパルス電圧を抑制した場合の発電電圧である。 （実施例２）本発明の装置の他の実施例を図３を参照し
て説明する。
【００３６】この実施例の回路は、過電圧抑止制御回路
６の代わりに過電圧抑止制御回路６００を採用した点だ
けが実施例１と異なっている。この過電圧抑止制御回路
６００は、ローサイド素子をなすＭＯＳトランジスタ３
４〜３６の電機子巻線側の主電極（以下、ドレイン電極
と呼称する）とゲ−ト電極との間に定電圧ダイオード３
１１及び抵抗ｒｇを通じて接続したものである。
【００３７】Ｇパルス電圧発生時にはＧパルス電圧発生
相の定電圧ダイオ−ド３１１が降伏してＧパルス電圧発
生相のＭＯＳトランジスタのゲ−ト電極が抵抗ｒｇとゲ
ート容量とからなる積分回路の時定数で決定される多少
の遅延時間後、そのしきい値電圧以上まで充電されてＭ
ＯＳトランジスタがオンし、実施例１と同様にＧパルス
電圧が抑圧される。定電圧降下素子をなす定電圧ダイオ
ード３１１は電流が小さいので小型にすることができ
る。これに対し、Ｇパルス電圧が発生しない範囲では定
電圧ダイオード３１１は降伏せず、トランジスタ３４〜
３６はオフしたままであり、整流は寄生ダイオードＤに
て行われる。
【００３８】ゲ−ト電極に充電された電荷は、Ｇパルス
電圧発生相の電機子巻線の出力電圧がゲ−ト電位より定
電圧ダイオード３１１の順方向電圧降下以下になった場
合に電機子巻線に放電してそれとともに低下し、ゲ−ト
電圧がそのしきい値電圧以下となればＭＯＳトランジス
タがオフする。ＭＯＳトランジスタ３４〜３６の動作及
びそれによるＧパルス電圧の抑圧動作自体は実施例１と
同じであるので説明を省略する。定電圧ダイオード３１
１の降伏電圧は適宜設定可能である。本実施例によれ
ば、回路構成が極めて簡単となる。
【００３９】（実施例３）本発明の装置の他の実施例を
図４を参照して説明する。この実施例は、実施例１にお
いて、過電圧抑止制御回路６の代わりに過電圧抑止制御
回路６０１を採用し、ローサイド素子３４〜３６をダイ
オードとし、ハイサイド素子３１〜３３をｎチャンネル
ＭＯＳトランジスタとした点が実施例１と異なってい
る。
【００４０】この過電圧抑止制御回路（制御部）６０１
は、実施例１と同じ分圧回路６ａの３つの出力電圧と接
地電位とを比較するコンパレータ６１２〜６１４と、三
相全波整流器３の出力電圧Ｖｏを分圧する抵抗Ｒ７、Ｒ
８からなる分圧回路と、出力電圧Ｖｏの分圧と基準電圧
Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータ６１１と、アンドゲ
ート６２１〜６２３とからなる。アンドゲート６２１〜
６２３の出力電圧は抵抗ｒｇを通じて各ＭＯＳトランジ
スタ３１〜３３のゲ−ト電極に印加される。なお、ＭＯ
Ｓトランジスタ３１〜３３の寄生ダイオードＤはアノー
ドが電機子巻線１１〜１３側となるように接続されてい
る。
【００４１】この回路の動作を説明する。コンパレータ
６１１は、抵抗Ｒ７、Ｒ８からなる分圧回路が出力する
出力電圧Ｖｏの分圧を基準電圧（第２電圧値）Ｖｒｅｆ
と比較して、出力電圧Ｖｏが第２電圧値より高くなった
かどうかを判定し、高い場合にハイレベル電圧をアンド
ゲート６２１〜６２３に出力する。
【００４２】コンパレータ６１２〜６１４は、電機子巻
線１１〜１３の各端子電圧が接地電位より低下したかど
うかを判定し、低下した場合に、ハイレベル電圧をアン
ドゲート６２１〜６２３に出力する。これにより、アン
ドゲート６２１〜６２３は、コンパレータ６１１の論理
出力とコンパレータ６１２〜６１４の論理出力との論理
積信号を抵抗ｒｇを通じてＭＯＳトランジスタ３１〜３
３のゲ−ト電極に印加する。すなわち、Ｇパルス電圧発
生時（コンパレータ６１１がハイ時）に、電機子巻線の
発電電圧が負電圧となる相のＭＯＳトランジスタをオン
する。このようにすれば、Ｇパルス電圧が出力されて過
大となった出力電圧Ｖｏをもつ三相全波整流器３の出力
端からＭＯＳトランジスタを通じて負電圧発生相の電機
子巻線へ電流が帰還され、出力電圧Ｖｏに重畳するＧパ
ルス電圧が抑圧される。
【００４３】これにより、実施例１、２と同様の作用に
よりＧパルス電圧が三相全波整流器３及び電機子巻線１
１〜１３にて消費され、過大なＧパルス電圧が電気負荷
９などに印加されるのを防ぐことができる。ＭＯＳトラ
ンジスタ３１〜３３の断続又は継続作動によるＧパルス
電圧抑制作用のその他の特徴は実施例１、２と同じであ
り、Ｇパルス電圧によるローサイド素子３４〜３６やＭ
ＯＳトランジスタ３１〜３３の耐圧抑制作用も実施例
１、２と同じである。 （実施例４）他の実施例を図５を参照して説明する。
【００４４】この実施例は、実施例１において、各ＭＯ
Ｓトランジスタ３４〜３６毎にそれぞれトランジスタ作
動制御回路部８を追加したものである。このトランジス
タ作動制御回路部８は、コンパレータ８５、ダイオ−ド
８６、８７、抵抗ｒ８からなり、各ＭＯＳトランジスタ
３４〜３６に１セットづつ設けられている。ここで、ダ
イオ−ド８７には図１に示すコンパレータ６１の出力電
圧が印加される。コンパレータ８５は、電機子巻線１１
の端子電圧が接地電位より低下したかどうかを判定し、
低下した場合にハイレベル電圧をトランジスタ３４のゲ
−ト電極に印加してそれを導通させ、電機子巻線１１の
端子電圧が接地電位より高くなった場合にローレベル電
圧を出力して、ＭＯＳトランジスタ３４が実施例２の制
御モ−ドで作動するようにしたものである。
【００４５】このようにすれば、三相全波整流器３のロ
ーサイド素子として寄生ダイオ−ドＤと並列に存在する
ＭＯＳトランジスタのチャンネルを流れる電流を整流用
いることができ、通常の整流動作時における整流損失を
少ない回路付加で実現することができる。なお、図５に
おいて、コンパレータ８５に電機子巻線１１の発電電圧
を直接印加するのではなく、その分圧を印加してもよい
ことは当然である。
【００４６】（変形態様）実施例２（図３）において、
ＭＯＳトランジスタ３４〜３６を整流用に用いるには、
上記と同様に各ＭＯＳトランジスタ毎に図５の回路を設
ければよい。なお、この場合ダイオード８７は不要であ
る。実施例３（図４）において、ＭＯＳトランジスタ３
１〜３３を整流用に用いるには、図５と機能的に同一動
作を行う図６の回路を相毎に設ければよい。なお、この
場合、ダイオード８７にはアンドゲート６２１〜６２３
の出力電圧が個別に印加される。
【００４７】なお、この実施例において、コンパレータ
８５は発電電圧Ｖｃがバッテリ電圧＝三相全波整流器３
の出力電圧Ｖｏを超える場合にオンしてＭＯＳトランジ
スタ３３をオンさせる。上記実施例１、２では、三相全
波整流器３のハイサイド素子３１〜３３を接合ダイオ−
ドで構成し、ローサイド素子３４〜３６をＭＯＳトラン
ジスタ及びその寄生ダイオ−ドＤで構成した例を示した
が、三相全波整流器３のハイサイド素子及びローサイド
素子としては図７に示すように、寄生ダイオ−ド付のＭ
ＯＳトランジスタ（ａ）、接合ダイオ−ド（ｂ）、接合
ダイオ−ドと並列接続されたＩＧＢＴ（ｃ）、接合ダイ
オ−ドと並列接続されたバイポーラトランジスタ
（ｄ）、寄生ダイオ−ド付のＳｉＣ−ＭＯＳトランジス
タ（ｅ）のどれかを採用することができる。
【００４８】ハイサイド素子３１〜３３の群とローサイ
ド素子３４〜３６の群の少なくとも一方はトランジスタ
である必要があることは当然である。なお、コンパレー
タ８５及びアンドゲート６２１〜６２３のハイレベル電
圧はＭＯＳトランジスタ３１〜３３を充分オン可能なよ
うにバッテリ電圧より高く設定する必要がある。また、
ハイサイド素子３１〜３３又はローサイド素子３４〜３
６をなすトランジスタの発熱を許容値以下に抑止するた
めにトランジスタをＰＷＭ制御することも可能である。
このようなＰＷＭ制御は回路部５に所定デューティ比の
定周波数信号電圧を発生する発振器を追加し、この定周
波数信号電圧と例えば図１のトランジスタ６５のコレク
タ電圧すなわちＭＯＳトランジスタ一斉オン電圧とをア
ンド回路に入力し、このアンド回路の論理積信号でこれ
らＭＯＳトランジスタ３４〜３６を制御すればよい。こ
のような回路構成は簡単自明であるので図示を省略す
る。
【００４９】また、耐熱性の高いＳｉＣ−ＭＯＳトラン
ジスタを使うことで、Ｇパルス電圧抑制時の発熱による
温度上昇も許容でき、その効果は大きい。 （実施例５）本発明の装置の他の実施例を図８を参照し
て説明する。この実施例の回路は、実施例２（図３参
照）の回路において、各ＭＯＳトランジスタ３１１のゲ
−ト電極と接地間に抵抗ｒ２１をそれぞれ接続した点に
特徴がある。
【００５０】以下、この実施例の特徴を説明する。実施
例２（図３参照）では、Ｇパルス電圧発生相の定電圧ダ
イオード３１１が降伏してＧパルス電圧発生相のＭＯＳ
トランジスタ３１１のゲ−ト電極が充電されると、Ｇパ
ルス電圧がバッテリ電圧より更に小さいＭＯＳトランジ
スタ３１１のしきい値電圧以下とならない限り、ＭＯＳ
トランジスタ３１１はオフせず、正常な発電電圧の出力
が遅延する。本実施例では、ゲ−ト電極放電用の抵抗ｒ
２１をもつので、このような問題を防止することができ
る。また、ゲ−ト電極に印加されるゲート電圧は発電電
圧を例えばＶ３とすれば、（Ｖ３−Ｖｚ）×ｒ２１／
（ｒｇ＋ｒ２１）となり、このゲ−ト電圧がそのしきい
値電圧を超える場合にオンする。Ｖｚは定電圧ダイオー
ド３１１の降伏電圧である。
【００５１】（変形態様）実施例５の変形態様を図９を
参照して以下に説明する。（ａ）は、図８において定電
圧ダイオード３１１を省略したものである。この場合、
抵抗ｒｇとｒ２１とが分圧回路を構成し、発電電圧Ｖ３
を両者の抵抗比で分割した分圧がＭＯＳトランジスタ３
６のしきい値となる場合にＭＯＳトランジスタ３６はオ
ンする。したがって、例えばしきい値電圧が３ＶのＭＯ
Ｓトランジスタを発電電圧Ｖ３が１８Ｖの時にオンする
には抵抗ｒｇと抵抗２１との抵抗比を６対１とすればよ
い。
【００５２】（ｂ）は、図８において定電圧ダイオード
３１１をｐｎｐトランジスタ４００に置換したものであ
る。ｒｂはベース抵抗である。Ｇパルス電圧が発生すれ
ば、トランジスタ４００がオンし、ＭＯＳトランジスタ
３６をオンさせる。トランジスタ４００のエミッタ電圧
はバッテリ電圧の２倍に設定されている。ｐｎｐトラン
ジスタ４００の代わりに各種のトランジスタ反転増幅回
路を用いることができることはもちろんである。 （実施例６）本発明の装置の他の実施例を図１０を参照
して説明する。
【００５３】この実施例の回路は、実施例１（図１参
照）の回路において、三相全波整流器３のハイサイド素
子３１〜３３をＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成
するフルＭＯＳトランジスタ形式のブリッジ回路構成と
するとともに、発電制御回路部５に内蔵されたコントロ
ーラ５３によりこれらＭＯＳトランジスタ３１〜３６を
断続制御する点を、その特徴としている。コントローラ
５３には、電源電圧としてＢ電圧が給電されており、Ｉ
Ｇ電圧がハイレベルとなる時に起動されるものとする。
コントローラ５３は、Ｂ電圧が所定電圧（第１電圧）と
なるように励磁電流制御用のトランジスタ５１を断続制
御するとともに、コンパレータ６１〜６３の出力信号に
基づいてＭＯＳトランジスタ３１〜３６を順番に断続制
御して発電電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の全波整流動作を行
う。なお、これらＭＯＳトランジスタ３１〜３６のソー
ス、ドレイン間には、ドレイン側をカソードとし、ソー
ス（Ｐウエル）側をアノードとする寄生ダイオードが並
列接続されているが、その図示は省略する。コントロー
ラ５３のＭＯＳトランジスタ３１〜３６の内、一相分
（ここではＭＯＳトランジスタ３１、３４）を制御する
ための回路を図１１に示す。この実施例の回路動作を発
電電圧Ｖ１の相を例として以下に説明する。
【００５４】Ｇパルス電圧が発生しない通常の整流動作
時には、コンパレータ６１はローレベル電位（単にロー
レベルともいう）を出力し、異常電圧検出信号としての
ハイレベル電位（単にハイレベルともいう）をＮＯＲゲ
ート５００及びオアゲート５０１に出力しない。一方、
図５に示すコンパレータ８５から得られるハイレベル電
位であるローサイド素子制御信号はオアゲート５０１を
通じてローサイド素子であるＭＯＳトランジスタ３４の
ゲートに印加され、トランジスタ３４がオンされる。ま
た、図６に示すコンパレータ８５から得られるハイレベ
ル電位であるハイサイド素子制御信号はインバータ５０
２で反転されてＮＯＲゲート５００に入力され、ＮＯＲ
ゲート５００はハイサイド素子であるＭＯＳトランジス
タ３１のゲートにハイレベルを印加し、トランジスタ３
１がオンされる。
【００５５】ステータコイル１１にＧパルス電圧が発生
する場合、コンパレータ６１は異常電圧検出信号として
ハイレベルを出力する。この異常電圧検出信号がＮＯＲ
ゲート５００、オアゲート５０１に出力されると、ＮＯ
Ｒゲート５００はローレベルを出力し、オアゲート５０
１はハイレベルを出力し、これによりＭＯＳトランジス
タ３１はオフし、ＭＯＳトランジスタ３４はオンし、Ｇ
パルス電圧の減衰が行われる。
【００５６】すなわち、本実施例によれば、三相全波整
流器としてフルＭＯＳトランジスタ形式の回路を採用
し、Ｇパルス電圧が発生する際に、ローサイド側のＭＯ
Ｓトランジスタ３４をオンしてＧパルス電圧を抑圧する
とともに、更にその相のハイサイド側のＭＯＳトランジ
スタ３１を積極的にオフして、ＭＯＳトランジスタ３１
のチャンネルを通じてのバッテリ７及び負荷９へのＧパ
ルス電圧の印加を阻止することができる。
【００５７】なお、ＭＯＳトランジスタ３２、３５のペ
アやＭＯＳトランジスタ３３、３６のペアは上記説明し
たＭＯＳトランジスタ３１、３４と同じ動作をするので
説明を省略する。また、図４におけるアンドゲート６２
１〜６２３や図６におけるコンパレータ８５や図１１に
おけるＮＯＲゲート５００、オアゲート５０１などのＭ
ＯＳトランジスタ３１〜３３駆動用の回路は、ハイサイ
ド素子であるＭＯＳトランジスタ３１〜３３を非飽和動
作させるためにバッテリ電圧より高いハイレベル電位を
出力可能とする必要がある。もちろん、ハイサイド素子
であるＭＯＳトランジスタ３１〜３３をＰＭＯＳトラン
ジスタとすればこのような制約は解消される。更に、本
実施例のようにフルＭＯＳトランジスタ形式の三相全波
整流器３を用いる場合においても、Ｇパルス電圧発生時
に実施例３で説明したと同様にハイサイド素子であるＭ
ＯＳトランジスタ３１〜３３をオンすることによりＧパ
ルス電圧を抑圧できることはもちろんである。ただし、
この場合には、Ｇパルス電圧吸収のためにオンされるハ
イサイド素子と同一相のローサイド素子であるＭＯＳト
ランジスタは、オフされる必要がある。
【００５８】以上説明したように本実施例によれば、Ｍ
ＯＳトランジスタを用いたフルＭＯＳトランジスタ形式
の三相全波整流器３において、本来の整流動作時とは別
に、ステータコイル１１〜１３内に発生するＧパルス電
圧を三相全波整流器３自身で抑圧する構成を採用してい
るので、専用のＧパルス保護回路を追加する必要がな
く、回路構成の簡素化、小型化を実現することができ
る。 （実施例７）本発明の装置の他の実施例を図１２、図１
３を参照して説明する。
【００５９】この実施例の回路は、実施例６（図１０参
照）の回路において、コンパレータ６４〜６６を追加
し、更に定電圧回路６０から基準電圧値（本発明でいう
第２電圧値の分圧）Ｖｒｅｆよりも低い所定の基準電圧
値（第３の電圧値の分圧）Ｖｒｅｆ’を出力させるよう
に変更した点と、コントローラ５３にオアゲート６０
０、ホールド回路６０１及びアンドゲート６０２を追加
した点を、その特徴としている。ただし、本実施例では
オアゲート６００及びホールド回路６０１は一対だけ設
けて各相共通に用い、アンドゲート６０２は各相毎に別
々に設けている。
【００６０】コンパレータ６４はステータコイル１１の
発電電圧（相電圧）Ｖ１の分圧と基準電圧値Ｖｒｅｆ’
とを比較し、コンパレータ６５はステータコイル１２の
発電電圧（相電圧）Ｖ２の分圧と基準電圧値Ｖｒｅｆ’
とを比較し、コンパレータ６６はステータコイル１３の
発電電圧（相電圧）Ｖ３の分圧と基準電圧値Ｖｒｅｆ’
とを比較し、各コンパレータ６１〜６６の出力電圧はコ
ントローラ５３に出力される。コントローラ５３の一相
分の回路を図１３に示す。ただし、上述したようにオア
ゲート６００及びホールド回路６０１は各相共通とされ
ている。
【００６１】この実施例の回路の動作を発電電圧Ｖ１の
相を例として以下に説明する。ステータコイル１１〜１
３のどれかにＧパルス電圧が発生する場合、コンパレー
タ６１〜６３のどれかは異常電圧検出信号としてハイレ
ベルを出力し、オアゲート６００はＧパルス電圧の発生
を示すハイレベル電位を例えばフリップフロップ回路か
らなるホールド回路６０１に入力し、これにより、ホー
ルド回路６０１は、コントローラ５３への給電が遮断さ
れるまで、Ｇパルス電圧検出信号としてハイレベルをア
ンドゲート６０２へ持続出力する。なお、この実施例で
は、コントローラへの電源電圧としてのバッテリ電圧Ｖ
Ｂの給電はＩＧ電圧がハイレベルの期間中だけなされる
ので、このホールド回路６０１の保持動作はイグニッシ
ョンスイッチＩＧＳＷのオフまで持続される。
【００６２】アンドゲート６０２には、コンパレータ６
４の出力電圧が電圧検出信号として入力され、コンパレ
ータ６４は上述のように発電電圧Ｖ１に重畳するＧパル
ス電圧の分圧が基準電圧値Ｖｒｅｆ’より大きい場合に
ハイレベルを出力する。なおこの実施例では、基準電圧
値（第３電圧）Ｖｒｅｆ’は、電気負荷９の駆動に必要
な所定の最小電圧の分圧より大きく、基準電圧値Ｖｒｅ
ｆより小さく設定されている。
【００６３】したがって、Ｇパルス電圧検出後、発電電
圧Ｖ１の分圧が基準電圧値Ｖｒｅｆより大きくなった場
合にハイレベルを出力してホールド回路によりハイレベ
ルを持続出力する。これにより、発電電圧Ｖ１の分圧が
基準電圧値Ｖｒｅｆより小さくなるとローレベルを出力
してＭＯＳトランジスタ３１をオンし、ＭＯＳトランジ
スタ３４をオフさせ、これにより発電電圧Ｖ１を電気負
荷９へ出力する。なお、このＭＯＳトランジスタ３１の
オン、ＭＯＳトランジスタ３４のオフが行われると、Ｇ
パルス電圧がまだ充分に消耗していなかったＧパルス電
力により発生するが、高速にスイッチング動作させ、そ
の結果として再度、コンパレータ６４がハイレベルを出
力するので、ＭＯＳトランジスタ３１がオフし、ＭＯＳ
トランジスタ３４がオンし、Ｇパルス電圧の消耗及びそ
の電気負荷への給電抑止が行われる。図１４に図１２の
各部の電圧変化状態を示す。
【００６４】結局、本実施例によれば、Ｇパルス電圧の
発生後も、基準電圧値Ｖｒｅｆ’により指定される電圧
での電気負荷９への給電が確保されることになる。な
お、本実施例は、図１０に示すフルＭＯＳトランジスタ
型のブリッジ回路３以外の他の実施例のブリッジ回路３
にも適用できる。また、本実施例のホールド回路６０１
を例えばモノマルチバイブレータのような一時ホールド
回路に変更し、Ｇパルス電圧が減衰するのに十分な時間
（数百ｍＳ）でハイレベルの電圧がホールドされるよう
にすることも可能である。このようにすれば、ホールド
解消後、本来の電流動作での制御に復帰することが可能
となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の車両用発電装置の回路図である。
【図２】図１の各部状態を示すタイミングチャートであ
る。
【図３】実施例２の車両用発電装置の回路図である。
【図４】実施例３の車両用発電装置の回路図である。
【図５】実施例４の車両用発電装置の回路図である。
【図６】実施例２の車両用発電装置に合わせて実施例４
の回路を変更した状態を示すの回路図である。
【図７】実施例１の車両用発電装置のハイサイド素子又
はローサイド素子を構成する素子のいろいろを示す図で
あり、（ａ）はＳｉ−ＭＯＳＴを示し、（ｂ）は接合ダ
イオードを示し、（ｃ）はＩＧＢＴを示し、（ｄ）はＢ
ＰＴを示し、（ｅ）はＳｉＣ−ＭＯＳＴを示す。
【図８】実施例５の車両用発電装置の回路図である。
【図９】実施例５の一部回路の変形態様を示す回路図で
ある。
【図１０】実施例６の車両用発電装置の回路図である。
【図１１】図１０のコントローラ５３の要部を示す回路
図である。
【図１２】実施例７の車両用発電装置の回路図である。
【図１３】図１１のコントローラ５３の要部を示す回路
図である。
【図１４】図１２の回路の要部の電圧変化を示すタイミ
ングチャートである。
【符号の説明】
２はフィールドコイル（界磁巻線）、１１〜１３は電機
子巻線、１は交流発電機、３１〜３３はハイサイド素
子、３４〜３６はローサイド素子、３は三相全波整流器
（ブリッジ回路）、６、６００、６０１は制御部（異常
電圧検出回路部及び短絡回路部）、５３はコントローラ
（短絡回路部）、６１〜６６はコンパレータ（異常電圧
検出回路部）、３１１は定電圧ダイオード（定電圧降下
素子）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−7834（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−138030（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−210739（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02J 7/14 - 7/24 H02H 7/06 H02M 7/155 H02P 9/04

Claims (13)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】界磁巻線及び電機子巻線を有してエンジン
    により駆動される交流発電機と、前記電機子巻線の各端
    をバッテリ及び電気負荷の高位端及び低位端の少なくと
    も一方に接続するトランジスタを有するブリッジ回路
    と、前記トランジスタを断続制御する制御部と、界磁電
    流を制御して前記ブリッジ回路の出力電圧を所定の第１
    電圧値に維持する電圧制御手段とを有する車両用発電装
    置において、 前記制御部は、 前記電機子巻線に生じる発電電圧が前記第１電圧値より
    所定値以上大きい所定の第２電圧値を超過したかどうか
    を検出する異常電圧検出回路部と、 前記異常電圧検出回路部の出力信号に基づいて前記トラ
    ンジスタを導通させて前記発電電圧を抑圧する短絡回路
    部と、 を備えることを特徴とする車両用発電装置。
  2. 【請求項２】請求項１記載の車両用発電装置において、 前記短絡回路部は、前記超過が生じた前記電機子巻線の
    端に接続されるとともに前記ブリッジ回路のローサイド
    側の前記トランジスタを前記異常電圧検出回路部の出力
    信号に基づいて導通させて前記発電電圧を抑圧するもの
    であることを特徴とする車両用発電装置。
  3. 【請求項３】請求項１記載の車両用発電装置において、 前記ブリッジ回路のローサイド側の前記トランジスタは
    ＭＯＳトランジスタにより構成され、 前記制御部は、前記ＭＯＳトランジスタの発電機側の主
    電極とゲ−ト電極との間に介設されるとともに、前記発
    電電圧が前記第１電圧値より所定値以上大きい所定の第
    ２電圧値を超過する場合に前記ＭＯＳトランジスタを導
    通させて前記発電電圧を抑圧する定電圧降下素子を有す
    ることを特徴とする車両用発電装置。
  4. 【請求項４】請求項１記載の車両用発電装置において、 前記短絡回路部は、負電位状態の前記電機子巻線の端に
    接続される前記ブリッジ回路のハイサイド側の前記トラ
    ンジスタを前記異常電圧検出回路部の出力信号に基づい
    て導通させて前記発電電圧を抑圧するものであることを
    特徴とする車両用発電装置。
  5. 【請求項５】請求項１乃至４のいずれか記載の車両用発
    電装置において、 前記第２電圧値は前記バッテリの定格電圧の２倍以上３
    倍以下とされることを特徴とする車両用発電装置。
  6. 【請求項６】請求項１乃至４のいずれか記載の車両用発
    電装置において、 前記第２電圧値は前記第１電圧値に接合ダイオ−ドの順
    方向電圧降下分を加えた電圧値を超える値に設定される
    ことを特徴とする車両用発電装置。
  7. 【請求項７】請求項１乃至６のいずれか記載の車両用発
    電装置において、 前記トランジスタは、ＳｉＣから形成されるＭＯＳトラ
    ンジスタからなることを特徴とする車両用発電装置。
  8. 【請求項８】請求項１乃至４のいずれか記載の車両用発
    電装置において、 前記ブリッジ回路のハイサイド側のハイサイド素子又は
    ローサイド側のローサイド素子は、バイポーラトランジ
    スタ又はＩＧＢＴと、発電電圧を整流する向きに前記バ
    イポーラトランジスタ又はＩＧＢＴと並列接続された接
    合ダイオ−ドとからなることを特徴とする車両用発電装
    置。
  9. 【請求項９】請求項１乃至４のいずれか記載の車両用発
    電装置において、 前記トランジスタは、ゲ−ト電極直下のＰ型基板領域と
    主電極をなすＮ+ 型領域との間の寄生ダイオ−ドが発電
    電圧を整流する向きに形成されるＮチャンネルＭＯＳト
    ランジスタからなることを特徴とする車両用発電装置。
  10. 【請求項１０】請求項７又は９記載の車両用発電装置に
    おいて、 前記制御部は、前記ＭＯＳトランジスタを所定タイミン
    グで断続して交流ー直流変換を行わせるものであること
    を特徴とする車両用発電装置。
  11. 【請求項１１】請求項１乃至４のいずれか記載の車両用
    発電装置において、 前記制御部は、前記トランジスタを所定の平均導通率で
    導通させるものであることを特徴とする車両用発電装
    置。
  12. 【請求項１２】請求項１乃至１１のいずれか記載の車両
    用発電装置において、 前記短絡回路部は、前記異常電圧検出回路部の出力信号
    に基づいて前記トランジスタを構成するＭＯＳトランジ
    スタを制御して前記ブリッジ回路の出力電圧を前記電気
    負荷に給電可能な所定の最小値以上の範囲に抑圧するこ
    とを特徴とする車両用発電装置。
  13. 【請求項１３】請求項１乃至１２のいずれか記載の車両
    用発電装置において、 前記ブリッジ回路を構成する前記ハイサイド素子及びロ
    ーサイド素子は全てＭＯＳトランジスタからなることを
    特徴とする車両用発電装置。
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