JP2758477B2 - 携帯形情報機器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、サーボモータなどの負荷をパルス幅制御方
式で駆動するスイッチング・トランジスタを利用したイ
ンバータブリッジ回路などのブリッジ回路に関するもの
であり、特に、ブリッジ回路内のスイッチング・トラン
ジスタ自身のオン・オフ動作を利用することにより、ト
ランスを用いないで、スイッチング・トランジスタを高
速動作させるためスイッチング・トランジスタの入力制
御端子（たとえば、バイポーラトランジスタの場合、入
力制御端子はベースであり、FET（電界効果形トランジ
スタ）の場合、入力制御端子はゲートである）へ正また
は負のトランジスタ駆動制御直流（バイアス）電圧を供
給する、負荷をパルス幅制御方式で制御するトランジス
タ制御用電源回路に関する。

〔従来の技術〕

特開昭54-64455号公報は、サイリスタを用いて負荷に
印加される電力を制御する技術を開示している。しかし
ながら、サイリスタは転流動作が必要なスイッチング素
子であるから、周期的にオン・オフを行うパルス幅制御
を行うスイッチング素子とはしては適切ではない。すな
わち、サイリスタはある点弧角度でターンオンし、転流
動作でターンオフするので、ターンオン、ターンオフ動
作時間が迅速ではない。その結果として、高速に負荷を
パルス幅制御を行うスイッチング素子としては使用でき
ない。その点、単にターンオン・オフ駆動信号を印加す
れば迅速にターン・オン、ターンオフするトランジスタ
は負荷をパルス幅制御を行うスイッチング素子として適
切である。その点、トランジスタは負荷を高速にパルス
幅制御するスイッチング素子として適切である。

負荷をパルス幅制御方式で制御するトランジスタ制御
用電源回路の１例として、第３図に３相サーボモータを
駆動制御するための従来のインバータブリッジ回路を示
す。

第３図において、３相サーボモータが誘導性負荷70,7
2,74として示されており、これらの負荷をオン・オフ駆
動するため負荷駆動用スイッチング・トランジスタとし
て機能するNPN形バイポーラトランジスタ50,52,54,56,5
8,60が設けられている。これらのトランジスタ50,52,5
4,56,58,60は、駆動回路20,22,24,26,28,30に印加され
るスイッチング制御信号SW1〜SW6に応じてオン・オフ駆
動される。スイッチング制御信号SW1〜SW6は、たとえ
ば、パルス幅変調（PWM:pulse width modulation）方式
による制御信号である。

PWM方式においては、一定の周期内に、トランジスタ
をオンする時間がパルス幅として設定され、トランジス
タはそのパルス幅だけオンされる。なお、PWM方式にお
いては、オン・オフ時間は変化するが、一定周期でトラ
ンジスタが交互にオン・オフされる。

トランジスタ50,52,54,56,58,60を高速にスイッチン
グ動作させるためには、トランジスタ50,52,54,56,58,6
0の入力制御端子としてのベースに対し、トランジスタ
の基準電位端子としてのエミッタを基準にして正または
負のトランジスタ駆動制御電圧（バイアス電圧）を供給
する必要がある。つまり、一般的に言って、トランジス
タを高速に動作させるには、トランジスタの入力制御端
子に事前に正または負のバイアス電圧を印加しておく。
より具体的に言えば、バイポーラ・トランジスタを高速
にターンオンさせるときは、ベースに事前に正のトラン
ジスタ駆動制御電圧を印加しておき、バイポーラ・トラ
ンジスタを高速にターンオフさせるときは、ベースに事
前に負のトランジスタ駆動制御電圧を印加しておく。

この正または負のトランジスタ駆動制御電圧は上述し
たように、トランジスタを高速に動作させるために印加
するものであり、トランジスタを直接オン・オフさせる
指令信号でないことに留意されたい。トランジスタをオ
ン・オフ制御する指令信号そのものはスイッチング制御
信号SWであり、このスイッチング制御信号SWのレベルに
応じてトランジスタがオン・オフ駆動される。

このようなトランジスタ駆動制御電圧（バイアス電
圧）を提供するためのトランジスタ制御用電源回路12,1
4,16,18が設けられている。駆動回路20,22,24,26,28,30
を介して、トランジスタ制御用電源回路12,14,16,18か
ら、トランジスタ50,52,54,56,58,60のベースに正また
は負のトランジスタ駆動制御電圧を印加するので，これ
ら駆動回路20,22,24,26,28,30は，トランジスタ制御用
電源回路12,14,16,18と協働して上記トランジスタ駆動
制御電圧を印加するように構成されている。ただし，第
３図において，駆動回路20,22,24,26,28,30の詳細回路
構成は省略している。

これらの制御用電源回路のうち電源回路14,16,18はそ
れぞれ，交流電源10からの電圧をトランス11の２次コイ
ル121と絶縁された２次コイル122〜124を介してトラン
ス11の１次電圧を低下させた２次電圧を受け,2次コイル
122〜124の中性点をトランジスタ50,52,54のエミッタに
接続している。そして,2次コイルからの２次交流電圧を
ダイオードＤで整流し，さらにコンデンサＣで平滑し
て，トランジスタ50,52,54のベースに正または負のトラ
ンジスタ駆動制御直流電圧として印加するようにしてい
る。なお，図面の下側に示したトランジスタ56,58,60は
共通に制御されるので上記制御用電源回路を設ける必要
がない。

〔発明が解決しようとする課題〕

第３図に示した３相サーボモータ駆動用の３相インバ
ータブリッジ回路の場合,4個のトランス２次コイルが必
要である。特に，交流電源10は低周波数の商用周波数電
源を使用しているので,4個の２次コイルを持つトランス
12が大型になる。

一方，インバータブリッジ回路はより小型・軽量化す
ることが要望されており，このような大きなトランスを
使用する限り，小型・軽量化するという目的が達成でき
ないという問題がある。

かかる問題は，インバータブリッジ回路に限らず，負
荷駆動用スイッチング・トランジスタを高速でスイッチ
ング動作させるために，その入力制御端子に正または負
のトランジスタ駆動制御直流電圧を制御用電圧として印
加する他の回路においても同様に問題となっている。

したがって、本発明は上記トランジスタ制御用電源回
路の小型，軽量化を図ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記問題を解決するため，本発明は，従来技術のよう
にトランスおよび商用周波数電源を用いて負荷駆動用ス
イッチング・トランジスタを高速動作させる正または負
のトランジスタ駆動制御直流（バイアス）電圧を発生さ
せる代わりに，充電回路を設け，負荷駆動用スイッチン
グ・トランジスタ自身のオン・オフ動作を利用して，直
流電源の電圧を充電回路に充電して，その充電電圧を正
または負のトランジスタ駆動制御電圧として用いるとい
う構想に基づく。

したがって、本発明の負荷をパルス幅制御を行うトラ
ンジスタ制御用電源回路は、直流電源と、前記負荷に前
記直流電源からの電力を供給する負荷駆動用スイッチン
グ・トランジスタと、所定の時間間隔で印加されるパル
ス幅制御用のスイッチング制御信号に応答して該スイッ
チング・トランジスタをオン・オフ駆動制御するトラン
ジスタの駆動回路と、第１のコンデンサを有し、前記パ
ルス幅制御用のスイッチング制御信号に応答して前記負
荷駆動用スイッチング・トランジスタがオフの時に前記
直流電源の直流電圧を充電して、前記トランジスタの駆
動回路を経由して、前記負荷駆動用スイッチング・トラ
ンジスタの入力制御端子に正のトランジスタ駆動制御電
圧を供給する第１の充電回路と、第２のコンデンサを有
し、前記パルス幅制御用のスイッチング制御信号に応答
して前記負荷駆動用スイッチング・トランジスタがオン
の時に前記直流電源の直流電圧を充電して、前記トラン
ジスタの駆動回路を経由して、前記負荷駆動用スイッチ
ング・トランジスタの入力制御端子に負のトランジスタ
駆動制御電圧を供給する第２の充電回路とを有し、前記
負荷駆動用スイッチング・トランジスタを高速動作させ
るため前記負荷駆動用スイッチング・トランジスタの入
力制御端子に、所定の周期で、正または負のトランジス
タ駆動制御電圧を印加する。

〔作用〕

本発明のトランジスタ制御用電源回路は、負荷をパル
ス幅制御を行うトランジスタ制御用電源回路であり、第
１のコンデンサを有する第１の充電回路と，第２のコン
デンサを有する第２の充電回路とを有する。これら充電
回路に直流電圧を提供する直流電源としては，負荷駆動
用スイッチング・トランジスタを介して負荷に直流電圧
を供給する直流電源を用いることができる。

本発明の負荷をパルス幅制御するに際して、第１の充
電回路は，負荷駆動用スイッチング・トランジスタがオ
フ動作しているとき直流電源の直流電圧を充電して、負
荷駆動用トランジスタの入力制御端子に正のトランジス
タ駆動制御電圧を供給する。負荷駆動用スイッチング・
トランジスタがオフ動作のとき、正のトランジスタ駆動
制御電圧がトランジスタのベースに印加されているの
で、次の負荷駆動用スイッチング・トランジスタのオン
動作が高速に行われる。

本発明の負荷をパルス幅制御するに際して、第２の充
電回路は，負荷駆動用スイッチング・トランジスタがオ
ン動作しているとき直流電源の直流電圧を充電して、負
荷駆動用スイッチング・トランジスタの入力制御端子に
負のトランジスタ駆動制御電圧を供給する。負荷駆動用
スイッチング・トランジスタがオン動作のとき、負のト
ランジスタ駆動制御電圧が負荷駆動用スイッチング・ト
ランジスタのベースに印加されているので、次の負荷駆
動用スイッチング・トランジスタのオフ動作が高速に行
われる。

〔実施例〕

第１実施例 本発明の第１の実施例を第１図を参照して述べる。第
１実施例のトランジスタ制御用電源回路も第３図に図解
したトランジスタ制御用電源回路と同様、３相のサーボ
モータを駆動できるが、図解を簡単にするため、第１図
は３相サーボモータのうち１相を駆動する回路構成のみ
例示している。第１図には、サーボモータの１相分のコ
イルが負荷（誘導性負荷）９として示されており，この
負荷９を駆動する負荷駆動用スイッチング・トランジス
タとしてNPN形バイポーラ・トランジスタ５を用いてい
る。このトランジスタ５を介して負荷９に負荷駆動用電
源（制御電源）７からの直流電圧＋VDCが印加される。
また、スイッチング制御信号SWに基づいてトランジスタ
５をオン・オフ駆動するトランジスタ駆動回路３が設け
られている。このトランジスタ駆動回路３は、従来技術
として第３図に図解したトランジスタ駆動回路20,22,2
4,26,28,30と同等の機能を有している。

スイッチング制御信号SWによるトランジスタ５のオン
・オフ制御としては、この実施例においては，第３図を
参照して述べた従来と同様,PWM（pulse width modulati
on）制御に基づくオン・オフ制御が行われる。つまり、
本実施例においては、一定（所定）の周期のうち、トラ
ンジスタ５をターンオンさせる時間およびターンオフさ
せる時間がパルス幅として設定されたトランジスタのオ
ン・オフ制御が行われる。したがって、トランジスタ５
はオン・オフ動作時間は変化するが、一定周期で交互に
オン・オフ動作する。

NPN形バイポーラ・トランジスタ５の基準電位端子で
あるエミッタを基準に、正または負のトランジスタ駆動
制御直流電圧をトランジスタ５の入力制御端子としての
ベースに印加して，トランジスタ５の動作を高速にする
トランジスタ制御用電源回路１が図示の如く接続されて
いる。

トランジスタ制御用電源回路１は，ドロッピング抵抗
器R1,第１のコンデンサC1,第１のツェナーダイオードZD
1,第１および第２の逆流防止用ダイオードD1およびD2,
第２のコンデンサC2,第２のツェナーダイオードZD2,お
よび，第３のコンデンサ（ブートコンデンサ）C3が図示
の如く接続されてなる。

第１のコンデンサC1は，トランジスタ５がオフのと
き、負荷駆動用電源７の直流電圧＋VDCを抵抗器R1を介
して，最高，（＋VDC−抵抗器R1における電圧降下
分），または，第１のツェナーダイオードZD1の降伏電
圧（ツェナー電圧）で規定される電圧まで充電し（これ
を第１の充電電圧という），その第１の充電電圧を駆動
回路３を介してトランジスタ５のベースに正のトランジ
スタ駆動制御直流電圧として提供するコンデンサであ
る。この第１のコンデンサC1に並列に接続された第１の
ツェナーダイオードZD1が、上記第１のコンデンサC1に
おける第１の充電電圧の最大電圧を規定する。

本実施例における第１のコンデンサC1,第１のツェナ
ーダイオードZD1が，本発明の第１の充電回路を構成し
ている。

第３のコンデンサC3は、第１のコンデンサC1における
充電が上記第１充電電圧に到達したとき、その充電電圧
以上の電圧を充電するブートコンデンサである。第３の
コンデンサC3に充電された電圧は、後述するように、第
２のコンデンサC2の充電に供給される。

第２のコンデンサC2は、トランジスタ５がオンのと
き、第３のコンデンサC3に充電されている電圧を充電し
（これを第２充電電圧という），その第２充電電圧を駆
動回路３を介してトランジスタ５のベースに負の直流電
圧（負のトランジスタ駆動バイアス電圧）として提供す
るコンデンサであり、この第２のコンデンサC2に並列に
接続された第２のツェナーダイオードZD2が第２のコン
デンサC2における上記第２充電電圧、すなわち、負のト
ランジスタ駆動制御電圧の最大電圧を規定している。

本実施例における第２のコンデンサC2,第２のツェナ
ーダイオードZD2が，本発明の第２の充電回路を構成し
ている。

ドロッピング抵抗器R1は，負荷駆動用電源７からの直
流電圧＋VDCを直接，第１のコンデンサC1に印加するに
は電圧が高すぎるので，第１のコンデンサC1に充電させ
る第１充電電圧まで降圧するための抵抗器である。

以下，第１図の回路の動作について述べる。

初期状態においては，トランジスタ５はオフの状態に
ある。このトランジスタ５のオフ状態においては，負荷
駆動用電源７の直流電圧＋VDCはトランジスタ５を介し
て負荷９には印加されず，トランジスタ制御用電源回路
１に印加される。したがって，図示実線で示した経路AA
に従って，負荷駆動用電源７からの直流電圧＋VDCが，
ドロッピング抵抗器R1と第１のコンデンサC1との直列回
路，および，抵抗器R1と第１のツェナーダイオードZD1
との直列回路に印加される。第１のコンデンサC1は，最
高，第１のツェナーダイオードZD1のツェナー電圧（降
伏電圧）で規定される電圧（第１の充電電圧）まで充電
される。第１のコンデンサC1の正極性端子（ノードN4）
が駆動回路３に接続されており、この駆動回路３を介し
て第１のコンデンサC1に充電された上記第１の充電電圧
がトランジスタ５のベースに印加されて、トランジスタ
５のベースが正電位にバイアスされる。その結果，次の
トランジスタ５のターンオンは迅速に行われる。

第１のコンデンサC1が第１のツェナーダイオードZD1
のツェナー電圧で規定された最大電圧まで充電されると
同時に，第３のコンデンサ（ブートコンデンサ）C3が充
電される。このとき，ダイオードD2は第３のコンデンサ
C3に充電された電圧が第２のコンデンサC2に移らないよ
うに、第２のコンデンサC2への逆流防止として機能す
る。

次に、オンのパルス幅を持つスイッチング制御信号SW
が駆動回路３に印加されると、トランジスタ５がそのパ
ルス幅の時間だけオンになり，負荷９に負荷駆動用電源
７の直流電圧＋VDCが印加される。

このトランジスタ５のオン動作によって、第１図の破
線で示した経路CCが形成される。つまり，抵抗器R1に接
続されている第３のコンデンサC3の正極側端子−トラン
ジスタ５のコレクタ−トランジスタ５のエミッタ（ノー
ドN1）−第２のコンデンサC2−第２のダイオードD2の経
路が形成される。その結果，第３のコンデンサC3に充電
された直流電圧が，ターンオン状態のトランジスタ５の
コレクタ・エミッタを経由して，第２のコンデンサC2に
印加され，第２のコンデンサC2を，最大，第２のツェナ
ーダイオードZD2のツェナー電圧まで充電する（第２の
充電電圧）。このときダイオードD1は，第３のコンデン
サC3の充電電圧が抵抗器R1を介して第１のコンデンサC1
に充電されないように，経路CCを確保するために機能す
る。

このように，トランジスタ５のオン動作のとき，駆動
回路３を経由して，第２のコンデンサC2に充電された第
２充電電圧がトランジスタ５のベースに負の直流電圧
（負のトランジスタ駆動制御電圧）として供給される。
トランジスタ５のベースに印加されたこの負のバイアス
電圧は、トランジスタ５が次にターンオフされる動作時
間を短縮させる。

次に、オフのスイッチング制御信号SWが駆動回路３に
印加されてトランジスタ５がオフにされると，負荷９に
は電圧＋VDCが印加されず，トランジスタ制御用電源回
路１に電圧＋VDCが印加されて，上記したように，第１
図に実線で示した経路AAが形成され，第１のツェナーダ
イオードZD1の最大電圧まで第１のコンデンサC1に充電
が行われ，その後，第３のコンデンサC3が充電される。

さらに，オンのスイッチング制御信号SWが駆動回路３
に印加されてトランジスタ５が再びオンにされた場合，
上記したように，第３のコンデンサC3の放電により第２
のコンデンサC2が充電される。その結果，トランジスタ
５のベースに負のトランジスタ駆動電圧が印加される。

このように，第１図に示したトランジスタ制御用電源
回路１は，トランジスタ５のオン・オフ動作に応答し
て，トランジスタ５のベースに正または負のトランジス
タ駆動制御電圧（バイアス電圧）を供給することができ
る。

このトランジスタ制御用電源回路は，トランスを必要
とせず，電子回路素子のみで構成されるから，小型，軽
量化を図ることができる。

第２実施例 第２図に本発明の第２実施例のトランジスタ制御用電
源回路を示す。この実施例は，負荷駆動用スイッチング
・トランジスタとして,NチャネルFET（電界効果形トラ
ンジスタ）5A,5Bを用いた。また，駆動回路３の詳細を
示している。ただし，第２図においては，第１図に図解
した負荷９と負荷駆動用電源７は省略してある。

第２図に示したトランジスタ制御用電源回路１′内の
回路素子について，第１図に示したトランジスタ制御用
電源回路１内の回路素子と同じ符号は第１図の回路素子
と同じものを示している。そして，トランジスタ制御用
電源回路１′の基本動作は第１図に示したトランジスタ
制御用電源回路１と同様である。

ただし，このトランジスタ制御用電源回路１′には，
さらに第１のコンデンサC1の放電を制限する第３のツェ
ナーダイオードZD3が設けられている。また，第２図に
おいては，第１図のドロッピング抵抗器R1に代えて，ド
ロッピング抵抗器R2とトランジスタQ1とからなるシリー
ズレギュレータを用いている。このシリーズレギュレー
タを用いることにより，ドロッピング抵抗器R2を流れる
電流は第１のコンデンサC1の充電に必要な電流しか流れ
なくなり，ドロッピング抵抗器R2における電力損失は低
下し，ドロッピング抵抗器R2の負担は軽減する。これに
より，ドロッピング抵抗器R2の容量により決定される制
御用電源の電流供給能力は向上する。

駆動回路３は、発光ダイオードLEDとこの発光ダイオ
ードLEDに対向して配設されたフォトダイオードPDから
なるフォトカプラ31と，フォトダイオードPDの出力信号
によって動作しFET5A,5Bを駆動する信号を発生するドラ
イバトランジスタQ2と、バッファ回路33および34と，抵
抗器35および36と，ダイオード37,38とを有している。
ダイオード回路37,38はバッファ回路33および34の過電
圧保護用として配設されている。

ドライバトランジスタQ2のエミッタ（ノードN6）と、
FET5A,5Bのドレーン（ノードN1）と、第１のコンデンサ
C1と第２のコンデンサC2の接続点（ノードN3）が接続さ
れている。ドライバトランジスタQ2のコレクタが、バッ
ファ回路33,34および抵抗器35,36を介してFET5A,5Bのゲ
ートに接続されている。この回路は、１つの負荷９を同
時的に動作する２つのＮチャネルFET5A,5Bで同時に駆動
する回路例を示している。

駆動回路３の動作を述べる。ローレベルのスイッチン
グ制御信号SWが印加されると、直流電源＋Vccからの電
流がLEDを流れてLEDを発光させ、フォトダイオードPDを
オンさせ，ドライバトランジスタQ2をターンオンさせ
る。その結果、ドライバトランジスタQ2のコレクタはロ
ーレベルとなり,FET5A,5Bのゲートにはローレベルの駆
動信号が印加される。逆に，ハイレベルのスイッチング
制御信号SWが印加されるとLEDは発光せず，フォトダイ
オードPDはオフのままであり，ドライバトランジスタQ2
はターンオフのままである。その結果、ドライバトラン
ジスタQ2のコレクタはハイレベルとなり,FET5A,5Bのゲ
ートにはハイレベルの駆動信号が印加される。

トランジスタ制御用電源回路１′は,FET5A,5Bのオン
・オフ動作に応答して，第１図を参照して述べたトラン
ジスタ制御用電源回路１の動作のごとく,FET5A,5Bのド
レーンを基準として，これらFET5A,5Bのゲートに正また
は負のFET駆動制御電圧を供給する。

以下，第２図の回路の動作について述べる。本実施例
においても，スイッチング制御信号SWはPWM方式のパル
ス信号をFET5A,5Bのオン・オフ信号として印加される。

なお、FET5AとFET5Bは全く同じ動作をするので，説明
の簡略化のため以下の説明ではFET5Aの動作についての
み述べる。

初期状態においては,FET5Aはオフの状態にある。この
FET5Aのオフ状態においては、図示しない負荷駆動用電
源７の直流電圧＋VDCはFET5Aを介して負荷９には印加さ
れず，トランジスタ制御用電源回路１′に印加される。
負荷駆動用電源７（図示せず）からの直流電圧＋VDC
が，第３のツェナーダイオードZD3を介して，抵抗器R2
とトランジスタQ1からなるシリーズレギュレータと第１
のコンデンサC1との直列回路，および，抵抗器R3と第１
のツェナーダイオードZD1との直列回路に印加される。
第１のコンデンサC1は第１のツェナーダイオードZD1の
ツェナー電圧（降伏電圧）で規定される正の電圧（第１
の充電電圧）まで充電される。第１のコンデンサC1の正
極性端子（ノードN4）が駆動回路３に接続されており、
この駆動回路３内のドライバトランジスタQ2のコレクタ
を介して第１のコンデンサC1に充電された上記正の充電
電圧がFET5Aのゲートに印加されて、FET5Aのゲートが正
電位にバイアスされる。このように,FET5Aのゲートが正
電位にバイアスされていると、次のFET5Aのターンオン
は迅速に行われる。

第１のコンデンサC1が第１のツェナーダイオードZD1
のツェナー電圧で規定された最大電圧まで充電されると
同時に，第３のコンデンサ（ブートコンデンサ）C3が充
電される。このとき，ダイオードD2は第３のコンデンサ
C3に充電された電圧が第２のコンデンサC2に移らないよ
うに、第２のコンデンサC2への逆流防止として機能す
る。また，第３のツェナーダイオードZD3も逆流防止と
して機能する。

次に,FET5Aをターンオンさせるハイレベルのスイッチ
ング制御信号SWが駆動回路３に印加されると、FET5Aが
オンになる。そうすると，負荷９に負荷駆動用電源７の
直流電圧＋VDCが印加される。

このFET5Aのオン動作によって，第３のコンデンサC3
の正極側端子−第３のツェナーダイオードZD3−FET5Aの
ソース−FET5Aのドレーン（ノードN1）−第２のコンデ
ンサC2−第２のダイオードD2の経路が形成される。その
結果，ブートコンデンサC3に充電された直流電圧が，第
２のコンデンサC2に印加され，第２のコンデンサC2を第
２のツェナーダイオードZD2のツェナー電圧（第２充電
電圧）まで充電する。このときダイオードD1は，第３の
コンデンサC3の充電電圧が抵抗器R2を介して第１のコン
デンサC1に充電されないように機能する。

このように,FET5Aのオン動作のとき，第２のコンデン
サC2に充電された（ノードN3とノードN5との間の）第２
の充電電圧が，ダイオード38を介して,FET5Aのドレーン
とゲートとの間に印加される。ゲートに印加される電圧
は負極性である。FET5Aのゲートに印加されたこの負の
バイアスは、FET5Aが次にターンオフされる動作時間を
短縮させる。

さらに，オフ指令のスイッチング制御信号SWが駆動回
路３に印加されてFET5Aがオフにされると，負荷９には
電圧＋VDCが印加されず，トランジスタ制御用電源回路
１′に電圧＋VDCが印加されて，上述したように，第１
のツェナーダイオードZD1の最大電圧まで第１のコンデ
ンサC1に充電が行われ，第１のコンデンサC1が第１のツ
ェナーダイオードZD1の最大電圧まで充電されると同時
に第３のコンデンサC3が充電される。

FET5Aが再びオンにされた場合，第３のコンデンサC3
の放電により第２のコンデンサC2が充電される。

このように，第２図に示したトランジスタ制御用電源
回路１′は,FET5Aのオン・オフ動作に応答して,FET5Aの
ゲートに正または負のFET駆動制御電圧（バイアス電
圧）を供給することができる。

このトランジスタ制御用電源回路は，トランスを必要
とせず，電子回路素子のみで構成されるから，小型，軽
量化を図ることができる。

なお、第２図に示した駆動回路３を第１図に示したト
ランジスタ制御用電源回路の駆動回路３に適用すること
ができる。

以上，負荷駆動用スイッチング・トランジスタとし
て,NPNトランジスタ5,NチャネルFET5A,5Bを例示して述
べたが,PNPトランジスタ,PチャネルFET,および，その他
のトランジスタ，たとえば,IGBTを用いた場合も同様で
ある。

また，本発明のトランジスタ制御用電源回路はインバ
ータブリッジ回路に適用されるばかりでなく，トランジ
スタを高速にスイッチング動作させるため，そのトラン
ジスタの入力制御端子（たとえば、NPN型トランジスタ
のベース、あるいは、FETのゲート）に正または負の電
圧を印加する他の種々の回路に適用できる。

〔発明の効果〕

以上述べたように，本発明は，負荷駆動用スイッチン
グ・トランジスタのオン・オフ動作を利用して負荷駆動
用の直流電源から正または負の直流電圧をコンデンサを
含む充電回路に充電して、トランスを用いずに、上記ト
ランジスタの入力端子に正または負の直流電圧を印加す
ることができる回路構成としたので，トランジスタの高
速動作を実現させながら、小型、軽量化を図ったトラン
ジスタ制御用電源回路が実現できた。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の第１実施例のトランジスタ制御用電
源回路を示す図であり、 第２図は、本発明の第２実施例のトランジスタ制御用電
源回路を示す図であり、 第３図は、従来のトランジスタ制御用電源回路を用いた
インバータブリッジ回路を示す図である。 〔符号の説明〕 1,1′……トランジスタ制御用電源回路,3……駆動回路,
5,5A,5A……負荷駆動用スイッチング・トランジスタ,7
……負荷駆動用電源,9……負荷。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】負荷をパルス幅制御を行うトランジスタ制
   御用電源回路であって、 直流電源と、 前記負荷に前記直流電源からの電力を供給する負荷駆動
   用スイッチング・トランジスタと、 所定の時間間隔で印加されるパルス幅制御用のスイッチ
   ング制御信号に応答して該スイッチング・トランジスタ
   をオン・オフ駆動制御するトランジスタの駆動回路と、 第１のコンデンサを有し、前記パルス幅制御用のスイッ
   チング制御信号に応答して前記負荷駆動用スイッチング
   ・トランジスタがオフの時に前記直流電源の直流電圧を
   充電して、前記トランジスタの駆動回路を経由して、前
   記負荷駆動用スイッチング・トランジスタの入力制御端
   子に正のトランジスタ駆動制御電圧を供給する第１の充
   電回路と、 第２のコンデンサを有し、前記パルス幅制御用のスイッ
   チング制御信号に応答して前記負荷駆動用スイッチング
   ・トランジスタがオンの時に前記直流電源の直流電圧を
   充電して、前記トランジスタの駆動回路を経由して、前
   記負荷駆動用スイッチング・トランジスタの入力制御端
   子に負のトランジスタ駆動制御電圧を供給する第２の充
   電回路と を有し、 前記負荷駆動用スイッチング・トランジスタを高速動作
   させるため前記負荷駆動用スイッチング・トランジスタ
   の入力制御端子に、所定の周期で、正または負のトラン
   ジスタ駆動制御電圧を印加する トランジスタ制御用電源回路。