JPH0654535A

JPH0654535A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH0654535A
Application number: JP4198872A
Authority: JP
Inventors: Koji Yamada; 晃司山田
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1992-07-24
Filing date: 1992-07-24
Publication date: 1994-02-25

Abstract

(57)【要約】【目的】チョッパー回路とインバータ回路とを組み合わ
せて放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置におい
て、電源投入後一定時間の予熱期間中においても、商用
電源からの入力電流の高次高調波成分を少なくすると共
に、インバータ回路の入力電圧を電源変動にかかわらず
一定化する。【構成】放電灯の点灯後はチョッパー回路を全区間にわ
たって動作させ、少なくとも放電灯のフィラメントを予
熱する期間には、電源電圧のピークを含む所定の区間で
のみチョッパー回路の動作を停止させる間欠動作を行う
ようにした。【効果】チョッパー回路の出力電圧が過大となることを
防止でき、入力電流の休止区間を少なくして、商用電源
からの入力電流の高次高調波成分を少なくでき、インバ
ータ回路の入力電圧を電源変動にかかわらず一定化でき
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、商用電源から直流電源
を作成するチョッパー回路と、この直流電源を高周波に
変換するインバータ回路とを組み合わせた高周波電源に
より放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】従来、商用電源を整流平滑した直流電圧
をインバータ回路によって高周波に変換し、高周波出力
で放電灯を点灯させる放電灯点灯装置が広く用いられて
いる。しかしながら、商用電源を整流平滑すると、平滑
コンデンサに流入する電流が商用交流電圧のピーク値付
近でのみ流れることになり、入力電流波形が入力交流電
圧の正弦波波形に比べると、休止区間を含む歪みの大き
い波形となる。すなわち、交流電圧の基本周波数に対し
て多くの高次高調波成分を含むこととなり、トランスの
発熱や機器の誤動作等の悪影響がある。そこで、このよ
うな高調波成分を低減する手段として、図７に示すよう
に、電源側にチョッパー回路のようなスイッチング回路
を設けることが提案されている（特願平３−１６５６８
５号）。この回路では、電源スイッチＳＷを介して供給
される交流電源ＡＣから直流電源を作成する第１のスイ
ッチング回路Ａと、この第１のスイッチング回路Ａから
供給される直流電圧を電源とし、負荷５への供給電力を
作成する第２のスイッチング回路Ｂからなり、スイッチ
ング素子の駆動制御を行う制御回路３及び４を第１及び
第２のスイッチング回路Ａ、Ｂが夫々備えている。第１
のスイッチング回路Ａは、図８に示すように、整流回路
としてのダイオードブリッジＤＢと昇圧チョッパー回路
１とで構成されており、第２のスイッチング回路Ｂはイ
ンバータ回路２で構成されている。そして、夫々の制御
回路３、４は、図９及び図１０に示すように構成されて
おり、図１１の動作波形図に示すように、まず出力を小
さく制限した状態でインバータ回路２を動作させ、所望
の時間後にインバータ回路２を所望の出力が得られる動
作状態とし、さらにこのインバータ回路２の動作状態が
安定した後に昇圧チョッパー回路１の動作を開始させる
ように、制御を行うものである。なお、図８〜図１０の
回路は端子ａ，ｂ，ｃ，…，ｐを介してそれぞれ接続さ
れている。

【０００３】以下、図８に示す回路の具体的な構成につ
いて説明する。まず、昇圧チョッパー回路１は、インダ
クタＬ₁ 、ダイオードＤ₁ 、スイッチング素子Ｑ₁ 、及
びコンデンサＣ₁ で構成してある。インダクタＬ₁ とし
ては、トランスの１次巻線を用いている。インバータ回
路２は、ハーフブリッジ構成のものであるが、この回路
では、トランジスタＱ₂ を自励式でオン、オフさせると
共に、トランジスタＱ ₃ を制御回路４でオン、オフ制御
する、いわゆる自励他制式となっている。なお、トラン
ジスタＱ₂ を自励式でオン、オフさせるために、電流帰
還トランスＣＴを用いている。また、トランジスタＱ
₂ 、Ｑ₃ には夫々直列にエミッタ抵抗Ｒ₄、Ｒ₅ を挿入
してあり、これらのエミッタ抵抗Ｒ₄ 、Ｒ₅ でスイッチ
ング動作の安定化を図っている。

【０００４】次に、昇圧チョッパー回路１の制御回路３
について図９に基づいて説明する。この制御回路３は、
スイッチングレギュレータのための制御用ＩＣ（例えば
ジーメンス社製のＴＤＡ４８１４Ａなど）３１を用いて
構成してある。この制御用ＩＣ３１の３番端子は電源端
子である。この制御用ＩＣ３１の電源は、コンデンサＣ
₄ 、Ｃ₈ 及びダイオードＤ₄ 、Ｄ₆ で構成してあり、イ
ンバータ回路２が動作することにより、ダイオードＤ
₂ 、Ｄ₃ の接続点から変動成分がコンデンサＣ₄で抽出
され、ダイオードＤ₆ 及びコンデンサＣ₈ で整流平滑さ
れて、電源が得られるものである。なお、ダイオードＤ
₄ はダイオードＤ₂ 、Ｄ₃ の接続点の電位がローレベル
である期間に、コンデンサＣ₄ の充電電荷を放電させる
ためのものである。

【０００５】次に、制御用ＩＣ３１の１４番端子は、ス
イッチング素子Ｑ₁ のオン・タイミングをとるための端
子であり、昇圧チョッパー回路１の定常動作時にはイン
ダクタＬ₁を構成するトランスの２次巻線に誘起される
電圧が抵抗Ｒ₁₃を介して入力され、インダクタＬ₁ に流
れる電流に応じてスイッチング素子Ｑ₁ のオン・タイミ
ングを制御するものである。ところで、この制御用ＩＣ
３１ではスイッチング素子Ｑ₁ がスイッチングしている
定常時には、上記２次巻線の誘起電圧からスイッチング
素子Ｑ₁ のオン・タイミングを制御することができる
が、スイッチング素子Ｑ₁ が最初にオンするまでは、上
記２次巻線の誘起電圧からスイッチング素子Ｑ₁ のオン
・タイミングを制御することはできない。そこで、スイ
ッチング素子Ｑ₁ を最初にオンさせるために、ダイオー
ドＤ₂ 、Ｄ₃ の接続点の電圧を抵抗Ｒ₁₉、Ｒ₂₀を介して
上記１４番端子に印加することにより上記制御用ＩＣ３
１に起動をかけている。

【０００６】制御用ＩＣ３１に起動をかけて制御用ＩＣ
３１が動作を開始した後は、トランジスタＱ₄ 、Ｑ₅ 、
抵抗Ｒ₂₁〜Ｒ₂₄、コンデンサＣ₁₀及びダイオードＤ₅ か
らなる起動停止回路により、起動回路を停止させてい
る。インバータ回路２の制御回路４に制御電源Ｖｃｃが
供給されると、コンデンサＣ₁₀が抵抗Ｒ₂₁を介して充電
され、これによりトランジスタＱ₅ がオン、トランジス
タＱ₄ がオフとなり、抵抗Ｒ₂₀から制御用ＩＣ３１に起
動がかかる。制御用ＩＣ３１が起動されて、スイッチン
グ素子Ｑ₁ がオンすると、ダイオードＤ₅ を介してコン
デンサＣ₁₀の充電電荷が放電される。この場合、トラン
ジスタＱ₅ がオフ、トランジスタＱ₄ がオンとなり、抵
抗Ｒ₂₀から制御用ＩＣ３１への起動は停止される。ここ
で、スイッチング素子Ｑ₁ のスイッチング速度に対して
抵抗Ｒ₂₁とコンデンサＣ₁₀との時定数を充分に大きくし
ておけば、スイッチング素子Ｑ₁ がスイッチングしてい
る期間には、トランジスタＱ₄ がオン状態に保たれ、こ
れにより抵抗Ｒ₂₀から制御用ＩＣ３１に起動がかけられ
ることを阻止することができる。

【０００７】次に、制御用ＩＣ３１の２番端子は出力端
子であり、抵抗Ｒ₁₄、Ｒ₁₅を介してスイッチング素子Ｑ
₁ をオン、オフ制御する。制御用ＩＣ３１の１２番端子
及び１３番端子は、制御用ＩＣ３１の内蔵するオペアン
プの反転入力端子と出力端子であり、抵抗Ｒ₁₇、Ｒ₁₈の
分圧電圧を抵抗Ｒ₂₉を介して負帰還することにより、制
御用ＩＣ３１が昇圧チョッパー回路１の出力電圧を所望
の一定値に制御するように機能する。

【０００８】なお、この制御用ＩＣ３１の１２番端子に
入力される電圧を昇圧チョッパー回路１が動作を開始し
たときに高くし、その後、徐々に低下させることによ
り、昇圧チョッパー回路１をソフトスタート動作させて
いる。このソフトスタート回路は、トランジスタＱ₆ 、
コンデンサＣ₉ 、Ｃ₁₉、ダイオードＤ₇ 、Ｄ₈ 及び抵抗
Ｒ₂₅〜Ｒ₂₈等で構成してある。この回路では、後述する
昇圧チョッパー回路１の動作開始時点（昇圧チョッパー
回路１の不動作期間）を計時するタイマー回路の出力が
得られた時点でトランジスタＱ₆ がオフとなる。トラン
ジスタＱ₆ のオフ時点では、コンデンサＣ₉ が制御電源
の電圧まで充電されており、このため制御用ＩＣ３１に
よって昇圧チョッパー回路１に出力電圧が高い場合と同
様に出力を低くする制御がかかることにより、昇圧チョ
ッパー回路１の出力が起動直後は小さく制御される。そ
して、コンデンサＣ₉ の充電電圧が放電されるにつれて
昇圧チョッパー回路１の出力が徐々に上昇する、いわゆ
るソフトスタート制御が行われる。

【０００９】次に、制御用ＩＣ３１のその他の端子につ
いて簡単に説明する。１１番端子は抵抗Ｒ₁₁、Ｒ₁₂で分
圧した入力電圧が印加されるもので、入力電圧に同期し
てスイッチング素子Ｑ₁ のオン、オフ制御を行うための
端子である。また、４番端子はスイッチング素子Ｑ₁ に
直列に挿入された抵抗Ｒ₁₆の両端電圧からスイッチング
素子Ｑ₁ に流れる電流を検出するための端子であり、例
えば昇圧チョッパー回路１の異常状態を検出するための
ものである。さらに、１番端子はアース端子である。

【００１０】次に、インバータ回路２の制御回路４につ
いて図１０に基づいて説明する。この制御回路４は汎用
のタイマーＩＣ（例えば、ＮＥＣ社製のμＰＣ１５５５
等）４１を用いて構成された単安定マルチバイブレータ
を備えている。この単安定マルチバイブレータは、抵抗
Ｒ₃₁及びコンデンサＣ₁₂の時定数で決まる所定の期間に
わたり、出力（３番端子）がハイレベルとなる。そし
て、この単安定マルチバイブレータにトリガーをかける
トリガー回路は、抵抗Ｒ₃₂、Ｒ₃₃、反転回路Ｉ₁、Ｉ₂
及びコンデンサＣ₁₄で構成してある。つまり、このトリ
ガー回路では、ダイオードＤ₂ 、Ｄ₃ の接続点ｋの電位
を抵抗Ｒ₃₂、Ｒ₃₃で検知し、この電位がほぼダイオード
ブリッジＤＢの負極の電位まで降下したときにハイレベ
ルとなる反転回路Ｉ₁ の出力をコンデンサＣ₁₄を通して
微分波形に変換し、タイマーＩＣ４１のトリガー端子
（２番端子）にトリガーパルスを入力するものである。
すなわち、トランジスタＱ₂ がオフとなり、このオフ時
にインダクタＬ₂ に蓄積されたエネルギーでダイオード
Ｄ₃ を介して電流が流れて、ダイオードＤ₂ 、Ｄ₃ の接
続点ｋの電位がほぼダイオードブリッジＤＢの負極の電
位まで降下するタイミングを検出するものである。

【００１１】この単安定マルチバイブレータの出力には
バッファＢ₁ を介してトーテムポール接続されたトラン
ジスタＱ₇ 、Ｑ₈ からなる駆動回路が接続されており、
単安定マルチバイブレータの出力がハイレベルであると
き、トランジスタＱ₇ がオンとなり、トランジスタＱ₃
にベース電流を供給してオンとする。

【００１２】このインバータ回路２においても、確実に
起動させるために起動回路が必要であり、ダイアック等
の双方向性トリガー素子Ｑ₁₁、トランジスタＱ₁₀、コン
デンサＣ₁₃、ダイオードＤ₁₀及び抵抗Ｒ₃₅、Ｒ₃₄で、起
動回路を構成してある。この起動回路では、昇圧チョッ
パー回路１のインダクタＬ₁ の出力側の電圧で抵抗Ｒ ₃₄
を介してコンデンサＣ₁₃が充電され、トリガー素子Ｑ₁₁
をブレークオーバーさせて、トランジスタＱ₁₀をオンと
して、単安定マルチバイブレータにトリガーをかけるこ
とにより、トランジスタＱ₃ をオンとして、インバータ
回路２に起動をかけるものである。なお、一旦起動をか
けた後は、トランジスタＱ₃ が正常にスイッチング動作
する限り、ダイオードＤ₁₀及び抵抗Ｒ₃₅により、コンデ
ンサＣ₁₃の電荷が放電され、トリガー素子Ｑ₁₁がブレー
クオーバーしないように構成されている。

【００１３】この制御回路４の電源は、図９に示すよう
に、抵抗Ｒ₆ 、ツェナダイオードＺＤ₆ 及びコンデンサ
Ｃ₆ からなる電源回路６から供給されている。この電源
回路６から供給される制御電源電圧が十分に安定した時
点で制御回路４を動作させるために、制御回路４の動作
制御回路を設けてある。この動作制御回路は、オペアン
プＯＰ₁ 、ツェナダイオードＺＤ₂、ダイオードＤ₁₂、
コンデンサＣ₁₅及び抵抗Ｒ₄₆、Ｒ₅₁、Ｒ₅₂で構成してあ
る。つまり、オペアンプＯＰ₁ でコンパレータを構成
し、制御電源電圧がツェナダイオードＺＤ₂ で決まる電
圧に達するまでは、コンデンサＣ₁₅の遅延作用によりコ
ンパレータの出力がローレベルとなり、タイマーＩＣ４
１のリセット端子（４番端子）をローレベルに引き下げ
ることにより、タイマーＩＣ４１を不動作状態に保つ。
そして、制御電源電圧が安定した時点でコンパレータの
出力がハイレベルとなることにより、タイマーＩＣ４１
が動作可能とする。

【００１４】さらに、この制御回路４には、放電灯Ｈの
予熱時間を計時するタイマー回路と、このタイマー回路
の出力に応じて単安定マルチバイブレータのハイレベル
の期間を短く制御して放電灯Ｈに印加される電圧を低く
抑えるための予熱制御回路とを設けてある。ここで、予
熱時間計時用のタイマー回路は、オペアンプＯＰ₂ 、コ
ンデンサＣ₁₇、ダイオードＤ₁₃及び抵抗Ｒ₄₁〜Ｒ₄₄で構
成してある。オペアンプＯＰ₂ を用いて構成したコンパ
レータの出力は、抵抗Ｒ₄₁及びコンデンサＣ₁₇の時定数
で決まる時間だけローレベルとなる。予熱制御回路は、
トランジスタＱ ₉ 、コンデンサＣ₁₆、ダイオードＤ₁₄及
び抵抗Ｒ₄₅、Ｒ₄₈で構成され、タイマー回路の出力がロ
ーレベルである期間、トランジスタＱ₉ がオンとなるこ
とにより、抵抗Ｒ₃₁とは別経路でコンデンサＣ₁₂を充電
することにより、コンデンサＣ₁₂の充電を早くする。こ
のため、単安定マルチバイブレータの出力がハイレベル
である期間が短くなって、トランジスタＱ₃ のオン期間
が短くなる。よって、インバータ回路２から放電灯Ｈに
印加される電圧が、始動電圧以下に制御され、放電灯Ｈ
が予熱される。

【００１５】この制御回路４において、単安定マルチバ
イブレータの出力をハイレベルにする期間を設定する時
定数回路では、抵抗Ｒ₃₁を介して平滑用のコンデンサＣ
₁ の出力でコンデンサＣ₁₂を充電している。これは、交
流電源ＡＣの電圧変動に対して予熱時におけるトランジ
スタＱ₃ のオン期間を適正に制御するためである。つま
り、交流電源ＡＣの電圧が高くなったときは、コンデン
サＣ₁₂の充電電流が大きくなり、トランジスタＱ₃ のオ
ン期間が短くなって予熱量が小さくなり、逆に、交流電
源ＡＣの電圧が低い場合には、上記とは逆の動作で、予
熱量が大きくなり、これによって、交流電源ＡＣの電圧
変動に対して予熱時におけるトランジスタＱ₃ のオン期
間を適正に制御できるのである。

【００１６】ところで、上記予熱時間を計時するタイマ
ー回路と共用されて、昇圧チョッパー回路１の動作を開
始する時点を計時するタイマー回路を設けてある。この
タイマー回路は、コンデンサＣ₁₇、ダイオードＤ₁₃及び
抵抗Ｒ₄₁〜Ｒ₄₄を予熱用のタイマーと兼用しており、オ
ペアンプＯＰ₃ で構成したコンパレータにより、コンデ
ンサＣ₁₇の両端電圧と抵抗Ｒ₄₂〜Ｒ₄₄による分圧電圧と
を比較している。なお、このタイマー回路のコンパレー
タの基準電圧は、予熱用のタイマー回路よりも高くなっ
ているので、出力がハイレベルとなる期間が一定時間遅
れることになる。このタイマー回路の出力をダイオード
Ｄ₁₆を介して制御用ＩＣ３１の１４番端子に入力するこ
とにより、昇圧チョッパー回路１が計時動作期間中に動
作しないようにしてある。また、上記タイマー回路の出
力をダイオードＤ₁₅を介してソフトスタート回路のトラ
ンジスタＱ₆ のベースに入力し、トランジスタＱ₆ をオ
ンさせることにより、コンデンサＣ₉ を充電して起動時
にソフトスタートさせることに備えるものである。

【００１７】以下、上記回路の動作について説明する。
まず、電源が投入されると、電源回路６から制御回路４
及び制御回路３の起動停止回路に電源が供給される。こ
の際に、制御回路４の動作制御回路の働きにより、電源
回路６から供給される電圧が安定するまでは制御回路４
の動作は停止状態に保たれる。以上の電源投入時の状態
を図９のｔ₀ 〜ｔａに示す。

【００１８】次に、電源回路６から制御回路４に供給さ
れる電圧が安定した後に、動作が停止している昇圧チョ
ッパー回路１のインダクタＬ₁ の出力側から電力の供給
を受ける起動回路により単安定マルチバイブレータに起
動がかかる。このため、トランジスタＱ₃ が一定時間オ
ンとなり、インバータ回路２が発振動作を開始する。但
し、この際のトランジスタＱ₃ のオン時間は、予熱用タ
イマー回路が計時動作中であるので、予熱制御回路の働
きでトランジスタＱ₃ のオン期間は短く制御され、イン
バータ回路２の出力が小さく抑えられる。このときに、
放電灯Ｈに印加される電圧は始動電圧以下に制御され、
放電灯Ｈは始動点灯することなく、先行予熱される。こ
の先行予熱状態を図１１のｔａ〜ｔｂに示す。

【００１９】次に、上記予熱時間の計時用のタイマー回
路の計時動作が終了すると、このタイマー回路の出力が
ハイレベルとなることによりトランジスタＱ₉ がオフと
なり、予熱制御回路によるインバータ回路２の出力を小
さく抑える制御が解除される。但し、この際には予熱制
御回路のコンデンサＣ₁₆に蓄積された電荷が存在する
間、この電荷を電源として、抵抗Ｒ₃₁とは別経路でコン
デンサＣ₁₂が充電されるので、時間経過と共に徐々にト
ランジスタＱ₃ のオン時間が長くなる。このようにして
インバータ回路２の出力が増大する（図１１のｔｂ〜ｔ
ｃ）と、やがてはインバータ回路２から放電灯Ｈに印加
される出力電圧が始動電圧に達し、時刻ｔｃで放電灯Ｈ
が始動点灯する。

【００２０】その後、抵抗Ｒ₃₁とコンデンサＣ₁₂の時定
数で決まるオン期間でトランジスタＱ₃ がオンされ、ト
ランジスタＱ₂ 、Ｑ₃ は交互にオン、オフされる安定状
態となる。このようにしてインバータ回路２が安定動作
するようになった場合、昇圧チョッパー回路１の動作停
止期間を計時するタイマー回路の限時動作が終了し、昇
圧チョッパー回路１が動作可能状態となる。そして、ト
ランジスタＱ₂ のオンによりダイオードＤ₂ 、Ｄ₃ の接
続点の電圧がコンデンサＣ₁ に充電された電圧（ダイオ
ードブリッジＤＢの出力電圧のピーク電圧Ｖｐ）に達し
たとき、起動回路により制御用ＩＣ３１に起動がかか
り、昇圧チョッパー回路１が昇圧動作を開始する。但
し、この場合、ソフトスタート回路の働きで昇圧チョッ
パー回路１の出力が徐々に増大し、やがては出力が一定
電圧に安定する。それ以降は、昇圧チョッパー回路１の
昇圧出力を電源としてインバータ回路２から放電灯Ｈに
電源を供給し、放電灯Ｈが光出力を一定とする状態で点
灯保持される。

【００２１】このように、図８〜図１０の回路では、ま
ず出力を小さく制限した状態でインバータ回路２を動作
させ、所定の時間が経過した後にインバータ回路２を所
望の出力が得られる動作状態とし、さらに、このインバ
ータ回路２の動作状態が安定した後に、昇圧チョッパー
回路１の動作を開始させているので、昇圧チョッパー回
路１とインバータ回路２とで過渡的な動作を行う期間の
重合がなく、昇圧チョッパー回路１及びインバータ回路
２を安定に動作させることができ、且つ放電灯Ｈの光出
力を安定的に変化させることができ、しかも昇圧チョッ
パー回路１及びインバータ回路２を安定に動作させるこ
とができるので、回路素子へのストレスの増大を防止で
きる。また、インバータ回路２が放電灯Ｈの予熱時に出
力を制限できるので、昇圧チョッパー回路１の出力電圧
を高く設定する必要がなく、このため昇圧チョッパー回
路１及びインバータ回路２を安定に動作させて回路素子
へのストレスを小さくできる点と相俟って、昇圧チョッ
パー回路１及びインバータ回路２の回路素子の耐量を小
さくできる。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来例において
は、電源投入から一定時間、放電灯のフィラメントを予
熱する間は、チョッパー回路のスイッチング動作を停止
させており、これにより、チョッパー回路から出力され
る直流電圧の昇圧を抑えて回路部品の耐圧を低く設定で
きると共に、放電灯の予熱時に放電灯の両端に印加され
る２次電圧を抑えることができ、放電灯の寿命短縮を防
止できる。しかしながら、この従来例では、次のような
問題が生じるものである。

【００２３】予熱時にチョッパー回路が動作していな
いために、回路構成上、商用電源を整流平滑する場合と
同じ動作となり、入力力率が悪くなり、交流基本周波数
に対して高調波成分を多く含む歪んだ波形となる。予熱時にチョッパー回路が動作していないために、整
流平滑された電圧が電源変動により大きく変化し、その
結果、放電灯の予熱電流も変化し、予熱電流不足が生じ
たり、瞬時点灯が生じる場合がある。したがって、予熱
時間中の電源変動を補償する回路が別途必要となる。

【００２４】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、商用電源から直流電源を作成するチョッパ
ー回路と、この直流電源を高周波に変換するインバータ
回路とを組み合わせた高周波電源により放電灯を点灯さ
せる放電灯点灯装置において、電源投入後一定時間の予
熱期間中においても、商用電源からの入力電流の高次高
調波成分を少なくすると共に、インバータ回路の入力電
圧を電源変動にかかわらず一定化することを目的とする
ものである。

【００２５】

【課題を解決するための手段】本発明の放電灯点灯装置
にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、交流電源ＡＣを全波整流する整流回路としての
ダイオードブリッジＤＢの出力端にインダクタＬ₁とス
イッチング素子Ｑ₁を直列に接続し、前記スイッチング
素子Ｑ₁と並列にダイオードＤ₁を介して平滑用のコン
デンサＣ₁を接続して成るチョッパー回路と、前記コン
デンサＣ₁に得られる直流電圧を高周波に変換して放電
灯Ｈを高周波点灯させるインバータ回路とから構成さ
れ、放電灯Ｈを始動させるために電源投入後の一定時間
にわたり放電灯Ｈのフィラメントを予熱する期間を設け
た放電灯点灯装置において、放電灯Ｈの点灯後は前記チ
ョッパー回路を全区間にわたって動作させ、少なくとも
前記放電灯Ｈのフィラメントを予熱する期間には、電源
電圧のピークを含む所定の区間でのみ前記チョッパー回
路の動作を停止させる間欠動作を行う制御手段を設けた
ことを特徴とするものである。

【００２６】

【作用】本発明によれば、放電灯Ｈのフィラメントを先
行予熱する期間においては、商用の交流電源ＡＣから整
流回路ＤＢを経て平滑用のコンデンサＣ₁に直接的に電
流が流れる区間、広い意味では、交流電源ＡＣの電源電
圧のピークを含む所定の区間には、チョッパー回路を停
止させて、コンデンサＣ₁の過大な電圧上昇を防止し、
それ以外の区間では、チョッパー回路を動作させること
により、入力電流波形の高調波成分を少なくすると共
に、電源変動に対してもコンデンサＣ₁に得られる直流
電圧を一定化することができる。また、放電灯Ｈが点灯
した後はチョッパー回路を全区間で動作させることによ
り、入力電流波形を交流電源電圧の基本周波数に対する
高調波成分の少ない波形とすることができる。

【００２７】

【実施例】図１は本発明の第１実施例の回路図である。
以下、その回路構成について説明する。商用電源ＡＣの
交流電圧は、インダクタＬ₀ とコンデンサＣ₀ よりなる
フィルタ回路を介してダイオードブリッジＤＢで全波整
流される。その整流出力端子には、インダクタＬ₁ とス
イッチング素子Ｑ₁ が直列に接続されている。インダク
タＬ₁ 、ダイオードＤ₁ 、スイッチング素子Ｑ₁ 及びコ
ンデンサＣ₁ は、昇圧形チョッパー回路を構成してい
る。スイッチング素子Ｑ₁ は、制御用ＩＣ３１により制
御しており、その周辺回路として抵抗Ｒ₁₁、Ｒ₁₂、
Ｒ₁₃、Ｒ₁₆、Ｒ₁₇、Ｒ₁₈、及びインダクタＬ₁ の２次巻
線が用いられている。チョッパー回路の出力には、トラ
ンジスタＱ₂ 、Ｑ₃ が直列に接続されている。トランジ
スタＱ₂ 、Ｑ ₃ と、ダイオードＤ₂ 、Ｄ₃ 、コンデンサ
Ｃ₃ 、Ｃ₅ 、インダクタＬ₂ 及び駆動トランスＣＴで自
励式のインバータ回路が構成されており、コンデンサＣ
₅ と並列に負荷として放電灯Ｈが接続されている。ま
た、抵抗Ｒ₈ 、コンデンサＣ₂ 、ダイオードＤ₀ 、ダイ
アックＱ₁₁により、インバータ回路の起動回路が構成さ
れている。さらに、インバータ回路におけるダイオード
Ｄ₂ 、Ｄ₃の接続点からインダクタＬ₁ の２次巻線の抵
抗Ｒ₁₃との間に、抵抗Ｒ₂₀が接続され、チョッパーに起
動信号を与えている。次に、チョッパーの制御回路の電
源は、抵抗Ｒ₆ 、コンデンサＣ₆ 、ツェナダイオードＺ
Ｄ₆ で構成されている。なお、トランジスタＱ₂₀〜
Ｑ₂₄、抵抗Ｒ₆₁〜Ｒ₇₆、コンデンサＣ₂₁，Ｃ₂₂、コンパ
レータＣＰ₁〜ＣＰ₄はインバータ回路とチョッパー回
路の制御回路を構成しており、その詳細については後述
する。

【００２８】次に、本実施例の動作について説明する。
まず、チョッパー回路の制御用ＩＣ３１についての動作
を説明する。制御用ＩＣ３１としては、スイッチングレ
ギュレータ用の制御用ＩＣ（ジーメンス社製ＴＤＡ４８
１４Ａ）を用いている。この制御用ＩＣ３１の内部構成
を示すブロック図を図２に示す。図中、ＡＭＰはオペア
ンプ、ＭＰＸは乗算器、ＣＭＰはコンパレータ、ＦＦは
フリップフロップ、ＤＲＶはドライバである。本実施例
では、インダクタＬ₁ に流れる電流が無くなるのを、イ
ンダクタＬ₁ の２次巻線で検出し、制御抵抗Ｒ₁₃を介し
て電圧の立ち下がり信号を制御用ＩＣ３１の１４番端子
に与えると、制御用ＩＣ３１の２番端子からスイッチン
グ素子Ｑ₁ をオンする駆動信号が出力される。

【００２９】この駆動信号のパルス幅は次のようにして
決定される。チョッパー回路からの出力電圧を抵抗
Ｒ₁₇、Ｒ₁₈により分圧した電圧をフィードバック用の１
２番端子に入力する。この１２番端子は、制御用ＩＣ３
１に内蔵されたオペアンプＡＭＰの−端子に接続されて
おり、オペアンプＡＭＰの＋端子には、基準電圧Ｖｒｅ
ｆが接続されている。そして、前述のオペアンプＡＭＰ
の出力と１１番端子の入力を乗算器ＭＰＸにより乗算し
て、スイッチング素子Ｑ₁ のオン幅を決定している。そ
して、スイッチング素子Ｑ₁ のソース抵抗Ｒ₁₆により検
出した信号を、制御用ＩＣ３１の４番端子に入力して、
スイッチング素子Ｑ₁ に流れる電流を検出し、乗算器Ｍ
ＰＸの出力とコンパレータＣＭＰで比較し、スイッチン
グ素子Ｑ₁ をオフさせるように動作する。

【００３０】スイッチング素子Ｑ₁ がオフすると、イン
ダクタＬ₁ に蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ
₁ 、コンデンサＣ₁ 、ダイオードブリッジＤＢのループ
で放出されて、コンデンサＣ₁ を充電する。インダクタ
Ｌ₁ に蓄えられたエネルギーを放出し終えると、インダ
クタＬ₁ に流れる電源がなくなり、再び制御用ＩＣ３１
の１４番端子に電圧の立ち下がり信号が入力されて、再
びスイッチング素子Ｑ₁がオンする。この動作が繰り返
されるものである。

【００３１】次に、本実施例の全体の動作について説明
する。交流電源ＡＣが投入されると、平滑用コンデンサ
Ｃ₁は、入力交流電圧のピーク値に相当する電圧まで充
電されるものであり、このコンデンサＣ₁から抵抗Ｒ₈
を介して起動回路のコンデンサＣ₂が充電される。コン
デンサＣ₂の電圧がダイアックＱ₁₁のブレークオーバー
電圧以上になると、ダイアックＱ₁₁がオンし、トランジ
スタＱ₃がオンする。すると、コンデンサＣ₅とインダ
クタＬ₂の振動電流が駆動トランスＣＴに帰還されて、
トランジスタＱ₂，Ｑ₃が交互にオン、オフし、インバ
ータが動作する。

【００３２】制御回路の電源は、抵抗Ｒ₆とコンデンサ
Ｃ₆の時定数により、コンデンサＣ ₁の充電からは遅れ
てコンデンサＣ₆が充電され、制御用ＩＣ３１が動作す
る。コンデンサＣ₆の電圧は、抵抗Ｒ₆₆，Ｒ₆₇，Ｒ₆₈に
より分圧され、コンパレータＣＰ₃の非反転入力端子に
印加される。コンパレータＣＰ₃の反転入力端子には、
コンデンサＣ₂₁の電圧が印加されており、このコンデン
サＣ₂₁は抵抗Ｒ₆₅を介してコンデンサＣ₆から充電され
る。電源投入から一定時間は、コンデンサＣ₂₁の電圧は
抵抗Ｒ₆₇，Ｒ₆₈の接続点に得られる電圧よりも低いの
で、コンパレータＣＰ₃の出力端子は高インピーダンス
状態となる。これにより、抵抗Ｒ₆₉を介してトランジス
タＱ₂₂にベース電流が流れて、トランジスタＱ₂₂はオン
となる。このとき、コンデンサＣ₆の電圧は、抵抗Ｒ₇₀
とＲ₇₁により分圧されて、コンパレータＣＰ₄の反転入
力端子に印加される。コンパレータＣＰ₄の非反転入力
端子には、コンデンサＣ₂₂の電位が入力されている。コ
ンデンサＣ₂₂は抵抗Ｒ₇₃を介してコンデンサＣ₆により
充電される。コンデンサＣ₂₂には、トランジスタＱ₂₃が
並列接続されており、このトランジスタＱ₂₃には抵抗Ｒ
₇₅からベース電流が供給されている。

【００３３】インバータの自励発振動作が開始して、ト
ランジスタＱ₃がオンすると、同時に抵抗Ｒ₇₆を介して
トランジスタＱ₂₄にベース電流が流れて、トランジスタ
Ｑ₂₄がオンとなり、抵抗Ｒ₇₅からトランジスタＱ₂₃に流
れるベース電流がバイパスされる。これにより、トラン
ジスタＱ₂₃はオフとなる。したがって、コンデンサＣ ₂₂
の充電が開始され、一定時間が経過すると、抵抗Ｒ₇₃と
コンデンサＣ₂₂の接続点の電位が、抵抗Ｒ₇₀，Ｒ₇₁の接
続点の電位よりも高くなり、コンパレータＣＰ ₄の出力
端子は高インピーダンス状態となる。これにより、抵抗
Ｒ₇₄を介してトランジスタＱ₂₀にベース電流が流れて、
トランジスタＱ₂₀がオンとなる。このため、トランジス
タＱ₃のベース電流がバイパスされて、トランジスタＱ
₃は強制的にオフとなる。以上のようにして、トランジ
スタＱ₂₂がオンしている間は、トランジスタＱ₃のオン
区間を短くして、インバータの出力としてのコンデンサ
Ｃ ₅の両端電圧を下げて、放電灯Ｈを予熱状態としてい
る。

【００３４】一定時間後、コンデンサＣ₂₁の電位が抵抗
Ｒ₆₇，Ｒ₆₈の接続点の電位よりも高くなると、コンパレ
ータＣＰ₃の出力端子はＬｏｗレベルとなる。これによ
り、抵抗Ｒ₆₉からトランジスタＱ₂₂に流れるベース電流
はバイパスされ、トランジスタＱ₂₂がオフする。このた
め、コンパレータＣＰ₄の反転入力端子に印加される電
圧は、コンデンサＣ₆の電圧を抵抗Ｒ₇₀，Ｒ₇₁，Ｒ₇₂で
分圧した電位にまで上昇し、この分圧電位にコンデンサ
Ｃ₂₂が充電されるまでコンパレータＣＰ₄の出力端子は
反転しないので、結果として、トランジスタＱ₃のオン
区間が長くなり、放電灯Ｈが始動し、点灯する。

【００３５】次に、抵抗Ｒ₆₆とＲ₆₇の接続点の電位は、
コンパレータＣＰ₂の非反転入力端子に印加されてい
る。コンパレータＣＰ₂の反転入力端子には、コンデン
サＣ₂₁の電位が印加されており、このコンデンサＣ₂₁は
抵抗Ｒ₆₅を介してコンデンサＣ ₆により充電される。抵
抗Ｒ₆₆とＲ₆₇の接続点の電位は、抵抗Ｒ₆₇とＲ₆₈の接続
点の電位よりも少し高いので、コンパレータＣＰ₃の出
力端子が高インピーダンス状態からＬｏｗレベルに反転
するタイミングよりも少し遅れて、コンパレータＣＰ₂
の出力端子が高インピーダンス状態からＬｏｗレベルに
反転する。コンパレータＣＰ₂の出力端子が高インピー
ダンス状態である間は、抵抗Ｒ₆₄を介してトランジスタ
Ｑ₂₁にベース電流が流れるので、トランジスタＱ₂₁はオ
ン状態となっている。このとき、コンパレータＣＰ₁の
非反転入力端子には、コンデンサＣ ₆の電圧をコンデン
サＲ₆₁とＲ₆₂で分圧した電圧が印加されている。コンパ
レータＣＰ₁の反転入力端子には、制御用ＩＣ３１の１
１番端子と同じ電位、つまり、ダイオードブリッジＤＢ
から出力される脈流電圧を抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂で分圧した電
圧が印加されている。また、コンパレータＣＰ₁の出力
端子は、スイッチング素子Ｑ₁のゲート電極に接続され
ている。脈流電圧を抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂により分圧した電圧
が、抵抗Ｒ₆₁とＲ₆₂の接続点に得られる電圧よりも高い
ときには、コンパレータＣＰ₁の出力端子がＬｏｗレベ
ルとなり、スイッチング素子Ｑ₁のゲートをクランプす
ることになるので、スイッチング素子Ｑ₁は強制的にオ
フされるものである。

【００３６】その後、コンデンサＣ₂₁の電位が抵抗Ｒ₆₆
とＲ₆₇の接続点の電位よりも高くなると、コンパレータ
ＣＰ₂の出力端子はＬｏｗレベルとなり、抵抗Ｒ₆₄から
トランジスタＱ₂₁に流れるベース電流をバイパスするの
で、トランジスタＱ₂₁はオフとなる。これにより、コン
パレータＣＰ₁の非反転入力端子には、コンデンサＣ ₆
の電圧を抵抗Ｒ₆₁，Ｒ₆₂，Ｒ₆₃で分圧した電圧が印加さ
れる。この電圧は、コンデンサＣ₆の電圧を抵抗Ｒ₆₁，
Ｒ₆₂で電圧した電圧よりも充分に高く設定されており、
コンパレータＣＰ₁の出力端子は、高インピーダンス状
態となるため、スイッチング素子Ｑ₁のゲートは制御用
ＩＣ３１の２番端子から出力される制御信号のみによっ
て駆動される。

【００３７】なお、チョッパー回路を制御するための制
御用ＩＣ３１の起動信号は、インバータ回路におけるト
ランジスタＱ₂，Ｑ₃の接続点から抵抗Ｒ₉を介して得
られるようになっている。

【００３８】以上の動作を時間的変化とともに動作波形
として示すと、図３〜図５のようになる。図３（ａ）は
コンパレータＣＰ₃の出力端子の電位、図３（ｂ）はコ
ンパレータＣＰ₂の出力端子の電位、図３（ｃ）は放電
灯Ｈの両端電圧である。電源投入から時刻ｔ₁までは、
インバータ回路のトランジスタＱ₃のオン区間が短く設
定され、放電灯Ｈは予熱状態となる。時刻ｔ₁以降は、
コンパレータＣＰ₃の出力がＬｏｗレベルとなり、トラ
ンジスタＱ₂₂がオフされることにより、インバータ回路
のトランジスタＱ₃のオン区間が長く設定され、放電灯
Ｈの両端電圧が上昇し、放電灯Ｈが始動して、点灯状態
に以降する。放電灯Ｈが点灯状態となった後、時刻ｔ₂
になると、コンパレータＣＰ₂の出力がＬｏｗレベルと
なり、トランジスタＱ₂₁がオフされることにより、コン
パレータＣＰ₁の非反転入力端子に印加される基準電圧
が上昇する。この時刻ｔ₂の前後の動作を図４と図５に
示した。

【００３９】図４は電源投入後、時刻ｔ₂までの入力電
流とコンパレータＣＰ₁の動作を示している。このと
き、コンパレータＣＰ₁の非反転入力端子に印加される
基準電圧は低く設定されているので、脈流電圧のレベル
が高い期間ｔ₃〜ｔ₄においては、チョッパー回路が停
止し、それ以外の期間では、チョッパー回路が動作す
る。この動作を交流半サイクル毎に繰り返すことによ
り、脈流電圧のレベルが高い期間ｔ₃〜ｔ₄では、入力
電流がインダクタＬ₁とダイオードＤ₁を介してコンデ
ンサＣ₁に直接流れることになり、それ以外の期間で
は、チョッパー回路の動作によりスイッチングされた電
流がコンデンサＣ₁に流れることになる。したがって、
入力電流の休止期間が少なくなり、入力電流波形が改善
され、入力力率が高くなり、高調波成分の少ない入力電
流が流れることになる。また、チョッパー回路が動作し
ているために、電源変動に対してもチョッパー回路のス
イッチング素子Ｑ₁のオン区間を制御でき、放電灯Ｈの
予熱時においても、インバータ回路の入力電圧を略一定
にすることが可能となる。

【００４０】さらに、図５は時刻ｔ₂以降のコンパレー
タＣＰ₁の動作と入力電流を示している。このとき、コ
ンパレータＣＰ₁の非反転入力端子に印加される基準電
圧は高く設定されているので、脈流電圧のレベルの高低
にかかわらず、チョッパー回路は常に動作するものであ
り、入力電流は商用の交流電圧の正弦波に近い高調波成
分の少ない波形となる。

【００４１】図６は本発明の第２実施例の要部回路図で
ある。上述の図１の実施例では、全波整流回路としての
ダイオードブリッジＤＢから出力される脈流電圧のレベ
ルにより、交流電圧の各半サイクルに平滑用のコンデン
サＣ₁に流入する電流を間接的に検出したものである
が、図６に示す実施例では、コンデンサＣ₁に流入する
電流を抵抗Ｒ₆₀により直接的に検出している。この抵抗
Ｒ₆₀に得られる電圧は、コンパレータＣＰ₁の反転入力
端子に印加されている。本実施例では、交流電圧の各半
サイクルにおいて、コンデンサＣ₁への商用周波数での
充電電流の大きさが一定レベル以上になると、チョッパ
ー回路の動作を停止させるものであるから、放電灯Ｈの
予熱時における入力電流波形は、図１の実施例に比べる
と高調波成分の少ない波形とすることができる。

【００４２】

【発明の効果】本発明によれば、商用電源から直流電源
を作成するチョッパー回路と、この直流電源を高周波に
変換するインバータ回路とを組み合わせた高周波電源に
より放電灯を点灯させる放電灯点灯装置において、電源
投入後、少なくとも放電灯のフィラメントを予熱する期
間には、電源電圧のピークを含む所定の区間でのみチョ
ッパー回路の動作を停止させる間欠動作を行うようにし
たので、チョッパー回路の出力電圧が過大な電圧となる
ことを防止できると共に、入力電流の休止区間を少なく
して、商用電源からの入力電流の高次高調波成分を少な
くすることができ、また、インバータ回路に入力される
チョッパー回路の出力電圧を電源変動にかかわらず一定
化することができるという効果があり、予熱期間中の電
源変動に対する補償回路は不要となるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の回路図である。

【図２】本発明の一実施例に用いる制御用ＩＣの内部構
成を示すブロック図である。

【図３】本発明の一実施例の電源投入後の動作を説明す
るための波形図である。

【図４】本発明の一実施例の予熱時の動作を示す波形図
である。

【図５】本発明の一実施例の点灯時の動作を示す波形図
である。

【図６】本発明の他の実施例の要部回路図である。

【図７】従来例の概略構成を示すブロック図である。

【図８】従来例の第１の部分の回路構成を示す回路図で
ある。

【図９】従来例の第２の部分の回路構成を示す回路図で
ある。

【図１０】従来例の第３の部分の回路構成を示す回路図
である。

【図１１】従来例の電源投入時の動作波形図である。

【符号の説明】

Ｈ放電灯ＡＣ交流電源３１制御用ＩＣＤＢダイオードブリッジＱ₁ スイッチング素子Ｄ₁ ダイオードＣ₁ 平滑用コンデンサＣＰ₁ コンパレータＣＰ₂ コンパレータＱ₂₁ トランジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を全波整流する整流回路の出
力端にインダクタとスイッチング素子を直列に接続し、
前記スイッチング素子と並列にダイオードを介して平滑
用のコンデンサを接続して成るチョッパー回路と、前記
コンデンサに得られる直流電圧を高周波に変換して放電
灯を高周波点灯させるインバータ回路とから構成され、
放電灯を始動させるために電源投入後の一定時間にわた
り放電灯のフィラメントを予熱する期間を設けた放電灯
点灯装置において、放電灯の点灯後は前記チョッパー回
路を全区間にわたって動作させ、少なくとも前記放電灯
のフィラメントを予熱する期間には、電源電圧のピーク
を含む所定の区間でのみ前記チョッパー回路の動作を停
止させる間欠動作を行う制御手段を設けたことを特徴と
する放電灯点灯装置。