JP3850052B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電力損を低減できるようにした100 Ｖ／200 Ｖ共用の放電灯点灯装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、メタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ等の高輝度放電灯が普及しており、かかる放電灯の点灯装置としては、従来は、漏洩変圧器と主コンデンサとからなる進相型安定器やチョークコイル型安定器などの銅鉄型の安定器を用いて放電灯を点灯させる方法が用いられていたが、最近は、小型軽量化を図るため、高周波インバータを用いた電子点灯方法や矩形波を用いた電子点灯方法が用いられるようになっている。
【０００３】
図３は、従来の矩形波点灯を行う電子点灯方式の放電灯点灯装置の構成例を示す図である。図３において、１は商用電源、２は商用電源１より供給される交流電圧を全波整流する整流回路、３は該整流回路２の出力電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路で、入力電圧検知抵抗４と入力電流検知抵抗５と昇圧コイル６と昇圧用パワーＭＯＳＦＥＴ７とダイオード８と電解コンデンサ９と昇圧電圧検知抵抗10と昇圧制御回路11とで構成されている。12は前記昇圧コンバータ回路３の出力を定電力化する降圧チョッパ回路で、降圧用パワーＭＯＳＦＥＴ13とフリーホイールダイオード14と降圧コイル15と平滑コンデンサ16と出力電流検知抵抗17と降圧制御回路18とで構成されている。19は前記降圧チョッパ回路12の出力を矩形波電圧として放電灯25に供給するフルブリッジ形低周波インバータからなる矩形波回路で、フルブリッジ形に接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ20〜23で構成されている。24は始動時に前記矩形波回路19からの矩形波電圧と共に放電灯25に印加する高圧パルスを発生する始動回路である。
【０００４】
昇圧制御回路11は、前記昇圧コンバータ回路３の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、出力電圧を検出する昇圧電圧検出部と、入力電流を検出する入力電流検出部と、前記入力電圧検出部、昇圧電圧検出部及び入力電流検出部からの検出信号を受けて、昇圧コンバータ回路３の昇圧用パワーＭＯＳＦＥＴ７をパルス幅変調（ＰＷＭ）するための第１のパルス信号を出力する出力部と、無負荷時の昇圧電圧を設定する第１の基準電圧回路と、負荷時の昇圧電圧を設定する第２の基準電圧回路とを備え、昇圧用パワーＭＯＳＦＥＴ７をパルス幅変調して、降圧チョッパ回路12へ印加する昇圧電圧を一定にすると共に、前記昇圧コンバータ回路３への入力電流の波形歪みを修正して、入力力率がほぼ100 ％になるように制御するように構成されている。なお無負荷時と負荷時とは入力電流検出部により判定され、無負荷時には第１の基準電圧回路の基準電圧に基づいて始動時の昇圧電圧が出力され、負荷時には第２の基準電圧回路の基準電圧に基づいて負荷時の昇圧電圧が出力されるようになっている。
【０００５】
降圧制御回路18は、降圧チョッパ回路12の出力電圧、電流である放電灯電圧、電流を検出する放電灯電圧検出部及び放電灯電流検出部と、該放電灯電圧検出部と放電灯電流検出部とから得られる各検出信号を受けて、降圧チョッパ回路12の降圧用パワーＭＯＳＦＥＴ13のパルス幅変調（ＰＷＭ）を行って、次段の矩形波回路19への電力供給を一定にするように制御するための、第２のパルス信号を出力する出力部とを備えている。
【０００６】
26は矩形波制御回路で、矩形波回路19を構成する各パワーＭＯＳＦＥＴ20〜23を駆動する第３のパルス信号を送出する出力部を備えており、この第３のパルス信号により各パワーＭＯＳＦＥＴを交互にＯＮ，ＯＦＦ動作させ、矩形波回路19より矩形波電圧を出力するようなっている。また、始動回路24は直列接続されたチョークコイル27と、該チョークコイル27の一端に接続された充放電コンデンサ28と、前記チョークコイル27の中間タップに接続された双方向性スイッチング素子29と、前記充放電コンデンサ28と双方向性スイッチング素子29の他端に接続された充電抵抗30とで構成されている。なお、31は該始動回路24から発生する高圧パルスのバイパス用コンデンサであり、また32は前記各制御回路11，18，26に制御電圧を供給する制御電源回路である。
【０００７】
このように構成された放電灯点灯装置の放電灯点灯時の動作を説明すると、まず商用電源１からの交流電圧は整流回路２で整流され、その直流電圧は昇圧コンバータ回路３に印加される。そして昇圧コンバータ回路３の入力電圧、出力電圧及び入力電流は、入力電圧検知抵抗４，出力電圧検知抵抗10，入力電流検知抵抗５を介して、昇圧制御回路 11のそれぞれの検出部で検出され、その検出信号が負荷時の昇圧電圧を設定する第２の基準電圧回路の基準電圧と共に演算されて、その結果がＰＷＭ用の第１のパルス信号としてパワーＭＯＳＦＥＴ７のゲートに供給され、昇圧コンバータ回路３の出力電圧を定電圧とする。この昇圧コンバータ回路３からの直流定電圧は、降圧チョッパ回路12に入力される。そして放電灯電圧及び放電灯電流は、平滑コンデンサ16と出力電流検知抵抗17の各両端電圧に基づいて、降圧制御回路18の放電灯電圧検出部と放電灯電流検出部で検出され、その検出信号に基づく第２のパルス信号によりパワーＭＯＳＦＥＴ13が制御されて、降圧チョッパ回路12の定電力制御が行われ、該降圧チョッパ回路12の出力は、フルブリッジ形低周波インバータからなる矩形波回路19に入力される。そして、矩形波制御回路26からの第３のパルス信号で駆動される矩形波回路19の動作による矩形波電圧が放電灯25に印加されて、定電力制御された矩形波点灯が行われるようになっている。
【０００８】
次に、始動時の動作を詳細に説明すると、次の通りである。すなわち、放電灯点灯時には矩形波回路19を構成する４個のパワーＭＯＳＦＥＴ20〜23が、ＭＯＳＦＥＴ20，23がＯＮの時ＭＯＳＦＥＴ21，22がＯＦＦ、逆にＭＯＳＦＥＴ20，23がＯＦＦの時ＭＯＳＦＥＴ21，22がＯＮとなるように制御され、約100 Ｈz の矩形波電圧を放電灯25に供給するが、放電灯始動時（無負荷時）には、放電灯の始動をより確実にするために、ＭＯＳＦＥＴ20，23がＯＮでＭＯＳＦＥＴ21，22がＯＦＦの状態が保持されるように制御され、放電灯25には、第１の基準電圧回路の基準電圧に基づいて昇圧された昇圧コンバータ回路３の出力電圧が、降圧チョッパ回路12及びＭＯＳＦＥＴ20，23を介して、直流電圧として供給される。
【０００９】
この時、充放電コンデンサ28には充電抵抗30を介して電荷が蓄積され、そして前記コンデンサ28と並列に接続されている双方向性スイッチング素子29のブレークオーバ電圧に達すると、該スイッチング素子29がターンオンし、チョークコイル27の巻線の一部を介して前記コンデンサ28に蓄積された電荷が放電される。これによりチョークコイル27の一部には前記スイッチング素子29のブレークオーバ電圧が発生し、その巻数比によりチョークコイル27の両端には高電圧が発生し、始動パルスとして放電灯25に直流電圧に重畳して印加される。これにより放電灯25が始動点灯すると、ランプ電圧が低下するので、前記コンデンサ28には前記スイッチング素子29のブレークオーバ電圧に達しない電圧が印加され、前記スイッチング素子29がターンオンすることはなくなり、したがって高圧パルスの発生は自動的に停止するようになっている。そして、放電灯の始動点灯後は、矩形波回路19を構成する４個のパワーＭＯＳＦＥＴ20〜23は再び交互にＯＮ，ＯＦＦを繰り返し、放電灯に矩形波の交流電圧が供給される。この始動点灯後の切り換え動作は、降圧チョッパ回路12のコンデンサ16の電圧値を検出することにより行われる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このような構成の放電灯点灯装置を100 Ｖ電源と200 Ｖ電源に兼用させて用いる場合があり、その場合は、昇圧コンバータ回路の入力力率を95％以上とし且つ負荷時の昇圧が充分に行われるようにするため、従来は200 Ｖ定格を基準として昇圧コンバータ回路の負荷時昇圧電圧を350 Ｖ程度に上げるように設定している。したがって昇圧コンバータ回路をこのように設定した場合、200 Ｖ電源に用いるときは、その整流電圧200 ×２1/2 ＝282 Ｖから350 Ｖに昇圧すればよいことと、電流が100 Ｖ電源に用いたときの１／２となるため、昇圧コンバータ回路における電力損は少なくて済む。しかしながら、この放電灯点灯装置を100 Ｖ電源に用いるときは、その整流電圧100 ×２1/2 ＝141 Ｖから350 Ｖに昇圧しなければならず、且つ電流が200 Ｖ電源に用いたときの２倍になるので、昇圧コンバータ回路における電力損は、200 Ｖ電源に用いたときより50％程度上昇してしまう。これにより、昇圧コンバータ回路を構成する電子回路部品の放熱フィンを多く配設したり、放電灯点灯装置の収納ケースも大型化してしまうという問題点が生じる。
【００１１】
本発明は、 100Ｖ／ 200Ｖ共用の放電灯点灯装置における上記問題点を解消するためになされたもので、始動動作には影響を与えることなく、 100Ｖ電源に用いた場合における始動後の負荷時の電力損を低減し信頼性を向上させた放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するため、本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路の出力電圧を所定の電圧に昇圧し且つ入力力率を高力率にすると共に、無負荷時の昇圧電圧を設定する第１の基準電圧回路と負荷時の昇圧電圧を設定する第２の基準電圧回路とを有する昇圧コンバータ回路と、該昇圧コンバータ回路の出力を定電力化する降圧チョッパ回路と、該降圧チョッパ回路の出力を矩形波電圧として放電灯に供給する矩形波回路とを備えた放電灯点灯装置において、入力電圧に基づいて前記昇圧コンバータ回路の負荷時の昇圧電圧を切り換える手段を設け、前記第１の基準電圧回路による無負荷時の昇圧電圧は変えずに、前記第２の基準電圧回路による負荷時の昇圧電圧に関して、 100Ｖ入力時の前記昇圧コンバータ回路の昇圧電圧を 200Ｖ入力時の昇圧電圧より低減させるように構成するものである。
【００１３】
このように、入力電圧に基づいて昇圧コンバータ回路の負荷時の昇圧電圧を切り換える手段を設け、前記第１の基準電圧回路による無負荷時の昇圧電圧は変えずに、前記第２の基準電圧回路による負荷時の昇圧電圧に関して、 100Ｖ入力時の昇圧電圧を 200Ｖ入力時の昇圧電圧より低減させるように構成したので、始動動作には影響を与えることなく、 100Ｖ入力時の始動後の負荷時における電力損を 200Ｖ入力時の電力損に近づけることができ、昇圧コンバータ回路を構成する電子回路部品に対する放熱フィンが小さくて済み、収納ケースの小型化も図ることができ、且つ発熱が抑えられるので、構成部品の信頼性が向上し、システムの長寿命化を図ることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態及び実施例】
次に、実施例について説明する。図１は、本発明に係る放電灯点灯装置の実施例を示す回路構成図で、図３に示した従来例と同一又は対応する構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。本実施例が図３に示した従来例と異なる点は、整流回路２の出力電圧を検出する入力電圧検出回路41と、該入力電圧検出回路41の検出出力により駆動される昇圧電圧切換リレー42と、該昇圧電圧切換リレー42のリレー接点42ａを介して、昇圧コンバータ回路３の出力電圧検知抵抗10を構成する分圧抵抗の一方に並列に接続した調整抵抗43を配設した点であり、他の構成は従来例と同様である。
【００１５】
次に、このように構成された実施例の放電灯点灯時の動作について説明する。まず、200 Ｖ電源に用いられ200 Ｖが印加されると、200 Ｖ入力時の整流出力（282 Ｖ）が入力電圧検出回路41により検出され、昇圧電圧切換リレー42を付勢してリレー接点42ａが閉じられ、調整抵抗43が昇圧コンバータ回路３の出力電圧検知抵抗10の分圧抵抗に並列に接続される。そして、この調整抵抗43が並列接続された出力電圧検知抵抗10による検出出力電圧が、昇圧制御回路11において第２の基準電圧回路の基準電圧と対比されて、その結果に基づいて昇圧用パワーＭＯＳＦＥＴ７が制御され、昇圧コンバータ回路３の出力電圧が350 Ｖ程度に昇圧される。
【００１６】
一方、100 Ｖ電源に用いられ100 Ｖが印加されると、100 Ｖ入力時の整流出力（141 Ｖ）が入力電圧検出回路41により検出され、これにより昇圧電圧切換リレー42が消勢され、リレー接点42ａが開放される。これにより調整抵抗43の出力電圧検知抵抗10の分圧抵抗への並列接続が断たれる。これにより昇圧制御回路11による昇圧用パワーＭＯＳＦＥＴ７の制御により、昇圧インバータ回路３の出力電圧が250 Ｖ程度に昇圧される。
【００１７】
このように、入力電圧検出回路41と昇圧電圧切換リレー42と該昇圧電圧切換リレー42により挿脱される調整抵抗43とを設けて、昇圧コンバータ回路３において、その検出昇圧電圧と第２の基準電圧回路の基準電圧とを対比し、100 Ｖ入力時には、200 Ｖ入力時の昇圧電圧350 Ｖより低い250 Ｖ程度に昇圧するようにしたので、昇圧コンバータ回路３における100 Ｖ入力時の電力損を200 Ｖ入力時の電力損の20％増程度に抑えることができる。なお、このように100 Ｖ入力時に昇圧コンバータ回路３の昇圧電圧を250 Ｖ程度に低減しても、放電灯の始動時には、負荷時の昇圧電圧を設定する第２の基準電圧回路とは別個の、無負荷時の昇圧電圧を設定する第１の基準電圧回路の基準電圧に基づいて、100 Ｖ入力時も200 Ｖ入力時も無負荷電圧が295 Ｖ程度に一定になるように設定されているので、始動動作には何ら問題は生じない。
【００１８】
上記実施例では、昇圧コンバータ回路の負荷時の昇圧電圧を切り換える手段を、入力電圧検出回路41と昇圧電圧切換リレー42と調整抵抗43とで構成したものを示したが、図２に示すように、トランジスタ51と該トランジスタ51のベースに一端を接続したツェナーダイオード52と調整抵抗43の組み合わせで構成し、入力電圧検知抵抗53の分圧点電圧をツェナーダイオード52の他端に接続して構成してもよく、同様の効果が得られる。
【００１９】
【発明の効果】
以上実施例に基づいて説明したように、本発明によれば、始動動作には影響を与えることなく、 100Ｖ入力時における昇圧コンバータ回路における始動後の負荷時の電力損を 200Ｖ入力時の電力損に近づけることができ、昇圧コンバータ回路を構成する電子回路部品に対する放熱フィンが少なくてすみ、且つ点灯装置の収納ケースの小型化を図ることができる。また電子回路部品の発熱が抑えられるので、その信頼性が向上し、長寿命の放電灯点灯装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る放電灯点灯装置の実施例を示す回路構成図である。
【図２】 図１に示した実施例の変形例を示す回路構成図である。
【図３】 従来の放電灯点灯装置の構成例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
１ 商用電源
２ 整流回路
３ 昇圧コンバータ回路
４ 入力電圧検知抵抗
５ 入力電流検知抵抗
６ 昇圧コイル
７ 昇圧用パワーＭＯＳＦＥＴ
８ ダイオード
９ 電解コンデンサ
10 昇圧電圧検知抵抗
11 昇圧制御回路
12 降圧チョッパ回路
13 降圧用パワーＭＯＳＦＥＴ
14 フリーホイールダイオード
15 降圧コイル
16 平滑コンデンサ
17 出力電流検知抵抗
18 降圧制御回路
19 矩形波回路
20〜23 パワーＭＯＳＦＥＴ
24 始動回路
25 放電灯
26 矩形波制御回路
27 チョークコイル
28 充放電コンデンサ
29 双方向性スイッチング素子
30 充電抵抗
31 バイパス用コンデンサ
32 制御電源回路
41 入力電圧検出回路
42 昇圧電圧切換リレー
43 調整抵抗
51 トランジスタ
52 ツェナーダイオード
53 入力電圧検知抵抗
【発明の属する技術分野】
この発明は、電力損を低減できるようにした100 Ｖ／200 Ｖ共用の放電灯点灯装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、メタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ等の高輝度放電灯が普及しており、かかる放電灯の点灯装置としては、従来は、漏洩変圧器と主コンデンサとからなる進相型安定器やチョークコイル型安定器などの銅鉄型の安定器を用いて放電灯を点灯させる方法が用いられていたが、最近は、小型軽量化を図るため、高周波インバータを用いた電子点灯方法や矩形波を用いた電子点灯方法が用いられるようになっている。
【０００３】
図３は、従来の矩形波点灯を行う電子点灯方式の放電灯点灯装置の構成例を示す図である。図３において、１は商用電源、２は商用電源１より供給される交流電圧を全波整流する整流回路、３は該整流回路２の出力電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路で、入力電圧検知抵抗４と入力電流検知抵抗５と昇圧コイル６と昇圧用パワーＭＯＳＦＥＴ７とダイオード８と電解コンデンサ９と昇圧電圧検知抵抗10と昇圧制御回路11とで構成されている。12は前記昇圧コンバータ回路３の出力を定電力化する降圧チョッパ回路で、降圧用パワーＭＯＳＦＥＴ13とフリーホイールダイオード14と降圧コイル15と平滑コンデンサ16と出力電流検知抵抗17と降圧制御回路18とで構成されている。19は前記降圧チョッパ回路12の出力を矩形波電圧として放電灯25に供給するフルブリッジ形低周波インバータからなる矩形波回路で、フルブリッジ形に接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ20〜23で構成されている。24は始動時に前記矩形波回路19からの矩形波電圧と共に放電灯25に印加する高圧パルスを発生する始動回路である。
【０００４】
昇圧制御回路11は、前記昇圧コンバータ回路３の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、出力電圧を検出する昇圧電圧検出部と、入力電流を検出する入力電流検出部と、前記入力電圧検出部、昇圧電圧検出部及び入力電流検出部からの検出信号を受けて、昇圧コンバータ回路３の昇圧用パワーＭＯＳＦＥＴ７をパルス幅変調（ＰＷＭ）するための第１のパルス信号を出力する出力部と、無負荷時の昇圧電圧を設定する第１の基準電圧回路と、負荷時の昇圧電圧を設定する第２の基準電圧回路とを備え、昇圧用パワーＭＯＳＦＥＴ７をパルス幅変調して、降圧チョッパ回路12へ印加する昇圧電圧を一定にすると共に、前記昇圧コンバータ回路３への入力電流の波形歪みを修正して、入力力率がほぼ100 ％になるように制御するように構成されている。なお無負荷時と負荷時とは入力電流検出部により判定され、無負荷時には第１の基準電圧回路の基準電圧に基づいて始動時の昇圧電圧が出力され、負荷時には第２の基準電圧回路の基準電圧に基づいて負荷時の昇圧電圧が出力されるようになっている。
【０００５】
降圧制御回路18は、降圧チョッパ回路12の出力電圧、電流である放電灯電圧、電流を検出する放電灯電圧検出部及び放電灯電流検出部と、該放電灯電圧検出部と放電灯電流検出部とから得られる各検出信号を受けて、降圧チョッパ回路12の降圧用パワーＭＯＳＦＥＴ13のパルス幅変調（ＰＷＭ）を行って、次段の矩形波回路19への電力供給を一定にするように制御するための、第２のパルス信号を出力する出力部とを備えている。
【０００６】
26は矩形波制御回路で、矩形波回路19を構成する各パワーＭＯＳＦＥＴ20〜23を駆動する第３のパルス信号を送出する出力部を備えており、この第３のパルス信号により各パワーＭＯＳＦＥＴを交互にＯＮ，ＯＦＦ動作させ、矩形波回路19より矩形波電圧を出力するようなっている。また、始動回路24は直列接続されたチョークコイル27と、該チョークコイル27の一端に接続された充放電コンデンサ28と、前記チョークコイル27の中間タップに接続された双方向性スイッチング素子29と、前記充放電コンデンサ28と双方向性スイッチング素子29の他端に接続された充電抵抗30とで構成されている。なお、31は該始動回路24から発生する高圧パルスのバイパス用コンデンサであり、また32は前記各制御回路11，18，26に制御電圧を供給する制御電源回路である。
【０００７】
このように構成された放電灯点灯装置の放電灯点灯時の動作を説明すると、まず商用電源１からの交流電圧は整流回路２で整流され、その直流電圧は昇圧コンバータ回路３に印加される。そして昇圧コンバータ回路３の入力電圧、出力電圧及び入力電流は、入力電圧検知抵抗４，出力電圧検知抵抗10，入力電流検知抵抗５を介して、昇圧制御回路 11のそれぞれの検出部で検出され、その検出信号が負荷時の昇圧電圧を設定する第２の基準電圧回路の基準電圧と共に演算されて、その結果がＰＷＭ用の第１のパルス信号としてパワーＭＯＳＦＥＴ７のゲートに供給され、昇圧コンバータ回路３の出力電圧を定電圧とする。この昇圧コンバータ回路３からの直流定電圧は、降圧チョッパ回路12に入力される。そして放電灯電圧及び放電灯電流は、平滑コンデンサ16と出力電流検知抵抗17の各両端電圧に基づいて、降圧制御回路18の放電灯電圧検出部と放電灯電流検出部で検出され、その検出信号に基づく第２のパルス信号によりパワーＭＯＳＦＥＴ13が制御されて、降圧チョッパ回路12の定電力制御が行われ、該降圧チョッパ回路12の出力は、フルブリッジ形低周波インバータからなる矩形波回路19に入力される。そして、矩形波制御回路26からの第３のパルス信号で駆動される矩形波回路19の動作による矩形波電圧が放電灯25に印加されて、定電力制御された矩形波点灯が行われるようになっている。
【０００８】
次に、始動時の動作を詳細に説明すると、次の通りである。すなわち、放電灯点灯時には矩形波回路19を構成する４個のパワーＭＯＳＦＥＴ20〜23が、ＭＯＳＦＥＴ20，23がＯＮの時ＭＯＳＦＥＴ21，22がＯＦＦ、逆にＭＯＳＦＥＴ20，23がＯＦＦの時ＭＯＳＦＥＴ21，22がＯＮとなるように制御され、約100 Ｈz の矩形波電圧を放電灯25に供給するが、放電灯始動時（無負荷時）には、放電灯の始動をより確実にするために、ＭＯＳＦＥＴ20，23がＯＮでＭＯＳＦＥＴ21，22がＯＦＦの状態が保持されるように制御され、放電灯25には、第１の基準電圧回路の基準電圧に基づいて昇圧された昇圧コンバータ回路３の出力電圧が、降圧チョッパ回路12及びＭＯＳＦＥＴ20，23を介して、直流電圧として供給される。
【０００９】
この時、充放電コンデンサ28には充電抵抗30を介して電荷が蓄積され、そして前記コンデンサ28と並列に接続されている双方向性スイッチング素子29のブレークオーバ電圧に達すると、該スイッチング素子29がターンオンし、チョークコイル27の巻線の一部を介して前記コンデンサ28に蓄積された電荷が放電される。これによりチョークコイル27の一部には前記スイッチング素子29のブレークオーバ電圧が発生し、その巻数比によりチョークコイル27の両端には高電圧が発生し、始動パルスとして放電灯25に直流電圧に重畳して印加される。これにより放電灯25が始動点灯すると、ランプ電圧が低下するので、前記コンデンサ28には前記スイッチング素子29のブレークオーバ電圧に達しない電圧が印加され、前記スイッチング素子29がターンオンすることはなくなり、したがって高圧パルスの発生は自動的に停止するようになっている。そして、放電灯の始動点灯後は、矩形波回路19を構成する４個のパワーＭＯＳＦＥＴ20〜23は再び交互にＯＮ，ＯＦＦを繰り返し、放電灯に矩形波の交流電圧が供給される。この始動点灯後の切り換え動作は、降圧チョッパ回路12のコンデンサ16の電圧値を検出することにより行われる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このような構成の放電灯点灯装置を100 Ｖ電源と200 Ｖ電源に兼用させて用いる場合があり、その場合は、昇圧コンバータ回路の入力力率を95％以上とし且つ負荷時の昇圧が充分に行われるようにするため、従来は200 Ｖ定格を基準として昇圧コンバータ回路の負荷時昇圧電圧を350 Ｖ程度に上げるように設定している。したがって昇圧コンバータ回路をこのように設定した場合、200 Ｖ電源に用いるときは、その整流電圧200 ×２1/2 ＝282 Ｖから350 Ｖに昇圧すればよいことと、電流が100 Ｖ電源に用いたときの１／２となるため、昇圧コンバータ回路における電力損は少なくて済む。しかしながら、この放電灯点灯装置を100 Ｖ電源に用いるときは、その整流電圧100 ×２1/2 ＝141 Ｖから350 Ｖに昇圧しなければならず、且つ電流が200 Ｖ電源に用いたときの２倍になるので、昇圧コンバータ回路における電力損は、200 Ｖ電源に用いたときより50％程度上昇してしまう。これにより、昇圧コンバータ回路を構成する電子回路部品の放熱フィンを多く配設したり、放電灯点灯装置の収納ケースも大型化してしまうという問題点が生じる。
【００１１】
本発明は、 100Ｖ／ 200Ｖ共用の放電灯点灯装置における上記問題点を解消するためになされたもので、始動動作には影響を与えることなく、 100Ｖ電源に用いた場合における始動後の負荷時の電力損を低減し信頼性を向上させた放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するため、本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路の出力電圧を所定の電圧に昇圧し且つ入力力率を高力率にすると共に、無負荷時の昇圧電圧を設定する第１の基準電圧回路と負荷時の昇圧電圧を設定する第２の基準電圧回路とを有する昇圧コンバータ回路と、該昇圧コンバータ回路の出力を定電力化する降圧チョッパ回路と、該降圧チョッパ回路の出力を矩形波電圧として放電灯に供給する矩形波回路とを備えた放電灯点灯装置において、入力電圧に基づいて前記昇圧コンバータ回路の負荷時の昇圧電圧を切り換える手段を設け、前記第１の基準電圧回路による無負荷時の昇圧電圧は変えずに、前記第２の基準電圧回路による負荷時の昇圧電圧に関して、 100Ｖ入力時の前記昇圧コンバータ回路の昇圧電圧を 200Ｖ入力時の昇圧電圧より低減させるように構成するものである。
【００１３】
このように、入力電圧に基づいて昇圧コンバータ回路の負荷時の昇圧電圧を切り換える手段を設け、前記第１の基準電圧回路による無負荷時の昇圧電圧は変えずに、前記第２の基準電圧回路による負荷時の昇圧電圧に関して、 100Ｖ入力時の昇圧電圧を 200Ｖ入力時の昇圧電圧より低減させるように構成したので、始動動作には影響を与えることなく、 100Ｖ入力時の始動後の負荷時における電力損を 200Ｖ入力時の電力損に近づけることができ、昇圧コンバータ回路を構成する電子回路部品に対する放熱フィンが小さくて済み、収納ケースの小型化も図ることができ、且つ発熱が抑えられるので、構成部品の信頼性が向上し、システムの長寿命化を図ることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態及び実施例】
次に、実施例について説明する。図１は、本発明に係る放電灯点灯装置の実施例を示す回路構成図で、図３に示した従来例と同一又は対応する構成要素には同一符号を付し、その説明を省略する。本実施例が図３に示した従来例と異なる点は、整流回路２の出力電圧を検出する入力電圧検出回路41と、該入力電圧検出回路41の検出出力により駆動される昇圧電圧切換リレー42と、該昇圧電圧切換リレー42のリレー接点42ａを介して、昇圧コンバータ回路３の出力電圧検知抵抗10を構成する分圧抵抗の一方に並列に接続した調整抵抗43を配設した点であり、他の構成は従来例と同様である。
【００１５】
次に、このように構成された実施例の放電灯点灯時の動作について説明する。まず、200 Ｖ電源に用いられ200 Ｖが印加されると、200 Ｖ入力時の整流出力（282 Ｖ）が入力電圧検出回路41により検出され、昇圧電圧切換リレー42を付勢してリレー接点42ａが閉じられ、調整抵抗43が昇圧コンバータ回路３の出力電圧検知抵抗10の分圧抵抗に並列に接続される。そして、この調整抵抗43が並列接続された出力電圧検知抵抗10による検出出力電圧が、昇圧制御回路11において第２の基準電圧回路の基準電圧と対比されて、その結果に基づいて昇圧用パワーＭＯＳＦＥＴ７が制御され、昇圧コンバータ回路３の出力電圧が350 Ｖ程度に昇圧される。
【００１６】
一方、100 Ｖ電源に用いられ100 Ｖが印加されると、100 Ｖ入力時の整流出力（141 Ｖ）が入力電圧検出回路41により検出され、これにより昇圧電圧切換リレー42が消勢され、リレー接点42ａが開放される。これにより調整抵抗43の出力電圧検知抵抗10の分圧抵抗への並列接続が断たれる。これにより昇圧制御回路11による昇圧用パワーＭＯＳＦＥＴ７の制御により、昇圧インバータ回路３の出力電圧が250 Ｖ程度に昇圧される。
【００１７】
このように、入力電圧検出回路41と昇圧電圧切換リレー42と該昇圧電圧切換リレー42により挿脱される調整抵抗43とを設けて、昇圧コンバータ回路３において、その検出昇圧電圧と第２の基準電圧回路の基準電圧とを対比し、100 Ｖ入力時には、200 Ｖ入力時の昇圧電圧350 Ｖより低い250 Ｖ程度に昇圧するようにしたので、昇圧コンバータ回路３における100 Ｖ入力時の電力損を200 Ｖ入力時の電力損の20％増程度に抑えることができる。なお、このように100 Ｖ入力時に昇圧コンバータ回路３の昇圧電圧を250 Ｖ程度に低減しても、放電灯の始動時には、負荷時の昇圧電圧を設定する第２の基準電圧回路とは別個の、無負荷時の昇圧電圧を設定する第１の基準電圧回路の基準電圧に基づいて、100 Ｖ入力時も200 Ｖ入力時も無負荷電圧が295 Ｖ程度に一定になるように設定されているので、始動動作には何ら問題は生じない。
【００１８】
上記実施例では、昇圧コンバータ回路の負荷時の昇圧電圧を切り換える手段を、入力電圧検出回路41と昇圧電圧切換リレー42と調整抵抗43とで構成したものを示したが、図２に示すように、トランジスタ51と該トランジスタ51のベースに一端を接続したツェナーダイオード52と調整抵抗43の組み合わせで構成し、入力電圧検知抵抗53の分圧点電圧をツェナーダイオード52の他端に接続して構成してもよく、同様の効果が得られる。
【００１９】
【発明の効果】
以上実施例に基づいて説明したように、本発明によれば、始動動作には影響を与えることなく、 100Ｖ入力時における昇圧コンバータ回路における始動後の負荷時の電力損を 200Ｖ入力時の電力損に近づけることができ、昇圧コンバータ回路を構成する電子回路部品に対する放熱フィンが少なくてすみ、且つ点灯装置の収納ケースの小型化を図ることができる。また電子回路部品の発熱が抑えられるので、その信頼性が向上し、長寿命の放電灯点灯装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る放電灯点灯装置の実施例を示す回路構成図である。
【図２】 図１に示した実施例の変形例を示す回路構成図である。
【図３】 従来の放電灯点灯装置の構成例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
１ 商用電源
２ 整流回路
３ 昇圧コンバータ回路
４ 入力電圧検知抵抗
５ 入力電流検知抵抗
６ 昇圧コイル
７ 昇圧用パワーＭＯＳＦＥＴ
８ ダイオード
９ 電解コンデンサ
10 昇圧電圧検知抵抗
11 昇圧制御回路
12 降圧チョッパ回路
13 降圧用パワーＭＯＳＦＥＴ
14 フリーホイールダイオード
15 降圧コイル
16 平滑コンデンサ
17 出力電流検知抵抗
18 降圧制御回路
19 矩形波回路
20〜23 パワーＭＯＳＦＥＴ
24 始動回路
25 放電灯
26 矩形波制御回路
27 チョークコイル
28 充放電コンデンサ
29 双方向性スイッチング素子
30 充電抵抗
31 バイパス用コンデンサ
32 制御電源回路
41 入力電圧検出回路
42 昇圧電圧切換リレー
43 調整抵抗
51 トランジスタ
52 ツェナーダイオード
53 入力電圧検知抵抗
Claims (1)
- 交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路の出力電圧を所定の電圧に昇圧し且つ入力力率を高力率にすると共に、無負荷時の昇圧電圧を設定する第１の基準電圧回路と負荷時の昇圧電圧を設定する第２の基準電圧回路とを有する昇圧コンバータ回路と、該昇圧コンバータ回路の出力を定電力化する降圧チョッパ回路と、該降圧チョッパ回路の出力を矩形波電圧として放電灯に供給する矩形波回路とを備えた放電灯点灯装置において、入力電圧に基づいて前記昇圧コンバータ回路の負荷時の昇圧電圧を切り換える手段を設け、前記第１の基準電圧回路による無負荷時の昇圧電圧は変えずに、前記第２の基準電圧回路による負荷時の昇圧電圧に関して、 100Ｖ入力時の前記昇圧コンバータ回路の昇圧電圧を 200Ｖ入力時の昇圧電圧より低減させるように構成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
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-
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