JP3327013B2

JP3327013B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP3327013B2
Application number: JP29172294A
Authority: JP
Inventors: 勝信濱本; 淳上岡; 省互一村
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1994-11-25
Filing date: 1994-11-25
Publication date: 2002-09-24
Anticipated expiration: 2017-09-24
Also published as: JPH08148287A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流し、部
分平滑した直流電圧をインバータ回路により高周波に変
換して放電灯に供給し、放電灯を高周波で点灯させる放
電灯点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、放電灯点灯装置の電源装置とし
て、交流電源を整流回路により整流し、平滑コンデンサ
により平滑し、インバータ回路により高周波電力を発生
し、放電灯を点灯させる装置が知られている。この従来
例では、平滑コンデンサにより平滑化された休止期間の
無い直流電圧をインバータ回路に与えて、高周波出力を
発生するようにしたものである。ところが、このような
コンデンサ入力型の電源装置を用いると、負荷側に印加
する直流電圧の変動を小さくすることができるが、その
反面、点灯装置の入力力率が低く、入力電流の波形歪み
が非常に大きくなるという欠点があった。

【０００３】このような欠点を解消した従来の電源装置
（特公昭６３−３７５８４号公報参照）の回路を図１３
に示す。この電源装置は、交流電源ｅの両端にダイオー
ドＤ ₁〜Ｄ₄のブリッジ回路により構成された全波整流
回路１を接続し、その全波整流回路１の出力端子間に、
コンデンサＣ₁，Ｃ₂とダイオードＤ₅，Ｄ₆，Ｄ₇に
より構成された部分平滑回路２を接続すると共に、負荷
としてインバータ回路３を接続したものである。部分平
滑回路２は、略等しい容量の２個のコンデンサＣ₁，Ｃ
₂と、それら２個のコンデンサＣ₁，Ｃ₂の間に接続さ
れ、全波整流回路１からの全波整流電圧により各コンデ
ンサＣ₁，Ｃ₂を直列関係で充電するための充電用ダイ
オードＤ₆との直列回路を、全波整流回路１の出力端子
間に接続する共に、全波整流電圧がコンデンサＣ₁，Ｃ
₂の電圧よりも低下した時に、各コンデンサＣ₁，Ｃ₂
を並列関係に放電させるための放電用ダイオードＤ₅，
Ｄ ₇を、各コンデンサＣ₁，Ｃ₂にそれぞれ接続して構
成されている。

【０００４】この従来例においては、２個のコンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₂は直列に充電され、並列に放電され、その結
果、インバータ回路３に対する直流電源Ｅ、及び入力電
流Ｉは、それぞれ図１４（ａ），（ｂ）に示すようにな
る。また、この直流電源Ｅをインバータ回路３の入力電
源とした場合、その出力電流波形は図１５に示すように
なる。このとき、インバータ回路３の直流電源Ｅの谷部
の電圧は、交流電源ｅの電圧を実効値でｅ（Ｖ）とする
と、交流電源電圧の最大値√２×ｅの１／２となる。し
たがって、直流電源Ｅは部分平滑電圧となり、入力電流
Ｉの休止区間はあるものの、入力力率は高くなる。

【０００５】しかしながら、この電源装置は回路構成は
簡単ではあるが、直流電源Ｅの山部の最大電圧と谷部の
電圧の比率が２倍、すなわち、１／２部分平滑となって
しまい、ランプ効率が悪く、また、直流電源Ｅの山部の
最大電圧は、交流電源ｅの１．４１倍にしかならず、こ
のため、インバータ回路３により昇圧する必要があると
いう問題点があった。

【０００６】特に、商用交流電源ｅが１００（Ｖ）の場
合にあっては、インバータ回路３の回路部で昇圧トラン
スを用いると、トランスが大きくなり、また、その１次
巻線と２次巻線の絶縁が必要であり、昇圧形のチョッパ
ー回路を用いて昇圧すると、エネルギーを蓄積するため
のインダクタンスやスイッチング素子及びその制御回路
等が必要となり、回路構成が複雑になるという問題点が
あった。さらに、上述のコンデンサ入力型の電源装置に
比べると、入力電流の波形歪みを多少は改善することが
できるものの、入力電流に休止区間が存在するため、Ｉ
ＥＣ規格などで定められた範囲内に歪みを抑えることは
難しい。

【０００７】以上の従来例の問題点をまとめると、１
／２部分平滑であるために放電灯の発光効率が悪く、ま
た、入力電流の波形歪みはＩＥＣ規格を満足すること
は難しい、ということになる。今、部分平滑率＝（谷部
電圧／山部の電圧）×１００〔％〕とすると、一般的に
部分平滑率を高くするほど、放電灯の発光効率は改善さ
れるが、入力力率は悪化し、入力電流の波形歪みも悪化
する。逆に、部分平滑率を低くするほど、放電灯の発光
効率は悪化するが、入力力率及び入力電流の波形歪みは
改善されることになる。よって、部分平滑率は、およそ
５０％であることが望ましいため、前記，の２つの
問題点を解決する手段が必要となる。

【０００８】そこで、まず、入力電流の波形歪みを改善
する例について説明すると、従来、入力力率を改善し、
入力電流の波形歪みを小さくする電源装置として、前記
コンデンサ入力型の電源装置を構成する全波整流回路の
入力側にフィルタ回路を設けることが提案されている。
ここで、前記フィルタ回路は、交流電源の整流回路への
電源供給路の一方に挿入されたインダクタと、整流回路
の入力に対して並列接続されたコンデンサとで構成して
ある。この電源装置では、フィルタ回路の共振周波数を
交流電源の周波数の２．２倍〜２．６倍とするととも
に、インダクタの皮相電力を交流電源から電源装置に供
給する有効電力の約０．６倍とし、入力力率を改善し、
入力電流の波形歪みを小さくするようにしてある。な
お、前記フィルタ回路は、コンデンサ入力型の電源装置
のパルス的な入力電流を鈍らせる（波形整形する）よう
に作用し、入力力率が改善され、入力電流の波形歪みが
小さくなる。本例のように、インダクタとコンデンサで
構成されたフィルタ回路を、図１３に示した部分平滑電
源装置と組合せた場合、さらに入力電流の波形歪みは小
さくなり、前記フィルタ回路のインダクタチョークは比
較的小型にできるが、放電灯の発光効率が悪いという問
題点は改善されない。

【０００９】次に、放電灯の発光効率を改善する例につ
いて、図１６により説明する。図１６のインバータ回路
３は、スイッチング素子、インダクタ、コンデンサで構
成されており、インバータ回路３から供給される高周波
電力により、放電灯Ｌｐを点灯する構成であれば、どの
ような構成でもよい。インバータ制御回路４は、インバ
ータ回路３を構成するスイッチング素子へ駆動信号を出
力しており、駆動条件を変えることによって、放電灯Ｌ
ｐへ供給される電流も変化する。インバータ出力切換回
路５は、部分平滑回路２の出力電圧を検出しており、直
流電源Ｅの電圧が山部であるか、谷部であるかを判別す
る。例えば、交流電源ｅから実効値１００Ｖの電圧が印
加される場合、部分平滑回路２の出力電圧は、山部にお
いては約１４０Ｖ、谷部においては約７０Ｖとなるた
め、１００Ｖを基準にして、１００Ｖよりも大きい場合
を山部、小さい場合を谷部と判別すればよい。この判別
結果はインバータ制御回路４へ出力される。インバータ
制御回路４は判別結果が山部の場合、放電灯負荷Ｌｐに
供給される電流が小さくなるよう制御するものである。

【００１０】インバータ回路３の入力電源として、１／
２部分平滑電源を使用し、山部と谷部の駆動条件を一定
とすると、インバータ回路３の出力波形は図１５のよう
になり、出力電流の最大値Ｉｍａｘと実効値Ｉｒｍｓの
比率で示される出力電流の波高値（クレスト・ファクタ
ー）ＣＦは、およそＣＦ＝Ｉｍａｘ／Ｉｒｍｓ＝２．０
程度の値になる。しかし、前記のような制御を行うこと
により、出力電流の波高値を、およそ一定に制御するこ
とが可能である。また、別の制御方法で、出力電流の波
高値を一定に制御するものとして、特開平３−１４７２
９４号公報もある。一般的に、インバータ回路の入力電
源が完全平滑の場合、放電灯の発光効率は最も良いこと
が知られているため、およそＣＦ＝１．４に設定するこ
とによって、放電灯の発光効率を改善することができ
る。しかし、本構成においては、入力電流の波形歪みが
非常に大きいという問題点は解決できない。

【００１１】また、入力電流の波形歪み対策として、前
述のインダクタとコンデンサで構成されたフィルタ回路
を付加した場合は、入力電流の波形歪みは改善されるも
のの、ＣＦ＝１．４と設定されているため、直流電源Ｅ
の谷部において、放電灯の電流を大きくしないと、光出
力が得られない。このため、直流電源Ｅの山部におい
て、交流電源ｅより１／２部分平滑電源のコンデンサに
流入する電流が増加することになり、入力電流の波形歪
みはＩＥＣ規格を満足しなくなる。さらに、入力電流の
波形歪みを満足しようとすると、フィルタ回路のインダ
クタが大型化してしまう問題がある。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述のよう
な点に鑑みてなされたものであり、その目的とするとこ
ろは、交流電源を全波整流し、部分平滑した電圧をイン
バータ回路により高周波に変換して放電灯を点灯させる
放電灯点灯装置において、複雑な回路構成を用いること
なく、放電灯の発光効率を改善し、入力電流の波形歪み
を低減し、また、交流電源の入力部に接続されるパッシ
ブフィルタ回路のインダクタを小型化することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、前記の
課題を解決するために、図１に示すように、交流電源ｅ
を全波整流する全波整流回路１と、全波整流回路１から
出力される脈流電圧の低電圧期間のみを部分平滑する部
分平滑回路２と、部分平滑回路２の出力電圧を入力電源
とし、放電灯Ｌｐへ高周波電流を供給するインバータ回
路３と、前記全波整流回路１の交流入力端子側に設けら
れ入力電流の波形改善を行うパッシブフィルタ回路６と
で構成され、前記部分平滑回路２の出力電圧が高い期間
では前記インバータ回路３の出力を制限することにより
放電灯Ｌｐへ供給される出力電流の波高値が１．５〜
２．０となるように前記インバータ回路３の制御を行う
出力安定化手段を備えたことを特徴とするものである。
ここで、前記部分平滑回路２は、図１に示すように、全
波整流回路１から出力される脈流電圧の最大値の約１／
２の電圧を谷部電圧とする１／２部分平滑回路を用いて
も良く、その場合、インバータ回路３から放電灯Ｌｐへ
供給される出力電流の波高値は１．６〜１．８とするこ
とが好ましい。

【００１４】

【作用】本発明によれば、インバータ回路３から放電灯
Ｌｐへ供給される出力電流の波高値を所定の範囲とした
ことにより、複雑な回路構成を用いることなく、放電灯
Ｌｐの発光効率を改善し、入力電流の波形歪みを低減
し、且つ交流電源ｅの入力部に接続されるパッシブフィ
ルタ回路６のインダクタを小型化することができる。本
発明のさらに詳しい構成及び作用については、以下に述
べる実施例の説明において、一層明らかとされる。

【００１５】

【実施例】図１は本発明の一実施例の回路図である。図
中、ｅは商用交流電源、１はダイオードＤ₁〜Ｄ₄のブ
リッジ回路で構成される全波整流回路、２は部分平滑回
路、３は高周波変換を行うインバータ回路、４はインバ
ータ回路３へ駆動信号を出力するインバータ制御回路、
５は部分平滑回路２の出力電圧を検出し、電源の山部と
谷部において駆動条件を変化させるインバータ出力切換
回路、６は入力電流を波形整形するためのパッシブフィ
ルタ回路である。

【００１６】図２は、インバータ制御回路４とインバー
タ出力切換回路５の具体例の回路図である。本例は、市
販のＩＣ（モトローラ製ＵＣ３８４２）よりなる発振器
ＩＣ ₁を用いて、インバータ制御回路４を構成してい
る。この発振器ＩＣ₁の動作を簡単に説明すると、制御
電源ピン（ピン）に所定の電圧Ｖｃｃを加えることで
発振器ＩＣ₁は動作状態となる。発振器ＩＣ₁が動作状
態となることにより、ピンより基準電圧Ｖｒｅｆが出
力される。発振器ＩＣ₁の時定数を設定するためのＲｔ
／Ｃｔピン（ピン）には、抵抗Ｒ₁₁とコンデンサＣ₆
が接続されており、抵抗Ｒ₁₁は基準電圧Ｖｒｅｆに、コ
ンデンサＣ₆はグランドに接続されている。この抵抗Ｒ
₁₁及びコンデンサＣ₆のインピーダンスによって出力ピ
ン（ピン）から出力される駆動信号の発振周波数及び
デューティサイクルが設定される。ＣＰ₁及びＣＰ₂は
コンパレータである。コンパレータＣＰ₁には、抵抗Ｒ
₁，Ｒ₂の分圧がマイナス側入力端子に、抵抗Ｒ₃，Ｒ
₄の分圧がプラス側入力端子に入力されている。抵抗Ｒ
₁のａ点は部分平滑電源のプラス側に接続されており、
その電圧をＥとすると、コンパレータＣＰ₁のマイナス
側入力端子の電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝Ｅ×Ｒ₂／
（Ｒ₁＋Ｒ₂）となる。抵抗Ｒ₃，Ｒ₄の分圧によって
決まる電圧をＶｒｅｆ₁＝Ｖｒｅｆ×Ｒ₄／（Ｒ₃＋Ｒ
₄）とすると、Ｖｏｕｔ＞Ｖｒｅｆ₁の場合、部分平滑
電源は山部であり、Ｖｏｕｔ＜Ｖｒｅｆ₁の場合、部分
平滑電源は谷部であるということになる。このＶｒｅｆ
₁は、Ｖｏｕｔ（山部）＞Ｖｒｅｆ₁＞Ｖｏｕｔ（谷
部）と設定すればよい。これにより、Ｖｏｕｔ＞Ｖｒｅ
ｆ₁の場合、コンパレータＣＰ₁の出力はＬｏｗレベ
ル、Ｖｏｕｔ＜Ｖｒｅｆ₁の場合、コンパレータＣＰ₁
の出力はＨｉｇｈレベルとなる。コンパレータＣＰ
₂は、抵抗Ｒ₆，Ｒ₇の分圧Ｖｒｅｆ₂がマイナス側入
力端子に、抵抗Ｒ₈とコンデンサＣ₅の接続点がプラス
側入力端子に接続されている。また、抵抗Ｒ₆，Ｒ₇の
接続点は抵抗Ｒ₅を介して、コンパレータＣＰ₁の出力
ピンへ接続されており、抵抗Ｒ₈、コンデンサＣ₅の接
続点は、ダイオードＤ₁₁を介して発振器ＩＣ₁の出力ピ
ン（ピン）へ接続されている。コンパレータＣＰ₂の
出力ピンは、抵抗Ｒ₉を介して基準電圧Ｖｒｅｆへ接続
されると共に、発振器ＩＣ₁のピンに直接接続されて
いる。この発振器ＩＣ₁のピンは、電流センス入力ピ
ンであり、ここへ入力される信号が所定レベル以上にな
ると、発振器ＩＣ₁の出力はＨｉｇｈレベルからＬｏｗ
レベルへと変化する。

【００１７】以下、本実施例の動作について説明する。
発振器ＩＣ₁のピンに電源電圧Ｖｃｃが印加されるこ
とにより、発振器ＩＣ₁のピンに基準電圧Ｖｒｅｆが
発生し、抵抗Ｒ₁₁を介してコンデンサＣ₆が充電され
る。このコンデンサＣ₆の充電電圧が所定のレベルに達
すると、発振器ＩＣ₁の出力はＨｉｇｈレベルとなり、
コンデンサＣ₆は放電を開始する。一方、発振器ＩＣ₁
の出力ピン（ピン）は抵抗Ｒ₁₀を介してスイッチング
素子Ｑ₁に接続されているため、出力がＨｉｇｈレベル
の場合、スイッチング素子Ｑ₁はＯＮとなり、このスイ
ッチング素子Ｑ₁によっても、コンデンサＣ₆は放電さ
れている。発振器ＩＣ₁の出力がＬｏｗレベルの場合、
コンデンサＣ₅はダイオードＤ₁₁を介して放電されてい
るが、発振器ＩＣ₁の出力がＨｉｇｈレベルになること
によって、コンデンサＣ₅は充電を開始する。このコン
デンサＣ₅の充電電圧が、抵抗Ｒ₆，Ｒ₇の分圧Ｖｒｅ
ｆ₂より高くなると、コンパレータＣＰ₂の出力はＨｉ
ｇｈレベルとなり、発振器ＩＣ₁の出力はＬｏｗレベル
となる。部分平滑電源が山部の場合、コンパレータＣＰ
₁の出力はＬｏｗレベルになり、コンパレータＣＰ₂の
マイナス側入力端子に入力される電圧は、抵抗Ｒ₅，Ｒ
₆，Ｒ₇の分圧で決まる電圧Ｖｒｅｆ₃となる。Ｖｒｅ
ｆ₂＞Ｖｒｅｆ₃となるため、部分平滑電源の山部では
駆動信号のオン・デューティが短くなり、放電灯に供給
される電力が制限されることになる。

【００１８】図１の回路において、パッシブフィルタ回
路６が無い場合、入力電流は従来例の図１４（ｂ）に示
すような波形となる。このパルス的な入力電流を鈍らせ
て波形整形を行うために、パッシブフィルタ回路６で
は、交流電源ｅの電源供給路の一線にインダクタＬ１を
挿入し、全波整流回路１の入力に並列にコンデンサＣｏ
を接続している。このパッシブフィルタ回路６によっ
て、入力力率及び入力電流の波形歪みは大きく改善され
る。パッシブフィルタ回路６と１／２部分平滑回路２と
を組み合わせた場合の平滑出力電圧は、図３（ａ）のよ
うな波形となる。ここで、平滑出力の山部と谷部におい
て、インバータ制御回路４から出力される駆動信号が一
定であり、インバータ回路３の駆動条件が一定であった
とすると、放電灯Ｌｐに流れる電流の包絡線は図３
（ｂ）のようになる。

【００１９】一方、従来例でも説明したように、１／２
部分平滑電源の山部と谷部に応じてインバータ出力を変
化させる手段を設けて、山部において、放電灯Ｌｐへの
供給電力を小さくなるように制御した場合、放電灯Ｌｐ
に流れる出力電流の包絡線は図３（ｃ）のようになる。
１／２部分平滑回路を電源とした場合、（放電灯に流れ
る電流の最大値）／（放電灯に流れる電流の実効値）で
示される出力電流の波高値を、約１．４に設定すること
ができる。従来例で説明したように、出力電流の波高値
ＣＦ≒１．４（完全平滑と同じレベル）とした場合、発
光効率は改善されるが、入力電流の波形歪みは大きくな
ってしまう。そこで、出力電流の波高値を次のように設
定する。

【００２０】入力電流波形歪みがＩＥＣ規格を満足する
には、実験的に求めた結果、出力電流波高値をＣＦ≧
１．６としなければならない。一方、発光効率の点から
は、ランプ力率が０．９５程度を目安とすると、ＣＦ≦
１．８とする必要がある。よって、図１に示す構成にお
いて、１．６≦ＣＦ≦１．８と設定することにより、入
力電流の波形歪みを小さくして、かつ高い発光効率を得
ることができる。さらに、フィルタ回路６のインダクタ
Ｌ₁は比較的小型化することができる。なお、図１の回
路で、放電灯Ｌｐは１灯としたが、複数灯でもよい。さ
らに、インダクタＬ₁とコンデンサＣｏで構成されるパ
ッシブフィルタ回路６も図１の構成に限定されるもので
はない。

【００２１】図４は本発明の第２実施例の回路図であ
る。本実施例は、部分平滑回路２の構成が第１実施例と
は異なっており、１／３部分平滑電源となっている。こ
の１／３部分平滑回路の構成は、上述の１／２部分平滑
回路とほぼ同じであり、容量の略等しい３個のコンデン
サＣ₁，Ｃ₂，Ｃ₃と、それらのコンデンサ間に接続さ
れており、全波整流電圧により直列関係で充電するため
のダイオードＤ₆，Ｄ₉と、全波整流電圧が各コンデン
サ電圧より低下した場合、各コンデンサＣ₁，Ｃ ₂，Ｃ
₃を並列的に放電させるためのダイオードＤ₅，Ｄ₇，
Ｄ₈，Ｄ₁₀で構成されている。

【００２２】この回路構成において、１／３部分平滑回
路とすることにより、入力電流の波形歪みは、第１実施
例に比べて改善され、出力電流の波高値ＣＦは、本実施
例では、ＣＦ≧１．５となる。一方、本実施例におい
て、部分平滑回路２の谷部の電圧は、交流電源ｅの実効
値電圧ｅ〔Ｖ〕に対し、√２／３×ｅ〔Ｖ〕にしかなら
ないため、適正な光出力を得るためには、インバータ回
路３によって昇圧する必要があり、インバータ回路３を
構成する部品に大きなストレスがかかることになる。そ
こで、本実施例では、出力電流の波高値ＣＦを、ＪＩＳ
規格（Ｃ８１１７）を満足するように、ＣＦ≦２．０と
する。このように、本実施例では、１．５≦ＣＦ≦２．
０と設定することにより、入力電流の波形歪みは小さく
なるが、第１実施例に比べると、発光効率は若干低くな
る。また、インバータ回路３を構成する部品には、第１
実施例に比べると、大きなストレスがかかるという問題
点もある。本実施例では、１／ｎ部分平滑電源のｎを、
ｎ＝３としたが、同様な考え方により、ｎ＝４，５，
６，…と設定することもできる。よって、ｎ＝３には限
定しない。この場合も出力電流の波高値ＣＦは、１．５
≦ＣＦ≦２．０と設定する。

【００２３】図５は本発明の第３実施例の要部構成を示
している。同図において、主な構成は、図２と同じであ
るので、異なる点のみを示す。抵抗Ｒ₁，Ｒ₂によって
部分平滑電源の出力電圧を検出しているが、本実施例で
は、コンパレータＣＰ₁のプラス側入力端子に入力して
いる。このため、部分平滑電源が山部の場合、コンパレ
ータＣＰ₁の出力はＨｉｇｈレベル、部分平滑電源が谷
部の場合、コンパレータＣＰ₁の出力はＬｏｗレベルと
なる。また、インバータ制御回路４には、タイマー回路
７、８を含んでいる。タイマー回路７、８は、電源投入
直後の所定の時間、出力がＨｉｇｈレベルとなる構成な
らば、どのような構成でもよい。タイマー回路７、８の
出力は、それぞれスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄に入力さ
れており、タイマー回路７、８の出力がＨｉｇｈレベル
の場合、これらのスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄はＯＮと
なる。一方、コンパレータＣＰ₁の出力は、抵抗Ｒ₁₃を
介して基準電圧Ｖｒｅｆへ接続されており、また、直
接、スイッチング素子Ｑ₂へ入力されている。よって、
タイマー回路７、８の出力がＬｏｗレベルで、部分平滑
電源が山部の場合に、スイッチング素子Ｑ₂はＯＮであ
り、コンパレータＣＰ ₂のマイナス側入力端子には、抵
抗Ｒ₅，Ｒ₆，Ｒ₇，Ｒ₁₁で決まる電圧Ｖｒｅｆ₃が入
力される。タイマー回路７、８の出力がＬｏｗレベル
で、部分平滑電源が谷部の場合、抵抗Ｒ₆，Ｒ₇で決ま
る基準電圧Ｖｒｅｆ₂がコンパレータＣＰ ₂のマイナス
側入力端子に入力される。また、タイマー回路７、８の
出力がＨｉｇｈレベルで、部分平滑電源が山部の場合、
スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃，Ｑ₄のすべてがＯＮとな
り、抵抗Ｒ₅，Ｒ₆，Ｒ₇，Ｒ₁₁，Ｒ₁₂で決まる電圧Ｖ
ｒｅｆ₅が入力される。また、タイマー回路７、８の出
力がＨｉｇｈレベルで、部分平滑電源が谷部の場合、抵
抗Ｒ₆，Ｒ₇，Ｒ₁₂で決まる電圧Ｖｒｅｆ₄が入力され
る。各電圧の関係は、Ｖｒｅｆ₂＞Ｖｒｅｆ₃＞Ｖｒｅ
ｆ₄＞Ｖｒｅｆ₅となり、Ｖｒｅｆ₄，Ｖｒｅｆ₅の場
合は、放電灯負荷に印加される電圧は、放電灯が始動し
ないレベルにインバータ回路３を制御するものとする。
タイマー回路７がＨｉｇｈレベルの期間をＴ₁、タイマ
ー回路８がＨｉｇｈレベルの期間を（Ｔ ₁＋Ｔ₂）とす
ると、放電灯の始動時において、抵抗Ｒ₁₁は短絡とな
り、このときの出力電流の波高値を完全平滑時に近い値
とする。

【００２４】本実施例において、主回路の構成は第１実
施例と同じであるが、インバータ制御回路４の動作が異
なり、図６に示すように、先行予熱期間Ｔ₁及び始動期
間Ｔ ₂のタイマー要素を持つように構成している。放電
灯点灯装置において、交流電源ｅを点灯装置に投入した
直後の任意の時間、放電灯Ｌｐに印加される電圧を、放
電灯が始動点灯しない低い電圧とし、放電灯のフィラメ
ントに電流を流して予熱を行う先行予熱期間Ｔ₁が一般
的に設けられている。この先行予熱期間Ｔ₁の終了後、
放電灯が始動点灯するのに充分な電圧が印加され、放電
灯Ｌｐが点灯する。ところが、第１実施例のような構成
及び出力電流波高値の設定を行った場合、放電灯負荷に
印加される電圧も、当然、波高値は１．４より大きくな
る。あらゆる環境（特に周囲温度）において、放電灯の
始動を確実に行いたい場合、放電灯に印加される電圧も
安定していることが望ましい。

【００２５】図６に示すように、電源投入後、０＜ｔ≦
ｔ₁（先行予熱期間Ｔ₁）において、放電灯に印加され
る電圧は小さく、放電灯が始動しないレベルであり、そ
の印加電圧の波高値は、ほぼ１．４に近い値となるよう
に、インバータ制御回路４は駆動信号を出力する。次
に、ｔ₁＜ｔ≦ｔ₂（始動期間Ｔ₂）において、放電灯
に印加される電圧は放電灯が始動するレベルまで大きく
なり、その印加電圧の波高値は、ほぼ１．４に近い値と
なる。次に、ｔ₂＜ｔ（点灯期間Ｔ₃）において、放電
灯は点灯しているため、第１実施例と同様、出力電流波
高値を１．６≦ＣＦ≦１．８で設定した値とする。

【００２６】部分平滑電源を使用した場合、インバータ
回路の出力電圧の包絡線も電源の影響を受けてしまい、
放電灯に印加される電圧も不安定になってしまうが、本
実施例では、放電灯が点灯するまで安定した始動電圧を
印加するため、必要以上に高い始動電圧を印加する必要
がなく、放電灯点灯後は、入力電流の波形歪みも小さ
く、ランプ効率も高い。

【００２７】図７に本発明の第４実施例の部分平滑回路
２の構成を示す。他の構成は第１実施例と同じである。
他の実施例と異なる点は、コンデンサＣ₂と並列にスイ
ッチング素子Ｑ₅を接続し、タイマー回路９から出力さ
れる信号によってスイッチング素子Ｑ₅をＯＮ／ＯＦＦ
している点である。上述の第３実施例で説明したよう
に、放電灯の始動を確実に行うために、放電灯に印加す
る電圧は、安定していることが望ましい。そこで、本実
施例においては、先の図６に示した先行予熱期間Ｔ₁及
び始動期間Ｔ₂の０≦ｔ≦（ｔ₁＋ｔ₂）において、タ
イマー回路９の出力をＨｉｇｈレベルとし、スイッチン
グ素子Ｑ₅をＯＮさせる。スイッチング素子Ｑ₅がＯＮ
することによって、部分平滑回路２のコンデンサＣ₂は
短絡状態となるために、コンデンサＣ₁のみで完全平滑
されることになる。よって、インバータ回路３に供給さ
れる電源電圧が安定するため、放電灯Ｌｐに印加される
高周波電圧も安定化される。これにより第３実施例と同
じ効果が得られる。本実施例の構成は、図７に限らず、
例えば、ダイオードＤ₅に並列にスイッチング素子を接
続しても良く、コンデンサＣ₁に並列にスイッチング素
子を接続してもよい。また、図８に示すように双方向性
スイッチング素子ＳＷを使用し、この双方向性スイッチ
ング素子ＳＷをダイオードＤ６に並列に接続してもよ
い。

【００２８】図９は本発明の第５実施例の回路図であ
る。本実施例では、放電灯点灯判別部１０が追加されて
いる点が特徴である。この放電灯点灯判別部１０は、放
電灯Ｌｐが始動点灯しているか否かを判別し、その判別
結果をインバータ制御回路４へ出力している。これによ
り、放電灯Ｌｐが点灯する前は、インバータ出力切換回
路５によって、部分平滑電源が山部であるか、谷部であ
るかを判別し、放電灯Ｌｐに印加される電圧が、完全平
滑時と同様になるように、インバータ回路３の制御を行
う。また、放電灯Ｌｐの点灯後は、インバータ出力切換
回路５及び放電灯点灯判別部１０によって、第１実施例
と同様に、入力電流の波形歪みを満足し、発光効率も高
くなるように、出力電流の波高率を所定のレベルとする
ように、インバータ回路３の制御を行うものである。本
実施例の効果も、上述の第３及び第４実施例と同じであ
る。

【００２９】図１０は本発明の第６実施例の要部構成を
示している。点灯装置の構成としては、第１実施例と同
じであるが、出力電流波高値の制御方式が他の実施例と
異なるため、制御回路の一例を同図に示した。本実施例
において、インバータ出力切換回路５は、ツェナーダイ
オードＺＤ₁と抵抗Ｒ₁₄の直列接続により構成されてお
り、抵抗Ｒ₁₄の一端は駆動信号のオン・デューティを決
定する抵抗Ｒ₈とコンデンサＣ₅の接続点へと接続して
いる。部分平滑電源が山部の場合、ツェナーダイオード
ＺＤ₁と抵抗Ｒ₁₄を流れる電流は大となり、部分平滑電
源が谷部の場合は、ツェナーダイオードＺＤ₁と抵抗Ｒ
₁₄を流れる電流は小さく、又は、ほぼ０Ａに近い値とな
る。よって、部分平滑電源が山部の場合は、コンデンサ
Ｃ₅への充電波形はツェナーダイオードＺＤ₁と抵抗Ｒ
₁₄を流れる電流によって、充電波形の立上がりが早くな
り、部分平滑電源の山部において、インバータ回路３の
出力が小さくなるように制御する。また、本例において
は、放電灯Ｌｐへ供給される出力電流は、図１１（ｂ）
に示すように、山部の出力電流＞谷部の出力電流となる
ように設定している。さらに、前記ツェナーダイオード
ＺＤ₁のツェナー電圧は、例えば、Ｖｚ≧１．１×√２
×ｅ／２と設定する。このように設定することによっ
て、商用電源ｅの電圧変動に対して、変動補正を行うこ
とができる。すなわち、商用電源ｅが低い場合には、部
分平滑電源の山部において、放電灯への供給電力を上げ
る方向に動作する。商用電源ｅが高い場合には、部分平
滑電源の山部の出力を下げる方向に動作する。このよう
に動作することにより、広い範囲にわたり、商用電源変
動の出力補正を行える効果がある。

【００３０】なお、山部及び谷部における消費電力の設
定であるが、蛍光灯のような放電灯のランプ電力Ｗと発
光効率ＬＥ〔１ｍ／ｗ〕との関係は、一般的に図１２に
示すようになる。点灯装置の入力交流電源ｅの周波数半
サイクルに対し、部分平滑電源の山部と谷部が１：１で
あるとし、山部におけるランプ電力をＷ₃、谷部におけ
るランプ電力をＷ₁とすると、放電灯の光束平均は、Ｌ
Ｅａ＝（ＬＥ₁×Ｗ₁＋ＬＥ₃×Ｗ₃）／２＜ＬＥ₂×
Ｗ₂となり、余り効率の良い使い方とは言えない。よっ
て、部分平滑電源の山部と谷部の消費電力の設定は、任
意電力に対する発光効率の傾きｄＬＥ／ｄＷの極性（０
を含む）が同一であることが望ましい。例えば、部分平
滑電源の谷部をＷ₁とし、山部をＷ₂とすれば良いこと
になる。次に、部分平滑電源の山部と谷部の比率が１：
１でなく、Ｔａ：Ｔｂで決まっていたとすると、入力交
流電源ｅの半サイクル周期はＴ＝Ｔａ＋Ｔｂとなる。こ
の場合のランプ平均光束は、ＬＥａ＝（ＬＥ₁×Ｗ₁×
Ｔａ＋ＬＥ₂×Ｗ₂×Ｔｂ）／Ｔとなるため、第１実施
例等で説明したランプ電流の波高値を満足する範囲内
で、このランプ平均光束ＬＥａが最も高くなるように設
定すれば、最も高い発光効率に設定できる効果がある。

【００３１】

【発明の効果】請求項１の発明においては、交流電源を
全波整流する全波整流回路と、全波整流回路から出力さ
れる脈流電圧の低電圧期間のみを部分平滑する部分平滑
回路と、部分平滑回路の出力電圧を入力電源とし、放電
灯へ高周波電流を供給するインバータ回路と、前記全波
整流回路の交流入力端子側に設けられ入力電流の波形改
善を行うパッシブフィルタ回路とで構成され、前記部分
平滑回路の出力電圧が高い期間では前記インバータ回路
の出力を制限することにより放電灯へ供給される出力電
流の波高値が１．５〜２．０となるように前記インバー
タ回路の制御を行う出力安定化手段を備えたものである
から、複雑な回路構成を用いることなく、入力電流の波
形歪みを小さくすることができ、また、放電灯の発光効
率を高くすることができ、さらに、交流電源と全波整流
器の間に挿入されたパッシブフィルタ回路のインダクタ
を比較的小型化することができるという効果がある。

【００３２】また、請求項２の発明によれば、全波整流
回路から出力される脈流電圧の最大値の約１／２の電圧
を谷部電圧とすることにより、部分平滑回路でありなが
ら、比較的高い電圧をインバータ回路に供給することが
でき、インバータ回路の昇圧作用が小さくて済むという
利点がある。

【００３３】また、請求項３の発明によれば、インバー
タ回路から放電灯へ供給される電流の波高値を１．６〜
１．８としたことにより、入力電流の波形歪みを小さく
しながら、高い発光効率を得ることができ、しかもフィ
ルタ回路のインダクタを小型化することができる。

【００３４】また、請求項４の発明によれば、部分平滑
電源の山部と谷部に応じたランプ電力に対する発光効率
の傾きが、０を含む同一極性であることにより、平均的
なランプ発光効率を高くすることができるという効果が
ある。

【００３５】また、請求項５の発明によれば、放電灯の
始動時において、放電灯に印加される電圧の波高値を安
定化する方向に動作することにより、始動性能を改善す
ることができ、また、放電灯の点灯時においては、放電
灯に供給される電流を安定化する方向に動作することに
より、発光効率を高く維持することができる。また、請
求項６の発明によれば、放電灯の始動時において、部分
平滑回路が完全平滑となるように制御されるので、イン
バータ回路に供給される電源電圧が安定して、放電灯に
印加される高周波電圧も安定化される。また、インバー
タ回路の入力電圧の実効値が高くなるので、放電灯の始
動性能が改善される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の回路図である。

【図２】本発明の第１実施例の制御回路の回路図であ
る。

【図３】本発明の第１実施例の動作波形図である。

【図４】本発明の第２実施例の回路図である。

【図５】本発明の第３実施例の要部回路図である。

【図６】本発明の第３実施例の動作波形図である。

【図７】本発明の第４実施例の要部回路図である。

【図８】本発明の第４実施例の一変形例の要部回路図で
ある。

【図９】本発明の第５実施例のブロック回路図である。

【図１０】本発明の第６実施例の制御回路の回路図であ
る。

【図１１】本発明の第６実施例の動作波形図である。

【図１２】ランプ電力と発光効率の関係を示す特性図で
ある。

【図１３】従来例の回路図である。

【図１４】従来例における部分平滑回路の出力電圧と入
力電流の波形図である。

【図１５】従来例におけるインバータ回路の出力電流の
波形図である。

【図１６】他の従来例の回路図である。

【符号の説明】

１全波整流回路２部分平滑回路３インバータ回路４インバータ制御回路５インバータ出力切換回路６パッシブフィルタ回路Ｌｐ放電灯ｅ交流電源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平５−152090（ＪＰ，Ａ) 特開平５−91730（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 41/24 H05B 41/282

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を全波整流する全波整流回路
と、全波整流回路から出力される脈流電圧の低電圧期間
のみを部分平滑する部分平滑回路と、部分平滑回路の出
力電圧を入力電源とし、放電灯へ高周波電流を供給する
インバータ回路と、前記全波整流回路の交流入力端子側
に設けられ入力電流の波形改善を行うパッシブフィルタ
回路とで構成され、前記部分平滑回路の出力電圧が高い
期間では前記インバータ回路の出力を制限することによ
り放電灯へ供給される出力電流の波高値が１．５〜２．
０となるように前記インバータ回路の制御を行う出力安
定化手段を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】前記部分平滑回路は全波整流回路から
出力される脈流電圧の最大値の約１／２の電圧を谷部電
圧とすることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装
置。
【請求項３】前記インバータ回路から放電灯へ供給
される電流の波高値を１．６〜１．８としたことを特徴
とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】前記部分平滑回路の山部と谷部に応じ
たランプ電力に対する発光効率の傾きは、０を含む同一
極性としたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯
装置。
【請求項５】前記出力安定化手段は、放電灯の始動
時においては、放電灯に印加される電圧の波高値がほぼ
１．４となるように前記インバータ回路の制御を行うこ
とを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の放電灯
点灯装置。
【請求項６】前記部分平滑回路は、放電灯の始動時
においては、全波整流回路から出力される脈流電圧の最
大値に略等しい電圧を平滑出力電圧とするように制御さ
れることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の
放電灯点灯装置。