JP2002117994A

JP2002117994A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2002117994A
Application number: JP2000311187A
Authority: JP
Inventors: Katsunobu Hamamoto; 勝信濱本; Kazuhiro Nishimoto; 和弘西本; Hiromitsu Mizukawa; 宏光水川; Norio Kanai; 教郎金井
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2000-10-11
Filing date: 2000-10-11
Publication date: 2002-04-19

Abstract

(57)【要約】【課題】電圧の異なる交流電源に対応可能であって電圧
が低い場合にも電圧が高い場合に比較して効率が低下す
ることのない放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】交流電源ＡＣを整流器１により整流し、直
流電源回路２により電圧を変換する。直流電源回路２の
直流出力はインバータ回路３により高周波電力に変換さ
れ、インバータ回路３からの高周波電力により放電灯Ｌ
ａが点灯する。整流器１の出力電圧は判別回路５により
検出され、整流器１の出力電圧が低いときには高いとき
よりも直流電源回路２の出力電圧を低く設定する。ま
た、整流器１の出力電圧が低いときには高いときよりも
インバータ回路２の動作周波数を低く設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商用電源のような
交流電源を整流した後、直流電源回路により電圧変換
し、さらにインバータ回路を用いて電力変換した高周波
電力を用いて、放電灯を高周波で点灯させる放電灯点灯
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、この種の放電灯点灯装置は、商
用電源のような交流電源を電源としインバータ回路を用
いて電力変換した高周波電力を用いて放電灯を高周波で
点灯させるように構成されている。インバータ回路の電
源となる直流電源を生成する技術としては、交流電源を
整流器で整流した後にチョッパ回路からなる直流電源回
路を用いる構成が知られている。

【０００３】この種の直流電源回路として用いることが
できるチョッパ回路としては、特開平１−１３３５７５
号公報、特開平６−１５３４９６号公報、特開平１０−
２７１８１２号公報等に記載された昇圧チョッパ回路が
ある。以下に、これらの公報に記載された昇圧チョッパ
回路について簡単に説明する。

【０００４】特開平６−１５３４９６号公報に記載され
た直流電源回路２は、図１７に示すように、交流電源Ａ
Ｃを全波整流する整流器１から出力される脈流電圧を入
力電圧としており、整流器１の直流出力端間にインダク
タＬ３とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３と
インダクタＬ３に流れる電流を検出するための抵抗Ｒｓ
との直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ３に逆流阻
止用のダイオードＤ３と平滑用のコンデンサＣ３との直
列回路を並列接続した主回路２ａを備える。また、直流
電源回路２はスイッチング素子Ｑ３をオンオフさせるチ
ョッパ制御部２ｂを備える。この直流電源回路２の出力
に負荷Ｚとしてインバータ回路を付加すれば放電灯点灯
装置を構成することができる。

【０００５】主回路２ａは、スイッチング素子Ｑ３がオ
ンである期間にはインダクタＬ３に電流を流してインダ
クタＬ３に電磁エネルギを蓄積する。一方、スイッチン
グ素子Ｑ３がオフになると、インダクタＬ３は蓄積され
たエネルギを放出し、整流器１の出力電圧にインダクタ
Ｌ３の両端電圧を加算した電圧がダイオードＤ３を介し
てコンデンサＣ３に印加される。したがって、コンデン
サＣ３の両端電圧は入力電圧のピーク値よりも昇圧され
る。

【０００６】チョッパ制御部２ｂは、ＲＳラッチ２５の
出力によってスイッチング素子Ｑ３をオンオフしてお
り、ＲＳラッチ２５がセットされるとスイッチング素子
Ｑ３をオンにし、ＲＳラッチ２５がリセットされるとス
イッチング素子Ｑ３をオフにする。ＲＳラッチ２５のセ
ットのタイミングは抵抗Ｒｓの両端電圧により決定さ
れ、ＲＳラッチ２５のリセットのタイミングは直流電源
回路２の入力電圧と出力電圧とにより決定される。

【０００７】まず、ＲＳラッチ２５のリセットのタイミ
ングを決定する構成について説明する。チョッパ制御部
２ｂに設けた誤差増幅器２１には、直流電源回路２の出
力電圧Ｖｏを２個の抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧した検出
電圧が入力され、出力電圧の目標値として設定された基
準電圧Ｖｒｅｆとの差分である誤差電圧が求められる。
誤差電圧は比較器２４によりコンデンサＣ０の端子電圧
と比較され、比較器２４ではコンデンサＣ０の端子電圧
が誤差電圧よりも高くなるとＲＳラッチ２５をリセット
する。このときＲＳラッチ２５の反転出力により制御さ
れるスイッチ要素Ｑ０がオンになりコンデンサＣ０は放
電される。コンデンサＣ０は電流源２３からの電流によ
り充電されており、スイッチ要素Ｑ０がオフになってか
ら所定時間後にコンデンサＣ０の端子電圧が誤差電圧よ
りも高くなる。

【０００８】ＲＳラッチ２５のセットのタイミングは、
抵抗Ｒｓの両端電圧により決定される。抵抗Ｒｓの両端
電圧はゼロ点検出器２６に入力されており、スイッチン
グ素子Ｑ３のオフに伴ってインダクタＬ３に蓄積された
エネルギが放出されてコンデンサＣ３に充電され、イン
ダクタＬ３に流れる電流が減少してほぼゼロになると、
ゼロ点検出器２６が抵抗Ｒｓの両端電圧に基づいてその
状態を検出するから、ＲＳラッチ２５がセットされる。
この時点で、コンデンサＣ０の充電が開始されるから、
上述した動作の繰り返しによりスイッチング素子Ｑ３の
オンオフが繰り返される。

【０００９】ところで、図１７に示すチョッパ制御部２
ｂには、入力電圧に応じて電流源２３の出力電流値を切
り換えるオン時間調節回路２２が設けてある。オン時間
調節回路２２は、入力電圧に応じて電流源２３の出力電
流値を切り換えることによりオン時間の調節範囲を広範
囲に制御し、入力電圧として許容される交流電源ＡＣの
電源電圧の上限および下限の差を大きくとりながらも、
昇圧チョッパ回路からなる直流電源回路２の出力電圧を
安定化させる機能を有する。なお、上述した特開平１−
１３３５７５号公報、特開平１０−２７１８１２号公報
に記載された技術も同様な機能を有し、広範囲の入力電
圧に対してチョッパ回路の動作並びに出力電圧を安定化
させている。

【００１０】しかしながら、これらの公報に記載の技術
を採用して広範囲の入力電圧に対してチョッパ回路の出
力電圧を安定化すると以下の問題が生じる。

【００１１】いま、図１７に示した回路においてスイッ
チング素子Ｑ３に流れる電流のピーク値Ｉｃｐを求める
にあたり、以下の条件を仮定する。なお、以下の入力電
圧、入力電流、入力電圧はいずれも交流電源ＡＣからの
入力電圧の代表値としての実効値、入力電流、入力電力
を意味する。入力電圧＝１００Ｖまたは２００Ｖ入力電流＝Ｉｃｐ／（２×２^1/2）＝入力電力／入力電
圧入力電力＝負荷消費電力／０．８５負荷消費電力＝４５Ｗこのような条件を仮定して電流のピーク値Ｉｃｐを計算
により求めると、入力電圧が１００Ｖの場合にはＩｃｐ
＝１．５０Ａ、２００Ｖの場合にはＩｃｐ＝０．７５Ａ
になる。つまり、負荷消費電力が等しいとすれば、交流
電源ＡＣの電圧が低いほど入力電流が大きくなることが
わかる。したがって、交流電源ＡＣの電圧が低いほど、
スイッチング素子Ｑ３でのスイッチング損失やインダク
タＬ３での鉄損および銅損が増大して電力効率が低下す
るとことになる。

【００１２】ところで、放電灯に高周波電力を供給して
放電灯を高周波で点灯させるインバータ回路の前段に直
流電源回路としてのチョッパ回路を設けた放電灯点灯装
置としては、特開平１０−１０６７８４号公報、特開平
１０−４１０８５号公報などに記載された技術が知られ
ている。これらの公報に記載の技術は、定格ランプ電流
がほぼ等しくかつ定格ランプ電力が異なる複数種類の放
電灯が適合することを目的として構成され、放電灯の種
類に関わらずほぼ定格の光出力で点灯させることが可能
になっている。

【００１３】一例として、特開平１０−１０６７８４号
公報に記載された回路を示す。この放電灯点灯装置は、
図１８に示すように、昇圧チョッパ回路からなる直流電
源回路２の後段にインバータ回路３を設けた構成を有し
ている。すなわち、交流電源ＡＣを全波整流する整流器
１の直流出力端間に昇圧チョッパ回路からなる直流電源
回路２を接続して電圧変換を行い、直流電源回路２の直
流出力をインバータ回路３で高周波電力に電力変換する
ことにより、放電灯Ｌａを含む負荷回路４に高周波電力
を供給し、放電灯Ｌａを高周波で点灯させるように構成
されている。

【００１４】直流電源回路２には、図１７に示した構成
と同様の昇圧チョッパ回路を用いており主回路２ａは同
様に動作する。直流電源回路２からの直流出力を電力変
換するインバータ回路３は、ＭＯＳＦＥＴからなる２個
のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を直流電源回
路２の出力端であるコンデンサＣ３の両端間に接続した
主回路３ａを有し、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をイ
ンバータ制御部３ｂからの駆動信号により高周波で交互
にオンオフさせるように構成されている。インバータ回
路３を構成する２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のう
ちの高電位側（以下では、ハイサイドという）のスイッ
チング素子Ｑ１の両端間には負荷回路４が接続される。
負荷回路４は、カプリング用のコンデンサＣ１を介して
放電灯Ｌａの一方のフィラメントの一端をハイサイドの
スイッチング素子Ｑ１の一端に接続し、スイッチング素
子Ｑ１の他端にインダクタＬ２を介して放電灯Ｌａの他
方のフィラメントを接続し、さらに放電灯Ｌａのフィラ
メントの非電源側端間にコンデンサＣ２を接続して構成
されている。したがって、負荷回路４は、インダクタＬ
２、コンデンサＣ２、放電灯Ｌａからなる共振回路を含
み、インダクタＬ２とコンデンサＣ２との共振作用によ
って共振電圧を放電灯Ｌａに印加するように構成されて
いる。なお、コンデンサＣ１は十分に容量が大きく共振
に寄与しないように選定される。

【００１５】しかして、インバータ制御部３ｂによりス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフさせると、
スイッチング素子Ｑ２のオン時にコンデンサＣ１−放電
灯ＬａおよびコンデンサＣ２−インダクタＬ２を通る経
路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１のオン時にはコ
ンデンサＣ１を電源として、コンデンサＣ１−スイッチ
ング素子Ｑ１−インダクタＬ２−放電灯Ｌａおよびコン
デンサＣ２−コンデンサＣ１の経路で電流が流れる。つ
まり、放電灯Ｌａに高周波電力を供給することができ
る。

【００１６】ここで、図１８には示していないが、放電
灯Ｌａの種類（定格ランプ電力）を判別する判別手段
と、判別手段の判別結果に応じて点灯特性を補正する補
正手段とが設けられている。この構成では、複数種類の
放電灯Ｌａのうち定格ランプ電圧Ｖｌａがもっとも高い
放電灯Ｌａに対して、直流電源回路２の出力電圧が定格
ランプ電圧Ｖｌａの２^1/2倍以上となるようにチョッパ
制御部２ｂによるスイッチング素子Ｑ３のオンデューテ
ィが設定されている。

【００１７】ここで、直流電源回路２の出力電圧を上述
のように設定する理由について説明する。いま、放電灯
Ｌａとして高周波点灯専用形の蛍光ランプ（ＪＩＳＣ
７６０１参照）であるＦＨＦ３２とＦＨＦ１６とのど
ちらにも定格ランプ電流である２５５ｍＡ付近の電流が
供給されるように直流電源回路２の出力電圧を設定する
とともに共振回路を構成するインダクタＬ２およびコン
デンサＣ２の定数値を設定しているものとし、交流電源
ＡＣからの入力電圧を１４０Ｖ、１８０Ｖ、２２０Ｖの
３段階に切り換えた場合について、放電灯Ｌａの種類を
変えたときのランプ電流Ｉｌａを測定すると表１のよう
な結果が得られる。

【００１８】

【表１】

【００１９】直流電源回路２の出力電圧は交流電源ＡＣ
からの入力電圧が高いほど高く設定されており、表１に
よれば直流電源回路２の出力電圧が高いほど２種類の放
電灯Ｌａに流れるランプ電流Ｉｌａの電流差が小さくな
ることがわかる。つまり、直流電源回路２の出力電圧を
高く設定すれば、定格ランプ電力の異なる放電灯Ｌａに
交換してもランプ電流Ｉｌａの変化が少なくなり、各種
類の放電灯Ｌａを定格に近い光出力で点灯させることが
容易になる。そこで、上述した２種類の放電灯Ｌａに適
合させるには、直流電源回路２の出力電圧を定格ランプ
電圧が高いほうの定格ランプ電圧のピーク値以上に設定
すればよいと言える。ここで、対象としている放電灯Ｌ
ａは、ＦＨＦ３２とＦＨＦ１６とであって、それぞれの
定格ランプ電圧は１２８Ｖ、６４Ｖであるから、定格ラ
ンプ電圧が高いほうであるＦＨＦ３２のランプ電圧Ｖｌ
ａのピーク値を求めると、１２８Ｖ×２^1/2≒１８１Ｖ
であり、直流電源回路２の出力電圧をこの電圧以上に設
定すれば、適合する放電灯Ｌａの範囲では放電灯Ｌａを
交換してもランプ電流が大きく変化することがなく、定
格に近い光出力を得ることが可能になる。

【００２０】図１８に示した放電灯点灯装置は昇圧チョ
ッパ回路からなる直流電源回路２の後段にインバータ回
路３を設けた構成であったが、図１９に示すように、イ
ンバータ回路３を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
をチョッパ回路のスイッチング素子として兼用すること
により直流電源回路２として独立したチョッパ回路を用
いない構成も知られている（特開平１０−４１０８５号
公報）。この構成では、共振回路の設計に関わる要素の
一つを所定の値に設定することで複数種類の放電灯Ｌａ
を適合させている。

【００２１】図１９に示す回路は、交流電源ＡＣを整流
する整流器１の直流出力端間にダイオードＤ４を介して
２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続し
てあり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に平滑
用のコンデンサＣ３を並列接続してある。また、ダイオ
ードＤ４には力率改善用のコンデンサＣ４を並列に接続
してある。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはバイポー
ラトランジスタを用いてあり、各スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２のコレクタ・エミッタにそれぞれダイオードＤ
１，Ｄ２を逆並列に接続することによって、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２のオフ時にダイオードＤ１，Ｄ２を通
してオン時とは逆向きの電流を流すことができるように
してある。つまり、図１９に示す構成の各スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２と各ダイオードＤ１，Ｄ２との組み合わ
せは、図１７，図１８に示したＭＯＳＦＥＴを用いた各
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と等価に動作する。

【００２２】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点には
インダクタＬ２を介して放電灯Ｌａの一方のフィラメン
トの一端が接続され、放電灯Ｌａの他方のフィラメント
の一端はカプリング用のコンデンサＣ１を介して整流器
１とダイオードＤ４との接続点に接続される。放電灯Ｌ
ａの両フィラメントの非電源側端間には図１７、図１８
に示した構成と同様にインダクタＬ２とともに共振回路
を構成するコンデンサＣ２が接続される。

【００２３】この構成では、整流器１の出力電圧が平滑
用のコンデンサＣ３の両端電圧よりも高い期間（以下で
は、山部という）とコンデンサＣ３の両端電圧よりも低
い期間（以下では、谷部という）とで動作に相違が生じ
る。

【００２４】山部においては、ダイオードＤ４が導通す
るからインダクタＬ２、コンデンサＣ２、放電灯Ｌａに
より共振回路が構成される。ただし、カプリング用のコ
ンデンサＣ１の容量は共振に寄与しない程度に十分に大
きく設定されている。一方、谷部においては、ダイオー
ドＤ４が導通しないからコンデンサＣ４が共振回路に含
まれることになり、インダクタＬ２、コンデンサＣ２，
コンデンサＣ４、放電灯Ｌａが共振回路を構成する。

【００２５】この構成では、インバータ回路の動作周波
数（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波
数）ｆｉｎｖを、山部における共振回路での無負荷時の
共振周波数ｆ０１と、谷部における共振回路での無負荷
時の共振周波数ｆ０２との間の値に設定してある。つま
り、共振回路の特性とインバータ回路の動作周波数とは
図２０に示す関係に設定される。ここで、上記各共振周
波数ｆ０１，ｆ０２はそれぞれ次式で表される。ｆ０１＝１／｛２π×（Ｌ２×Ｃ３）^1/2｝ｆ０２＝１／〔２π×｛Ｌ２×（Ｃ３×Ｃ４）／（Ｃ３
＋Ｃ４）｝^1/2 上式から明らかなように、２つの共振周波数ｆ０１，ｆ
０２の間にはｆ０１＜ｆ０２という関係が常に成立す
る。図２０において、曲線Ｘ１は山部における共振回路
での無負荷時の共振電流の変化を示し、曲線Ｘ２は山部
における共振回路での放電灯点灯時のランプ電流の変化
を示し、曲線Ｘ３は谷部における共振回路での無負荷時
の共振電流の変化を示し、曲線Ｘ４は谷部における共振
回路での放電灯点灯時のランプ電流の変化を示してい
る。

【００２６】また、図２１は図１９に示した回路におい
て放電灯Ｌａのランプインピーダンスが変化したときの
ランプ電流の変化を示す特性図であって、同図における
曲線Ｘ５を基準として、曲線Ｘ６はランプインピーダン
スが基準よりも小さい場合を示し、曲線Ｘ７はランプイ
ンピーダンスが基準よりも大きい場合を示している。図
２１によれば、インバータ回路の動作周波数ｆｉｎｖが
特定の周波数ｆ３になるときには、放電灯Ｌａのランプ
インピーダンスにかかわらずランプ電流がほぼ一定にな
ることがわかる。

【００２７】上述のように、インバータ回路の動作周波
数ｆｉｎｖは、山部における共振回路の無負荷時の共振
周波数ｆ０１と谷部における共振回路での無負荷時の共
振周波数ｆ０２との間の周波数に設定しているから、図
２０に示すように、ｆ０１＜ｆ３＜ｆ０２に設定するこ
とによって、放電灯Ｌａのランプインピーダンスが変化
してもランプ電流をほぼ一定に保つことができる。これ
に対して、ｆ４＜ｆ０１，ｆ０２となるような周波数ｆ
４や、ｆ５＞ｆ０１，ｆ０２となるような周波数ｆ５を
インバータ回路の動作周波数ｆｉｎｖに選択すると、定
格ランプ電流がほぼ等しくかつ定格ランプ電力の異なる
複数種類の放電灯Ｌａにインバータ回路を無調整で対応
させることはできなくなる。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１８に示
した放電灯点灯装置では、図１７に示した直流電源回路
２と同様の構成を有する直流電源回路２をインバータ回
路３の前段に備えているものであるから、広範囲の入力
電圧に対応させようとすれば図１７に示した直流電源回
路２と同様の問題が生じる。たとえば、図１８に示した
放電灯点灯装置を用い、直流電源回路２の出力電圧をほ
ぼ一定として定格ランプ電力が４２Ｗの放電灯（蛍光ラ
ンプ）Ｌａを点灯させるとすると、交流電源ＡＣの電圧
が１００Ｖのときの入力電力は約４７Ｗになり、交流電
源ＡＣの電圧が２００Ｖのときの入力電力は約４５Ｗに
なる。つまり、交流電源ＡＣの電圧が低いほど効率が低
下することになる。一方、図１９に示した放電灯点灯装
置では、インバータ回路に対して独立した直流電源回路
を備えていないものであるから、広範囲の入力電圧に対
応することは不可能である。

【００２９】一方、図１８、図１９に示した放電灯点灯
装置では、定格ランプ電流がほぼ等しくかつ定格ランプ
電力の異なる複数種類の放電灯Ｌａを点灯可能とするた
めに、放電灯Ｌａに供給する電流（ランプ電流）がほぼ
一定となるように動作条件を設定しているが、複数種類
の放電灯Ｌａに対応可能とするための別の要件であって
放電灯Ｌａの寿命に大きな影響を与えるフィラメントの
予熱条件については開示されておらず、放電灯Ｌａのフ
ィラメントの非電源側に接続した共振用のコンデンサＣ
２に共振電流を流すことでフィラメントを予熱すること
のみが記載されているに過ぎない。

【００３０】一般に放電灯点灯装置における予熱制御と
しては、電源投入直後の所定時間は放電灯が始動しない
程度の低電圧を放電灯に印加してフィラメントを予熱し
た後に放電灯に高電圧を印可して始動させる技術が先行
予熱制御として採用されている。先行予熱制御ではフィ
ラメントの予熱中における熱電子放出のための最小予熱
電流および放電灯をコールドスタートしないための印加
電圧がＩＥＣ規格やＪＩＳ規格などで規定されており、
これらの値を適切に設定しないと放電灯の寿命を著しく
損なうことがある。すなわち、予熱条件は放電灯Ｌａの
寿命に大きな影響を与える。

【００３１】図１８、図１９に示した放電灯点灯装置で
は、共振用のコンデンサＣ２に流れる電流で放電灯Ｌａ
のフィラメントを予熱するものであるから、放電灯Ｌａ
への印加電圧をＶｌａとし、インバータ回路の動作周波
数をｆｉｎｖとすれば、フィラメントを流れる予熱電流
Ｉｆは、次式で近似することができる。Ｉｆ＝２π・ｆｉｎｖ・Ｃ２・Ｖｌａ一方、図１８に示した放電灯点灯装置において直流電源
回路２の出力電圧を高く設定しながらも放電灯Ｌａに流
れるランプ電流を定格ランプ電流に保つには、共振回路
のインダクタＬ２のインダクタンスを大きくする必要が
ある。ところで、無負荷での共振周波数ｆ０は、ｆ０＝１／｛２π（Ｌ２・Ｃ２）^1/2｝であるから、インダクタＬ２のインダクタンスが大きい
ほど共振周波数ｆ０は低くなる。つまり、直流電源回路
２の出力電圧を高くしながらも、放電灯Ｌａへの印加電
圧Ｖｌａを定格ランプ電圧に保つには、インバータ回路
の動作周波数ｆｉｎｖを引き下げる必要があり、結果的
に予熱電流Ｉｆは小さくなる。

【００３２】以上のことから明らかなように、図１８に
示した放電灯点灯装置のように、直流電源回路２の出力
電圧ＶＤＣと定格ランプ電圧ＶＬａが高い放電灯Ｌａと
の関係をＶＤＣ≧２^1/2ＶＬａと設定するだけでは予熱
には不十分なことがあるから放電灯Ｌａの寿命を著しく
損なう可能性がある。

【００３３】また、放電灯Ｌａの点灯時におけるインバ
ータ回路の動作周波数ｆｉｎｖと無負荷時の共振周波数
とをほぼ等しくするには、無負荷時の共振周波数を決定
するインダクタおよびコンデンサの値を、上述した周波
数の関係を満足しながらも放電灯Ｌａの点灯時に所定の
ランプ電流が供給できるように設定しなければならず、
その上、放電灯Ｌａの寿命が短くならないように共振用
のコンデンサの値を設定しなければならない。すなわ
ち、図１９に示した放電灯点灯装置においても、予熱電
流は平滑用のコンデンサＣ３の両端電圧に大きく依存す
ることは明らかであり、予熱電流を適正値として放電灯
の寿命の短命化を防止するには、コンデンサＣ３の両端
電圧と共振回路との関係を考慮することが必要である。

【００３４】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、電圧の異なる交流電源に対応可能で
あって電圧が低い場合にも電圧が高い場合に比較して効
率が低下することがない放電灯点灯装置を提供すること
にあり、別の目的は、放電灯の定格ランプ電力が異なっ
ていても適正な条件で予熱することができる放電灯点灯
装置を提供することにある。

【００３５】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源を整流する整流器と、整流器の出力電圧を電圧変換
した直流電圧を出力する直流電源回路と、直流電源回路
の直流出力を高周波電力に電力変換するインバータ回路
と、インバータ回路からの高周波電力を共振回路を介し
て放電灯に供給する負荷回路と、交流電源の電圧の代表
値を判別する判別回路とを備え、直流電源回路が判別回
路により検出された交流電源の電圧の代表値に応じて出
力電圧を制御し、かつ交流電源の電圧の代表値にかかわ
らず放電灯に流れる電流を所定範囲内に制御するもので
ある。

【００３６】請求項２の発明は、交流電源を整流する整
流器と、整流器の出力電圧を電圧変換した直流電圧を出
力する直流電源回路と、直流電源回路の直流出力を高周
波電力に電力変換するインバータ回路と、インバータ回
路からの高周波電力を共振回路を介して放電灯に供給す
る負荷回路と、交流電源の電圧の代表値を判別する判別
回路とを備え、交流電源の電圧の代表値にかかわらず放
電灯に流れる電流が所定範囲内となるように、判別回路
により検出される交流電源の電圧の代表値が低いほど高
い場合よりも直流電源回路の出力電圧を低電圧に制御し
かつインバータ回路の出力周波数を低周波数に制御する
ものである。

【００３７】請求項３の発明は、請求項１または請求項
２の発明において、前記判別回路では、前記交流電源の
電圧の代表値としての実効値が２００〜２７７Ｖの範囲
である電圧と１００〜１２０Ｖの範囲である電圧とを判
別することを特徴とする。

【００３８】請求項４の発明は、請求項１ないし請求項
３の発明において、前記放電灯がフィラメントを有する
蛍光ランプであって、定格ランプ電流が互いに近い所定
範囲内でありかつ定格ランプ電力の異なる複数種類の蛍
光ランプから任意に選択される蛍光ランプが適合するこ
とを特徴とする。

【００３９】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、前記共振回路が前記放電灯の両フィラメントの非電
源側端間に接続されたコンデンサを含み、前記直流電源
回路と前記インバータ回路とは電源投入後から放電灯が
始動するまでの期間に前記コンデンサを通過する予熱電
流を流してフィラメントを予熱する機能を有し、前記イ
ンバータ回路の出力周波数が共振回路の無負荷時の共振
周波数の近傍の一定周波数に設定され、前記直流電源回
路の出力電圧が３２０〜４４０Ｖの範囲の一定電圧に設
定されていることを特徴とする。

【００４０】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、前記蛍光ランプとして、点灯時においてインピーダ
ンスが１００〜５００Ωであって、点灯時において蛍光
ランプに流れる電流が３００±１０ｍＡであるものを用
いることを特徴とする。

【００４１】請求項７の発明は、請求項５または請求項
６の発明において、前記共振回路の無負荷時の共振周波
数が７５ｋＨｚ以上に設定されていることを特徴とす
る。

【００４２】請求項８の発明は、請求項５ないし請求項
７の発明において、前記インバータ回路の出力周波数が
８０ｋＨｚ以上に設定されていることを特徴とする。

【００４３】請求項９の発明は、請求項５ないし請求項
８の発明において、前記直流電源回路の出力電圧が４０
０±１０Ｖに設定されていることを特徴とする。

【００４４】請求項１０の発明は、請求項５ないし請求
項９の発明において、前記共振回路が前記インバータ回
路と前記蛍光ランプとの間に挿入された１．２ｍＨ付近
のインダクタを備え、前記コンデンサが３．０ｎＦ付近
であることを特徴とする。

【００４５】なお、交流電源の電圧の代表値とは、交流
電源の電圧の瞬時値ではなく実効値、平均値、振幅（ピ
ーク値）などを意味する。以下に説明する実施の形態で
は交流電源の電圧の実効値を意味しており、とくにこと
わりがなければ、「交流電源の電圧」は「交流電源の電
圧の実効値」を意味する。

【００４６】

【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）本実施形態
は、基本的には図１に示すように構成されたものであっ
て、交流電源ＡＣを整流器１により全波整流し、整流器
１から出力される脈流電圧を直流電源回路２により電圧
変換した後、直流電源回路２から出力される直流電圧を
インバータ回路３によって高周波電力に電力変換し、イ
ンバータ回路３から出力される高周波電力を放電灯Ｌａ
を含む負荷回路４に供給して放電灯Ｌａを高周波で点灯
させるように構成されている。直流電源回路２はチョッ
パ回路であって主回路２ａおよび主回路２ａに含まれる
スイッチング素子Ｑ３のオンオフを制御するチョッパ制
御部２ｂを備える。また、インバータ回路３は直列接続
された２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を主回路３ａ
に備え、主回路３ａのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオ
ンオフをインバータ制御部３ｂにより制御するように構
成されている。さらに、負荷回路４は、インバータ回路
３の主回路３ａにカプリング用のコンデンサＣ１を介し
て接続されたインダクタＬ２とコンデンサＣ２とからな
る共振回路と、コンデンサＣ２の両端電圧が印加される
放電灯Ｌａとにより構成される。放電灯Ｌａとしてはフ
ィラメントを備える蛍光ランプを想定するが、本実施形
態では冷陰極管を用いることも可能である。コンデンサ
Ｃ２は放電灯Ｌａの両フィラメントの非電源側端間また
は電源側端間に接続される。ここにおいて、本実施形態
では、整流器１の出力電圧を検出することによって交流
電源ＡＣの電圧を複数段階（２段階）に判別する判別回
路５を備え、判別した段階に応じてチョッパ制御部２ｂ
およびインバータ制御部３ｂを制御する点が特徴になっ
ている。したがって、以下では判別回路５の判別結果に
応じたチョッパ制御部２ｂおよびインバータ制御部３ｂ
の制御を中心として説明する。

【００４７】本実施形態は具体的には図２に示す構成を
採用している。すなわち、整流器１、直流電源回路２、
インバータ回路３、負荷回路４は、図１８に示した従来
構成と同様の構成であって、同機能を有する構成につい
ては同符号を付してある。本実施形態と図１８に示した
従来の放電灯点灯装置との主な相違点は、判別回路５を
設けている点であって、判別回路５は整流器１の出力端
間に接続された２個の抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路からな
る検出部５ａと、検出部５ａにおける抵抗Ｒ１，Ｒ２の
接続点の電圧に基づいてチョッパ制御部２ｂおよびイン
バータ制御部３ｂに指示を与える切換部５ｂとにより構
成される。また、本実施形態では直流電源回路２の出力
端間（つまり、平滑用のコンデンサＣ３の両端間）に２
個の抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路を接続してあり、両抵抗
Ｒ３，Ｒ４により直流電源回路２の出力電圧を分圧して
チョッパ制御部２ｂに与えることにより、直流電源回路
２の出力電圧が所望の定電圧に保たれるようにスイッチ
ング素子Ｑ３のオンオフのタイミング（実際にはオンデ
ューティ）を制御する。図１８に示した従来構成では、
負荷回路４をハイサイドのスイッチング素子Ｑ１の両端
間に接続しているが、本実施形態ではローサイドのスイ
ッチング素子Ｑ２の両端間に接続してある。ただし、こ
の点に関してはどちらの構成を採用してもよい。

【００４８】次に、切換部５ｂの動作について説明す
る。切換部５ｂは、コンパレータのように入力された電
圧の範囲を判別する機能を有し、整流器１の出力電圧
（つまり、交流電源ＡＣの電圧）を２段階に判別する。
ここに、切換部５ｂは整流器１の出力電圧の瞬時値を判
別するのではなく、交流電源ＡＣの電圧の実効値に相当
する値を判別する。したがって、切換部５ｂには入力電
圧を平均化する積分回路のような適宜の手段が含まれ
る。いま、交流電源ＡＣの電圧値として１００Ｖと２０
０Ｖとが選択可能であるものとし、交流電源ＡＣの電圧
が２００Ｖであるときに切換部５ｂからＨレベルの信号
が出力され、１００Ｖであるときに切換部５ｂからＬレ
ベルの信号が出力されるものとする。このような関係で
あれば、交流電源ＡＣの電圧が２００Ｖであるときの抵
抗Ｒ２の両端電圧の平均値をＶ１とすれば、交流電源Ａ
Ｃの電圧が１００Ｖであるときの抵抗Ｒ２の両端電圧の
平均値はＶ１／２になるから、切換部５ｂにおいてＶ１
／２＜Ｖｔｈ＜Ｖ１となるように閾値Ｖｔｈを設定し、
この閾値Ｖｔｈを用いて抵抗Ｒ２の両端電圧の平均値を
２値化すれば交流電源ＡＣの電圧が１００Ｖのときに切
換部５ｂからＬレベルの信号を出力し、２００Ｖのとき
にＨレベルの信号を出力することができる。

【００４９】チョッパ制御部２ｂでは切換部５ｂにより
判別された交流電源ＡＣの電圧に応じて直流電源回路２
の出力電圧の目標値を切り換え、インバータ制御部３ｂ
では切換部５ｂにより判別された交流電源ＡＣの電圧に
応じてインバータ回路３の動作周波数を切り換える。い
ま、切換部５ｂにおいて交流電源ＡＣの電圧の１５０Ｖ
付近を境界としてチョッパ制御部２ｂにより直流電源回
路２の出力電圧を切り換えるとともに、インバータ制御
部３ｂによりインバータ回路３の動作周波数を切り換え
るものとする。この場合には、直流電源回路２の出力電
圧は図３（ａ）のように交流電源ＡＣの電圧が境界とな
る電圧より高い範囲では低い範囲よりも高く設定する。
つまり、交流電源ＡＣの電圧が２００Ｖのときの直流電
源回路２の出力電圧をＶＤＣ１とし、１００Ｖのときの
直流電源回路２の出力電圧をＶＤＣ２とすれば、ＶＤＣ
１＞ＶＤＣ２となるようにチョッパ制御部２ｂに指示を
与える。また、インバータ回路３の動作周波数は図３
（ｂ）のように交流電源ＡＣの電圧が境界となる電圧よ
り高い範囲では低い範囲よりも高く設定する。つまり、
交流電源ＡＣの電圧が２００Ｖのときのインバータ回路
３の動作周波数をｆ１とし、１００Ｖのときのインバー
タ回路３の動作周波数をｆ２とすれば、ｆ１＞ｆ２とな
るようにインバータ制御部３ｂに指示を与える。ここ
で、直流電源回路２の出力電圧ＶＤＣ１，ＶＤＣ２およ
びインバータ回路３の動作周波数ｆ１，ｆ２を適宜に設
定しておけば、図３（ｃ）のように放電灯Ｌａのランプ
電流をほぼ一定値Ｉｌａに保つことが可能になる。つま
り、交流電源ＡＣの電圧が変化しても放電灯Ｌａに流す
ランプ電流を変化させないように制御することが可能に
なる。

【００５０】このような動作が可能である理由を説明す
る。直流電源回路２の出力電圧が異なれば、インバータ
回路３の動作周波数に対する放電灯Ｌａのランプ電流の
関係も変化することは自明である。つまり、インバータ
回路３の動作周波数を変化させないとすればインバータ
回路３への入力電圧が上昇すればランプ電流も増加す
る。いま、交流電源ＡＣの電圧が２００Ｖであって直流
電源回路２の出力電圧がＶＤＣ１であるときにランプ電
流が図４の実線のようになるとすれば、交流電源ＡＣの
電圧が１００Ｖであって直流電源回路２の出力電圧がＶ
ＤＣ２であるときにはランプ電流は図４の破線のように
実線よりも小さくなる。ここで、破線は実線とほぼ同形
であって実線を下方に偏移させた形になっているから、
交流電源ＡＣの電圧が２００Ｖであるときのインバータ
回路３の動作周波数ｆ１を交流電源ＡＣの電圧が１００
Ｖであるときにも適用したとすると、ランプ電流はＩｌ
ａ１（点Ａ）からＩｌａ２（Ｉｌａ１＞Ｉｌａ２）に低
下し（点Ｂ）、ランプ電流が変化することになる。

【００５１】本実施形態は、交流電源ＡＣの電圧が変化
してもランプ電流を変化させないように制御することが
目的であるから、このような制御では目的が達成できな
いことになる。そこで、インバータ回路３の動作周波数
を交流電源ＡＣの電圧が２００Ｖであるときの動作周波
数ｆ１から引き下げ、図４の破線の上でランプ電流がＩ
ｌａ１になるようにインバータ回路３の動作周波数をｆ
２に決定している（点Ｃ）。つまり、直流電源回路２の
出力電圧をＶＤＣ２に引き下げ、直流電源回路２の出力
電圧をＶＤＣ２に引き下げたときには、インバータ回路
３の動作周波数も引き下げることによって図３（ｃ）に
ようにランプ電流を一定に保つことが可能になるのであ
る。このように交流電源ＡＣの電圧の変化にかかわらず
ランプ電流を一定にすることによって、交流電源ＡＣの
電圧の変化に対する放電灯Ｌａの光出力の変化を防止す
ることができる。すなわち、交流電源ＡＣの電圧が低い
ときには直流電源回路２の出力電圧を引き下げるととも
に、インバータ回路３の動作周波数を引き下げることに
よって、交流電源ＡＣの電圧の変化にかかわらず放電灯
Ｌａのランプ電流をほぼ一定に保つのである。

【００５２】以上説明したように、交流電源ＡＣの電圧
が低いときには直流電源回路２の出力電圧を低下させる
ことによって、直流電源回路２を構成するスイッチング
素子Ｑ３における損失を低減することができる。また、
交流電源ＡＣの電圧が低いときにはインバータ回路３の
動作周波数を引き下げることによって、共振用のコンデ
ンサＣ２に流れる電流を減少させることができる。ここ
で、放電灯Ｌａに印加する電圧をＶｌａ、インバータ回
路３の動作周波数をｆｉｎｖとすれば、コンデンサＣ２
に流れる電流ＩＣ２は、ＩＣ２＝２π・ｆｉｎｖ・Ｃ２・Ｖｌａであって、動作周波数ｆｉｎｖが低下すれば、コンデン
サＣ２に流れる電流も減少する。つまり、コンデンサＣ
２とインダクタＬ２とにより構成される共振回路に流れ
る共振電流も減少するから、インバータ回路３のスイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２での損失、インダクタＬ２での鉄
損や銅損も低減されることになる。他の構成および動作
は図１８に示した従来構成と同様である。

【００５３】（第２の実施の形態）本実施形態は、図５
に示すように、第１の実施の形態の構成に対してインバ
ータ回路３を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直
列回路の両端間に２個の抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路を判
別回路５の検出部５ｃとして接続し、抵抗Ｒ６の両端電
圧をインバータ制御部３ｂに入力することによって、直
流電源回路２の出力電圧を受けてインバータ回路３の動
作周波数を変化させるようにしたものである。すなわ
ち、第１の実施の形態ではインバータ回路３の動作周波
数を、判別回路５により検出された整流器１の出力電圧
に基づいて切り換えるようにしていたが、本実施形態で
は直流電源回路２の出力電圧に基づいて切り換えるよう
にした点が相違する。ただし、直流電源回路２の出力電
圧は、判別回路５により検出した整流器１の出力電圧に
基づいて切り換えられるのであるから、直流電源回路２
の出力電圧は整流器１の出力電圧と等価であって、本実
施形態の構成でも第１の実施の形態と同様に動作させる
ことが可能になる。なお、図５に示す構成では、判別回
路５の切換部５ｂを省略してチョッパ制御部２ｂおよび
インバータ制御部３ｂにそれぞれ切換部５ｂとしての機
能を付加してある。

【００５４】本実施形態の構成では、直流電源回路２は
整流器１と近接させて設ける必要があるが、インバータ
回路３は整流器１と近接させる必要がないから、直流電
源回路２とインバータ回路３とを別々の場所に配置する
ことが可能になる。他の構成および動作は第１の実施の
形態と同様である。すなわち、交流電源ＡＣの電圧が低
い場合には直流電源回路２の出力電圧を引き下げるとと
もに、インバータ回路３の動作周波数を引き下げること
によって、交流電源ＡＣの電圧の変化にかかわらず放電
灯Ｌａのランプ電流をほぼ一定に保つのである。

【００５５】（第３の実施の形態）本実施形態は、図６
に示すように、第１の実施の形態とは判別回路５の構成
を変更したものである。すなわち、第１の実施の形態で
は判別回路５の検出部５ａとして２個の抵抗Ｒ１，Ｒ２
の直列回路を用いていたのに対して、本実施形態では直
流電源回路２に含まれるインダクタＬ３に２次巻線を設
け、２次巻線の出力を検出部５ａで分圧するとともに整
流し、切換部５ｂに与えている点が相違する。この構成
では、インダクタＬ３の２次巻線に誘起される電圧は図
７に示すように整流器１の出力電圧に比例した波形の包
絡線を持つことになる。つまり、直流電源回路２の出力
電圧が等しいとすれば図７（ａ）（ｂ）のように包絡線
の下限値は等しく、整流器１の出力電圧のピーク値が大
きいときには図７（ａ）のように包絡線のピーク値も大
きくなり、整流器１の出力電圧のピーク値が小さいとき
には図７（ｂ）のように包絡線のピーク値も小さくな
る。また、整流器１の出力電圧のピーク値が等しく直流
電源回路２の出力電圧が異なるときには図７（ｂ）
（ｃ）のように包絡線の下限値とピーク値との差は等し
くなり、出力電圧が高いときには図７（ｂ）のように振
幅が大きくなり、出力電圧が低いときには図７（ｃ）の
ように振幅が小さくなる。

【００５６】上述の関係を用いると、インダクタＬ３の
２次巻線に誘起される電圧によって交流電源ＡＣの電圧
を知ることが可能であるから、第１の実施の形態と同様
に、交流電源ＡＣの電圧に応じて直流電源回路２の出力
電圧を制御し、またインバータ回路３の動作周波数を制
御することが可能になる。ここに、直流電源回路２の出
力電圧およびインバータ回路の動作周波数３と、交流電
源ＡＣの電圧との関係は第１の実施の形態と同様であっ
て、交流電源ＡＣの電圧にかかわらず放電灯Ｌａのラン
プ電流をほぼ一定に保つことができる。他の構成および
動作は第１の実施の形態と同様である。

【００５７】ところで、上述した各実施形態では、日本
国内での使用を想定して交流電源ＡＣの電圧を商用電源
の電圧である１００Ｖと２００Ｖとの２段階で説明した
が、海外においては商用電源の電圧として１２０Ｖ、２
３０Ｖ、２７７Ｖなども使用されている。したがって、
海外向けの仕様も満足させるには、判別回路５において
海外での電圧にも対応させることが望ましい。そこで、
交流電源ＡＣの電圧を高低２段階に判別するようにし、
高い方の範囲には２００Ｖ、２３０Ｖ、２７７Ｖを含む
ようにし、低い方の範囲には１００Ｖ、１２０Ｖを含む
ように判別回路５を構成する。すなわち、図８に示すよ
うに、切換部５ｂでは１２０Ｖと２００Ｖとの間に閾値
Ｖｔｈを設定すればよく、直流電源回路２の出力電圧
は、交流電源ＡＣの電圧の高い方の範囲と低い方の範囲
とのそれぞれについて、もっとも高い電圧のピーク値以
上に設定すればよい。すなわち、ＶＤＣ１＞３９２Ｖ
（＝２ ^1/2×２７７Ｖ）、ＶＤＣ２＞１７０Ｖ（＝２^1/2
×１２０Ｖ）に設定する。

【００５８】（第４の実施の形態）本実施形態は、図９
に示すように、図２に示した第１の実施の形態の構成に
おいて負荷回路４に含まれるインダクタＬ２の２次巻線
として２個の予熱巻線を設け、各予熱巻線を放電灯Ｌａ
の各フィラメントにそれぞれ接続したものである。すな
わち、インダクタＬ２に設けた予熱巻線においてａ〜ｄ
の符号を付した各端子は、放電灯Ｌａにおけるａ〜ｄの
符号を付した各端子にそれぞれ接続されることを意味す
る。また、本実施形態では定格光出力（定格の全光束）
を得るのに必要な定格ランプ電流がほぼ等しく（定格ラ
ンプ電流が所定範囲内）であって、定格ランプ電力が異
なる複数種類の放電灯Ｌａに適合可能になっている。つ
まり、本実施形態では放電灯Ｌａの種類が異なっていて
も放電灯Ｌａに供給する電流をほぼ等しくなるように制
御する。

【００５９】このような制御を可能とするための条件に
ついて説明する。まず、放電灯Ｌａのインピーダンスを
放電灯Ｌａの点灯時におけるランプ電圧とランプ電流と
によって定義し、インピーダンス＝ランプ電圧／ランプ
電流とする。また、本実施形態において対象とする放電
灯Ｌａは、定格ランプ電流が３００ｍＡ前後（１０％程
度は誤差を含む）とし、インピーダンスは１００〜５０
０Ωの範囲で変化するものとする。つまり、放電灯Ｌａ
のインピーダンスが異なることは放電灯Ｌａの定格ラン
プ電力が異なることに相当する。インバータ回路３の動
作周波数が変化したときのランプ電流の変化を、図１０
に示す等価回路によって評価した結果を図１１に示す。
図１０はインバータ回路３に代えて出力周波数が可変で
ある高周波電源Ｖｓを用い、放電灯Ｌａに代えて抵抗Ｒ
０を用いている。つまり、抵抗Ｒ０は放電灯Ｌａのイン
ピーダンスを表す。また、インダクタＬ２は１．２ｍ
Ｈ、コンデンサＣ２は３．９ｎＦとした。また、高周波
電源Ｖｓの出力電圧を高低２段階に切り換えるように
し、高い方の電圧をＶｓ１とするとき、低い方の電圧Ｖ
ｓ２は、Ｖｓ２＝Ｖｓ１／１．２となるように設定し
た。

【００６０】図１１において、Ｚ１，Ｚ２は電圧がＶｓ
１であって、Ｚ１は抵抗Ｒ０が１００Ωの場合、Ｚ２は
抵抗Ｒ０が５００Ωの場合を示す。また、Ｚ３，Ｚ４は
電圧がＶｓ２であって、Ｚ３はテイクＲ０が１００Ωの
場合、Ｚ４は抵抗Ｒ０が５００Ωの場合を示す。図１１
から明らかなように、高周波電源Ｖｓの出力周波数が所
定の範囲（図示例ではｆａ〜ｆｂの範囲）では、インピ
ーダンス（抵抗Ｒ０）の相違によってはランプ電流にほ
とんど差がなく（実際には１０ｍＡ以下）、実用上では
変化していないとみなすことができる。また、第１の実
施の形態において説明したように、直流電源回路２の出
力によらず（つまり、高周波電源Ｖｓの出力電圧によら
ず）ランプ電流をほぼ一定に保つように、直流電源回路
２の出力電圧に応じてインバータ回路３の動作周波数
（つまり、高周波電源Ｖｓの出力周波数）を変化させる
ものとし、この条件に従って高周波電源Ｖｓの出力電圧
が高い方（＝Ｖｓ１）であるときには出力周波数を８２
ｋＨｚとし、高周波電源Ｖｓの出力電圧が低い方（＝Ｖ
ｓ２）であるときには出力周波数を６９ｋＨｚに設定す
るものとする。このような条件下で抵抗Ｒ０が１００Ω
の場合と５００Ωとの場合についてランプ電流を測定し
た結果を表２に示す。

【００６１】

【表２】

【００６２】表２によって明らかなように、高周波電源
Ｖｓの電圧にかかわらずランプ電流を３００ｍＡ程度に
保ち、しかも放電灯Ｌａのインピーダンスが変化しても
ランプ電流の変化を数ｍＡの範囲内に保つことが可能に
なる。言い換えると、直流電源回路２の出力電圧を変化
させるとともに、インバータ回路３の動作周波数を変化
させることによって、定格ランプ電流がほぼ等しく定格
ランプ電力が異なる複数種類の放電灯Ｌａを適合させる
ことが可能になる。他の構成および動作は第１の実施の
形態と同様である。

【００６３】（第５の実施の形態）本実施形態は、図１
２に示すように、図２に示した第１の実施の形態の構成
に対してタイマ回路６を付加した点が異なる。タイマ回
路６はチョッパ制御部２ｂおよびインバータ制御部３ｂ
を、電源投入直後からの所定時間に以後の動作と異なら
せて放電灯Ｌａの先行予熱制御を行うために設けられて
いる。また、共振用のコンデンサＣ２は放電灯Ｌａのフ
ィラメントの非電源側端間に接続してある。ここに、本
実施形態では直流電源回路２の出力電圧が３２０〜４４
０Ｖの範囲で変化するものとする。また、放電灯Ｌａに
は、コンパクト形Ｈ形ランプ（高周波点灯専用６本管
形）として知られているＦＨＴ２４、ＦＨＴ３２、ＦＨ
Ｔ４２を用いる。つまり、定格ランプ電力が２４Ｗ、３
２Ｗ、４２Ｗの３種類の蛍光ランプを適合させるものと
する。

【００６４】本実施形態のように、電源投入直後から所
定時間は放電灯Ｌａに印加する電圧を放電が開始されな
い程度の低電圧に設定してフィラメントの予熱を行う先
行予熱制御での条件はＩＥＣ規格によって以下のように
規定されている。放電灯Ｌａの印加電圧＜２４０Ｖ電子放出のための予熱電流＞｛（０．１３０／ｔｅ）＋
０．２５０²｝^0.50 ただし、定数はコンパクト形Ｈ形ランプに対応するよう
に設定してあり、ｔｅは先行予熱の時間である。先行予
熱の時間ｔｅは一般には１秒前後に設定されることが多
いが、タイマ回路６を構成する部品のばらつき（公差）
を考慮し設計値として０．８秒を選択すると、上式から
０．４７４Ａより大きい予熱電流が必要であることがわ
かる。また、予熱中における放電灯Ｌａへの印加電圧は
２４０Ｖより低い値に設定することが必要である。

【００６５】このような条件の下に、本実施形態では、
図１３（ａ）に示すように、時刻ｔ０における電源投入
から時刻ｔ２までの所定時間には、直流電源回路２の出
力電圧を、交流電源ＡＣの電圧が高い方であるときの電
圧（＝ＶＤＣ１）に設定し、時刻ｔ２以降は交流電源Ａ
Ｃの電圧に応じた電圧に設定するようにしてある。ここ
で、放電灯Ｌａに印加される電圧は、共振回路を構成す
るコンデンサＣ２およびインダクタＬ２とインバータ回
路３の動作周波数とにより決定され、コンデンサＣ２お
よびインダクタＬ２は定数であるから、インバータ回路
３の動作周波数を調節することによって、印加電圧の条
件が満たされるようにしてある。つまり、インバータ回
路３の動作周波数の調節によって図１３（ｂ）のように
放電灯Ｌａへの印加電圧を調節し、時刻ｔ０における電
源投入から時刻ｔ１における始動電圧の印加までの期間
には放電灯Ｌａが点灯しない程度の電圧（２４０Ｖより
も低い電圧）が放電灯Ｌａに印加されるようにしてあ
る。時刻ｔ１においては、インバータ回路３の動作周波
数を変更して放電灯Ｌａが始動する電圧を印加する。放
電灯Ｌａの点灯後には放電灯Ｌａの両端電圧は低下し、
図１３（ｃ）のように放電灯Ｌａにランプ電流が流れ
る。上述した時刻ｔ１，ｔ２における動作の切換はタイ
マ回路６により制御される。

【００６６】次に、本実施形態において直流電源回路２
の出力電圧を３２０〜４４０Ｖに設定していることにつ
いて考察する。ここでは、直流電源回路２の出力電圧に
ついて評価するために、図１４に示す等価回路を想定す
る。つまり、図１４では直流電源回路２に代えて直流電
源ＶＤＣを用い、放電灯Ｌａの点灯時のインピーダンス
を抵抗Ｒ０で表し、フィラメントの抵抗をＲｆ１，Ｒｆ
２で表している。ここに、抵抗Ｒ０は１００〜５００Ω
の範囲で変化し、Ｒｆ１＝Ｒｆ２＝１０Ωとする。ま
た、抵抗Ｒ０に流れる電流は３００ｍＡに設定し（つま
り、定格ランプ電流が３００ｍＡ前後であり）、抵抗Ｒ
０の変化範囲において放電灯Ｌａへの供給電流の変化幅
は１０ｍＡ以内になるように制御するものとする（つま
り、３００±１０ｍＡ）。また、インバータ回路３の動
作周波数はインダクタＬ２とコンデンサＣ２とからなる
共振回路の共振周波数付近（つまり、無負荷時の共振周
波数付近）とし、放電灯Ｌａの点灯時におけるインバー
タ回路３の動作周波数を５０ｋＨｚに設定しているもの
とする。具体的には、インダクタＬ２を２．１０ｍＨ、
コンデンサＣ２を３ｎＦに設定することにより、無負荷
時の共振周波数を４９ｋＨｚに設定してある。

【００６７】ところで、定格ランプ電力の異なる複数種
類の放電灯Ｌａを支障なく点灯させるには、直流電源回
路２の出力電圧と共振回路を構成するコンデンサＣ２の
容量との関係を適正に設定することが必要である。そこ
で、上述した条件下で両者の関係について放電灯Ｌａを
支障なく点灯させることができる条件を求めると、図１
５に斜線部として示す範囲になる。図では直流電源回路
２の出力電圧が３２０Ｖ以上であれば、ランプ電流をほ
とんど変化させることなく定格ランプ電力の異なる複数
種類の放電灯Ｌａを支障なく点灯させることが可能であ
ることを示している。

【００６８】一方、上述した先行予熱制御における条件
（予熱時間が０．８秒、予熱電流が０．４７４Ａを越え
る）を満たすのは、図１５における直線Ｂより上側の領
域であり、直線Ｂより上側の領域に斜線部の領域が含ま
れるには、直流電源回路２の出力電圧は４４０Ｖ以下で
あることが必要になる。

【００６９】以上の条件により本実施形態では直流電源
回路２の出力電圧は３２０〜４４０Ｖに設定しているの
であって、具体的には交流電源ＡＣの電圧が高い方であ
るときには直流電源回路２の出力電圧を４３０Ｖに設定
し、低い方であるときには４００Ｖに設定している。

【００７０】ここにおいて、定格ランプ電力が異なる複
数種類の放電灯Ｌａについてランプ電流の変化を少なく
するには、図１８に示した従来構成において説明したよ
うに、直流電源回路２の出力電圧を対象となる放電灯Ｌ
ａのうち定格ランプ電圧Ｖｌａのもっとも高い放電灯Ｌ
ａのランプ電圧Ｖｌａのピーク値以上に設定することが
必要である。本実施形態において対象とする放電灯Ｌａ
では、インピーダンスが５００Ωである放電灯Ｌａの定
格ランプ電圧がもっとも高く、５００Ω×３００ｍＡ＝
１５０Ｖになるから、直流電源回路２の出力電圧を１５
０×２^1/2≒２１２Ｖであり、本実施形態では直流電源
回路２の出力電圧の下限値を３２０Ｖに設定しているか
ら、図１８に示した従来構成において検討したランプ電
流の変化を少なくするための条件を満たしていると言え
る。しかも、本実施形態は図１８に示した従来構成にお
ける最低条件よりも直流電源回路２の出力電圧を大幅に
高く設定しているから、放電灯Ｌａの種類を判別する手
段や点灯特性を補正する手段などが不要であり、簡単な
構成ながらも定格ランプ電力の異なる複数種類の放電灯
Ｌａに対してほぼ等しいランプ電流を流すことが可能に
なる。

【００７１】また、直流電源回路２の出力電圧の上限値
は４４０Ｖに設定されており、この電圧は予熱条件によ
って設定されているから、放電灯Ｌａを適正に予熱する
ことができ、放電灯Ｌａの寿命を短命化することがな
い。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様であ
る。

【００７２】（第６の実施の形態）第５の実施の形態で
はインバータ回路３の動作周波数を５０ｋＨｚに設定し
たのに対して、本実施形態はインバータ回路３の動作周
波数を８２ｋＨｚに設定した例を示す。この場合、第５
の実施の形態において対象とした放電灯Ｌａを適合させ
るには、直流電源回路２の出力電圧とコンデンサＣ２の
容量との関係を図１６に示す斜線部の領域内に設定する
ことが必要になる。つまり、直流電源回路２の出力電圧
を３２０Ｖ以上とすればよいことがわかる。

【００７３】一方、上述した放電灯Ｌａの先行予熱の条
件を満たすには図１６に示す直線Ｄの上側の領域である
ことが必要であって、本実施形態においても直流電源回
路２の出力電圧は４４０Ｖ以下にすることが必要であ
る。すなわち、本実施形態においても直流電源回路２の
出力電圧は３２０〜４４０Ｖに設定することが要求され
る。

【００７４】また、本実施形態ではインダクタＬ２を
１．２ｍＨ、コンデンサＣ２を３ｎＦに設定することに
より、無負荷時の共振周波数を８０ｋＨｚに設定してあ
る。なお、この値は一例であって無負荷時の共振周波数
は７５ｋＨｚ以上に設定し、インバータ回路３の動作周
波数は８０ｋＨｚ以上に設定すればよい。

【００７５】ところで、交流電源ＡＣの電圧が高い方で
あるときの直流電源回路２の出力電圧を約４００Ｖに設
定しておけば、日本国内の特殊電圧、欧州や東南アジア
地域の商用電源の電圧などに用いられている２２０〜２
４０Ｖの交流電源ＡＣに対しても使用が可能になる。つ
まり、交流電源ＡＣの電圧を２４０Ｖとして±１０％程
度の変動を含むとしても、２４０Ｖ×１．１×２^1/2≒
３７３Ｖ＜４００Ｖになる。また、直流電源回路２の出
力端間には平滑用のコンデンサＣ３が用いられており、
コンデンサＣ３には電解コンデンサを用いることが多
い。現状では高耐圧の電解コンデンサとして耐圧が４５
０Ｖのものがあるが、仮に直流電源回路２の出力電圧を
４４０Ｖとすれば、４４０Ｖ／４５０Ｖ＝９８％になっ
て余裕度が小さく十分な信頼性を確保することができ
ず、放電灯点灯装置の故障や短寿命化につながることに
なる。この問題を回避するためには耐圧が２５０Ｖであ
る２個の電解コンデンサを直列接続して用いることが考
えられるが、部品点数の増加や緒方かにつながるという
不都合がある。これに対して、本実施形態のように直流
電源回路２の出力電圧を４００Ｖに設定するのであれ
ば、耐圧が４５０Ｖである電解コンデンサに対して定格
電圧の９０％以下で使用することになるから、信頼性を
損なうことなく小型の放電灯点灯装置を得ることが可能
になる。要するに、コンデンサＣ３の耐圧と交流電源Ａ
Ｃの電圧との要求を満たすには、４００±１０Ｖに設定
しておけばよいと言える。

【００７６】ここで、共振回路を構成するコンデンサＣ
２を予熱電流の通過用に兼用しているから、先行予熱時
の予熱電流を大きくするように設定すると放電灯Ｌａの
点灯時にもフィラメントに流れる電流が多くなり、熱損
失の増加につながるから好ましくない。そこで、コンデ
ンサＣ２の容量はできるだけ小さく設定することにより
点灯時にフィラメントに流れる電流を抑制することが望
ましい。つまり、図１６における直線Ｄの近傍になるよ
うにコンデンサＣ２の容量を設定することが望ましい。
そこで、直流電源回路２の出力電圧を４００Ｖとし、直
線Ｄより上側の領域でかつ斜線部の領域内であって、し
かも直線Ｄの近傍であるような容量を有するコンデンサ
Ｃ２を市販品の中から選択すると、図１６に点Ｅとして
示した３ｎＦのコンデンサを用いるのが望ましいことに
なる。

【００７７】しかして、上述したように、直流電源回路
２の出力電圧を約４００Ｖに設定し、インダクタＬ２を
１．２ｍＨ、コンデンサＣ３を３ｎＦに設定することに
よって、定格ランプ電力の異なる複数種類の放電灯Ｌａ
を適合させ、かついずれの放電灯Ｌａに対してもほぼ等
しいランプ電流を供給することが可能になる。しかも上
述したように先行予熱の条件を満足することができ、さ
らには放電灯Ｌａの点灯中においてフィラメントに流れ
る電流を抑制することができる。他の構成および動作は
第５の実施の形態と同様である。

【００７８】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を整流する
整流器と、整流器の出力電圧を電圧変換した直流電圧を
出力する直流電源回路と、直流電源回路の直流出力を高
周波電力に電力変換するインバータ回路と、インバータ
回路からの高周波電力を共振回路を介して放電灯に供給
する負荷回路と、交流電源の電圧の代表値を判別する判
別回路とを備え、直流電源回路が判別回路により検出さ
れた交流電源の電圧の代表値に応じて出力電圧を制御
し、かつ交流電源の電圧の代表値にかかわらず放電灯に
流れる電流を所定範囲内に制御するものであり、交流電
源の電圧を判別回路により判別して直流電源回路の出力
電圧を制御するから、対応可能な交流電源の電圧の範囲
が広範囲になり、しかも、入力電圧が低い場合にも効率
を低下させないように制御することが可能になる。

【００７９】請求項２の発明は、交流電源を整流する整
流器と、整流器の出力電圧を電圧変換した直流電圧を出
力する直流電源回路と、直流電源回路の直流出力を高周
波電力に電力変換するインバータ回路と、インバータ回
路からの高周波電力を共振回路を介して放電灯に供給す
る負荷回路と、交流電源の電圧の代表値を判別する判別
回路とを備え、交流電源の電圧の代表値にかかわらず放
電灯に流れる電流が所定範囲内となるように、判別回路
により検出される交流電源の電圧の代表値が低いほど高
い場合よりも直流電源回路の出力電圧を低電圧に制御し
かつインバータ回路の出力周波数を低周波数に制御する
ものであり、交流電源の電圧を判別回路により判別して
直流電源回路の出力電圧を制御するから、対応可能な交
流電源の電圧の範囲が広範囲になり、しかも、入力電圧
が低い場合にも効率を低下させないように制御すること
が可能になる。加えて、インバータ回路の出力周波数を
交流電源の電圧に応じて制御しており、直流電源回路の
出力に応じてインバータ回路の出力周波数も制御するか
ら、交流電源の電圧が異なっていても放電灯に流れる電
流を所定範囲内となるように制御するのが容易になる。

【００８０】請求項３の発明は、請求項１または請求項
２の発明において、前記判別回路では、前記交流電源の
電圧の代表値としての実効値が２００〜２７７Ｖの範囲
である電圧と１００〜１２０Ｖの範囲である電圧とを判
別することを特徴としており、ほとんどの国の商用電源
に対応可能になる。

【００８１】請求項４の発明は、請求項１ないし請求項
３の発明において、前記放電灯がフィラメントを有する
蛍光ランプであって、定格ランプ電流が互いに近い所定
範囲内でありかつ定格ランプ電力の異なる複数種類の蛍
光ランプから任意に選択される蛍光ランプが適合するこ
とを特徴としており、定格ランプ電力が異なる複数種類
の蛍光ランプに対して１種類の放電灯点灯装置で対応す
ることが可能になる。

【００８２】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、前記共振回路が前記放電灯の両フィラメントの非電
源側端間に接続されたコンデンサを含み、前記直流電源
回路と前記インバータ回路とは電源投入後から放電灯が
始動するまでの期間に前記コンデンサを通過する予熱電
流を流してフィラメントを予熱する機能を有し、前記イ
ンバータ回路の出力周波数が共振回路の無負荷時の共振
周波数の近傍の一定周波数に設定され、前記直流電源回
路の出力電圧が３２０〜４４０Ｖの範囲の一定電圧に設
定されていることを特徴としており、直流電源回路の出
力電圧をこの範囲に設定することによって、定格ランプ
電力が異なる複数種類の蛍光ランプに用いながらも予熱
条件を満たすことが可能になり、放電灯の寿命を短寿命
化することなく予熱を適正に行うことが可能になる。

【００８３】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、前記蛍光ランプとして、点灯時においてインピーダ
ンスが１００〜５００Ωであって、点灯時において蛍光
ランプに流れる電流が３００±１０ｍＡであるものを用
いることを特徴としており、定格ランプ電力が異なる複
数種類の蛍光ランプに用いながらも予熱条件を満たすこ
とが可能になり、放電灯の寿命を短寿命化することなく
予熱を適正に行うことが可能になる。

【００８４】請求項７の発明は、請求項５または請求項
６の発明において、前記共振回路の無負荷時の共振周波
数が７５ｋＨｚ以上に設定されていることを特徴として
おり、このような高い周波数を選択することによって、
共振回路に用いる部品を小型化することができ、結果的
に放電灯点灯装置の小型化につながる。

【００８５】請求項８の発明は、請求項５ないし請求項
７の発明において、前記インバータ回路の出力周波数が
８０ｋＨｚ以上に設定されていることを特徴としてお
り、このような高い周波数を選択することによって、イ
ンバータ回路に用いる部品を小型化することができ、結
果的に放電灯点灯装置の小型化につながる。

【００８６】請求項９の発明は、請求項５ないし請求項
８の発明において、前記直流電源回路の出力電圧が４０
０±１０Ｖに設定されていることを特徴としており、比
較的低耐圧である部品を用いて直流電源回路を構成する
ことができ、信頼性が向上するとともに小型部品の使用
が可能になる。

【００８７】請求項１０の発明は、請求項５ないし請求
項９の発明において、前記共振回路が前記インバータ回
路と前記蛍光ランプとの間に挿入された１．２ｍＨ付近
のインダクタを備え、前記コンデンサが３．０ｎＦ付近
であることを特徴としており、放電灯の点灯時において
コンデンサに流れる電流を低減し、結果的に損失を低減
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態を示すブロック図で
ある。

【図２】同上の回路図である。

【図３】同上の動作説明図である。

【図４】同上の動作説明図である。

【図５】本発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図６】本発明の第３の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図７】同上の動作説明図である。

【図８】同上の動作説明図である。

【図９】本発明の第４の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図１０】同上の動作を評価するための等価回路図であ
る。

【図１１】同上の動作説明図である。

【図１２】本発明の第５の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図１３】同上の動作説明図である。

【図１４】同上の動作を評価するための等価回路図であ
る。

【図１５】同上の設計条件を示す図である。

【図１６】本発明の第６の実施の形態における設計条件
を示す図である。

【図１７】従来例を示す回路図である。

【図１８】他の従来例を示す回路図である。

【図１９】さらに他の従来例を示す回路図である。

【図２０】同上の動作説明図である。

【図２１】同上の動作説明図である。

【符号の説明】

１整流器２直流電源回路２ａ主回路２ｂチョッパ制御部３インバータ回路３ａ主回路３ｂインバータ制御部４負荷回路５判別回路ＡＣ交流電源Ｃ２コンデンサＬａ放電灯

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者水川宏光大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者金井教郎大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内Ｆターム(参考） 3K072 AA02 BA03 BC01 CA11 CB08 EA06 GA02 GB12 GC04 HA10

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力電圧を電圧変換した直流電圧を出力する直流電源回
路と、直流電源回路の直流出力を高周波電力に電力変換
するインバータ回路と、インバータ回路からの高周波電
力を共振回路を介して放電灯に供給する負荷回路と、交
流電源の電圧の代表値を判別する判別回路とを備え、直
流電源回路が判別回路により検出された交流電源の電圧
の代表値に応じて出力電圧を制御し、かつ交流電源の電
圧の代表値にかかわらず放電灯に流れる電流を所定範囲
内に制御することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力電圧を電圧変換した直流電圧を出力する直流電源回
路と、直流電源回路の直流出力を高周波電力に電力変換
するインバータ回路と、インバータ回路からの高周波電
力を共振回路を介して放電灯に供給する負荷回路と、交
流電源の電圧の代表値を判別する判別回路とを備え、交
流電源の電圧の代表値にかかわらず放電灯に流れる電流
が所定範囲内となるように、判別回路により検出される
交流電源の電圧の代表値が低いほど高い場合よりも直流
電源回路の出力電圧を低電圧に制御しかつインバータ回
路の出力周波数を低周波数に制御することを特徴とする
放電灯点灯装置。
【請求項３】前記判別回路では、前記交流電源の電圧
の代表値としての実効値が２００〜２７７Ｖの範囲であ
る電圧と１００〜１２０Ｖの範囲である電圧とを判別す
ることを特徴とする請求項１または請求項２記載の放電
灯点灯装置。
【請求項４】前記放電灯がフィラメントを有する蛍光
ランプであって、定格ランプ電流が互いに近い所定範囲
内でありかつ定格ランプ電力の異なる複数種類の蛍光ラ
ンプから任意に選択される蛍光ランプが適合することを
特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記
載の放電灯点灯装置。
【請求項５】前記共振回路が前記放電灯の両フィラメ
ントの非電源側端間に接続されたコンデンサを含み、前
記直流電源回路と前記インバータ回路とは電源投入後か
ら放電灯が始動するまでの期間に前記コンデンサを通過
する予熱電流を流してフィラメントを予熱する機能を有
し、前記インバータ回路の出力周波数が共振回路の無負
荷時の共振周波数の近傍の一定周波数に設定され、前記
直流電源回路の出力電圧が３２０〜４４０Ｖの範囲の一
定電圧に設定されていることを特徴とする請求項４記載
の放電灯点灯装置。
【請求項６】前記蛍光ランプは、点灯時においてイン
ピーダンスが１００〜５００Ωであって、点灯時におい
て蛍光ランプに流れる電流が３００±１０ｍＡであるこ
とを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】前記共振回路の無負荷時の共振周波数が
７５ｋＨｚ以上に設定されていることを特徴とする請求
項５または請求項６に記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】前記インバータ回路の出力周波数が８０
ｋＨｚ以上に設定されていることを特徴とする請求項５
ないし請求項７のいずれか１項に記載の放電灯点灯装
置。
【請求項９】前記直流電源回路の出力電圧が４００±
１０Ｖに設定されていることを特徴とする請求項５ない
し請求項８のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１０】前記共振回路が前記インバータ回路と
前記蛍光ランプとの間に挿入された１．２ｍＨ付近のイ
ンダクタを備え、前記コンデンサが３．０ｎＦ付近であ
ることを特徴とする請求項５ないし請求項９のいずれか
１項に記載の放電灯点灯装置。