JP2005535086A

JP2005535086A - ガス放電ランプのためのドライバ

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Publication number: JP2005535086A
Application number: JP2004525658A
Authority: JP
Inventors: カステレンドルクエイチジェイファン; ウィンストンディーコウウェンベルグ
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2002-07-30
Filing date: 2003-07-10
Publication date: 2005-11-17
Also published as: AU2003247038A1; EP1535497A1; WO2004014111A1; US20050248289A1; CN1672470A

Abstract

ガス放電ランプを駆動するための２段電子安定器（３０１；４０１）が、二つのブリッジ入力端子（２６１；２６２）の間に接続される第一のバッファコンデンサ（２５１）及び第二のバッファコンデンサ（２５２）の直列構成体を有するハーフブリッジ順方向整流（ＨＢＣＦ）段（２５０）と、整流されたＡＣ主電源入力電圧を受けるのに適した少なくとも一つの入力回路（３３０）を有する誘導性エネルギ貯蔵バッファ（３２０；４２０）を有し、前記バッファは少なくとも二つの出力回路（３４０；３５０）を更に有し、前記各々の出力回路は、前記バッファコンデンサ（２５１；２５２）を個別に充電するための前記ハーフブリッジ順方向整流（ＨＢＣＦ）段（２５０）の各々のバッファコンデンサ（２５１；２５２）に結合される二重フライバックコンバータ段（３１０；４１０）とを有する。

Description

本発明は概してガス放電ランプ（ｇａｓｄｉｓｃｈａｒｇｅｌａｍｐ）のためのドライバに関する。より具体的には本発明はメタルハロゲンランプ（ｍｅｔａｌｈａｌｉｄｅｌａｍｐ）のためのドライバに関する。

広く知られているように、ガス放電ランプのためのドライバは、ガス放電ランプに所要の量の電流をもたらすように作用し、それ自体は整流されたＡＣ主電源（ｒｅｃｔｉｆｉｅｄＡＣｍａｉｎｓ）から自身の電力を受ける。よく知られている従来のドライバは３段設計仕様を有する。第一の段は、整流されたＡＣ主電源入力電圧を受けると共にこの入力電圧をより高いＤＣ出力電圧に変換するアップコンバータ（ｕｐ−ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を有する。第二の段は、アップコンバータからＤＣ出力電圧を受け、自身の出力部でより低いＤＣ電圧（ランプ電圧）及び所要のランプ電流をもたらすダウンコンバータを有する。このダウンコンバータは電流源特性を有する。すなわち当該ダウンコンバータはランプ電流をほぼ一定の値に制御する。第三の段は、通常約１００Ｈｚのオーダの周波数でランプ電流の方向を規則的に変化させる整流器（ｃｏｍｍｕｔａｔｏｒ）を有する。すなわち、ランプはほぼ一定の電流の大きさで動作させられるが、ランプ電流は非常に短い期間（整流期間（ｃｏｍｍｕｔａｔｉｎｇｐｅｒｉｏｄ））内で自身の方向を規則的に変化させる。

このような３段電子安定器設計仕様（ｔｈｒｅｅ−ｓｔａｇｅｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｂａｌｌａｓｔｄｅｓｉｇｎ）はよく機能するが、より複雑になると共に比較的高価になるという不利点を有する。より少ないコンポーネントしか有さず、それ故に費用が低減されるという利点を有する代わりの設計仕様は、整流及びランプ電流制御機能が１段に組み合わされる２段設計仕様を有する。このように当該２段電子安定器は、整流されたＡＣ主電源入力電圧を受けると共により高いＤＣ出力電圧をもたらすための第一の段のアップコンバータを有する。第二の段として、この２段電子安定器は、ハーフブリッジ順方向整流段（ＨＢＣＦ（ｈａｌｆ−ｂｒｉｄｇｅｆｏｒｗａｒｄｃｏｍｍｕｔａｔｉｎｇｓｔａｇｅ））を有する。通常当該ＨＢＣＦは三つの分岐（ｂｒａｎｃｈ）を有する。第一の分岐は、第一の段からＤＣ電圧を受ける入力端子の間で直列に接続される二つのスイッチを有する。第二の分岐は、前記二つの入力端子の間で直列に接続される二つのコンデンサを有する。ランプを有する第三の段は、一方で前記二つのスイッチの間のノードと、他方で前記二つのコンデンサの間のノードとの間に接続される。

上記の２段設計仕様は、上記の３段設計仕様に対して不利となる状況がもたらされる。これらの状況は、主にガス放電ランプが非対称な電流動作を示すときにもたらされる。この非対称電流動作はランプ自体の所望されない特性となり得る。この非対称な電流動作の発生可能性（ｃｈａｎｃｅ）は、ランプが自身の動作寿命の終わりに近付くとき特に重要となる。

通常の状況下で電流期間の半分の期間の間に一方向に流れる電流は、第二のランプ期間の半分の期間の間に逆方向にフライング（ｆｌｙｉｎｇ）する電流と正確に同じ大きさを有する一方、更に第一のランプ期間の半分の期間は、第二のランプ期間の半分の期間と正確に同じ継続期間を有する。このような状況において、前記二つのコンデンサの間の前記ノードにおける電圧は入力電圧の半分になるであろう。しかしながら上記の非対称の状況において前記ノードにおける電圧は、前記コンデンサのうちの一方が他方のコンデンサよりも多くの電流を供給することを必要とするという事実のために、入力端子のうちの一つの電圧にシフトされるであろう。

５０％と異なるデューティサイクルでランプを駆動することが所望される状況において同様の問題が発生する。通常、ランプ電流のデューティサイクルは正確に５０％となり、このデューティサイクルは、全ランプ期間で割られるランプ期間の半分の継続期間として規定される。ここでもランプ期間の半分の期間における電流の大きさが他の半分のランプ期間における電流の大きさに等しいが、一方の半分のランプ期間の継続期間が他方の半分のランプ期間の継続期間と異なる場合、前記コンデンサのうちの一方は、他方よりも多くの電流を供給する必要があり、前記二つのコンデンサの間の前記ノードにおける電圧レベルは入力端子のうちの一つの電圧レベルにシフトする。

上記の問題は、当該コンデンサがない従来の３段設計仕様において発生しない。更に５０％と異なるデューティサイクルでランプを駆動することは、ただ整流器スイッチのスイッチングのための適切なタイミングを選択することによって、当該従来の３段設計仕様において比較的容易である。

従って本発明の目的は、２段コンバータの利点が３段コンバータの利点と組み合わされるガス放電ランプのための電子安定器を提供することにある。

更に特定されることに本発明の目的は、比較的少量のコンポーネント、及びそれ故に比較的低い費用を含むように２段設計仕様を有し、第二の段としてハーフブリッジ順方向整流段を有し、非対称な電流に対処することが可能であり、前記二つのコンデンサの間のノードにおける電圧シフトの問題が解消される、ガス放電ランプのための電子安定器を提供することにある。

本発明の重要な態様によれば電子安定器は第一の段として二重フライバックコンバータを有し、各々のフライバックは前記コンデンサのうちの各々一つに結合され、当該二重フライバックコンバータ回路は、各々のコンデンサを他のコンデンサからほぼ独立して充電する力率（パワーファクタ）補正回路（ｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔ）として作用するので、動作中の電圧シフトは回避されるか、又は比較的小さな程度及び許容可能な程度に制限される。

本発明のこれら及び他の態様、特徴、及び利点は、同じ参照番号は同じ又は同様の部分を示す図面を参照して本発明によるドライバの好ましい実施例の以下の記載によって更に説明されるであろう。

図１は、従来の３段設計仕様による代表的な電子安定器１０１を示す。

電子安定器１０１は、第一の段のアップコンバータ１１０、第二の段のダウンコンバータ１２０、及び第三の段の整流器１３０を有する。アップコンバータ段１１０の入力部は、プレコンディショナ（前調整器（ｐｒｅ−ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｅｒ））と、入力部１０２で受けられるＡＣ主電源入力電圧をフィルタリング及び整流するための整流器とを備えていてもよい。当該プレコンディショナは、ある一つの入力端子に直列に接続される第一のインダクタ１０３と、他の入力端子に接続される第二のインダクタ１０４と、前記インダクタ１０３及び１０４の出力端子に並列に接続されるコンデンサ１０５とを有していてもよい。プレコンディショナは、例えばダイオードブリッジのような整流ユニット１０６を更に有していてもよい。このように自身の入力部において、アップコンバータ１１０は整流されたＡＣ主電源電圧を受ける。

電子安定器１０１は、アップコンバータ１１０の一つの入力端子に接続される共通（コモン）レール（ｃｏｍｍｏｎｒａｉｌ）１０７を有し、レール１０７は全三つの段に対して共通であり、この共通レール１０７における電圧レベルはゼロ電圧として参照されるであろう。アップコンバータ１１０は、アップコンバータ１１０の一つの入力端子に結合される一つの端子を有するインダクタ１１１と、インダクタ１１１に接続される自身のアノード及びアップコンバータ１１０の出力部に結合される自身のカソードを有するダイオード１１２との直列構成体を有する。第一の制御ユニット１１５によって制御される制御可能なスイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）１１３が、共通レール１０７と、前記インダクタ１１１と前記ダイオード１１２との間のノードとの間に接続される。バッファコンデンサ１１４がアップコンバータ１１０の出力部に並列に接続される。

アップコンバータ１１０は自身の出力部において、整流されたＡＣ主電源電圧よりも高い電圧レベルを有するＤＣ電圧をもたらす。

ダウンコンバータ１２０は、ダウンコンバータ１２０の出力部に接続される一つの端子を有するインダクタ１２１と、第二の制御ユニット１２５によって制御される制御可能なスイッチ１２３との直列構成体を有し、制御可能なスイッチ１２３は前記インダクタ１２１と前記ダイオード１１２との間に接続される。ダウンコンバータ１２０は、共通レール１０７に接続される自身のアノードを有すると共に前記インダクタ１２１と前記制御可能なスイッチ１２３との間のノードに接続される自身のカソードを有するダイオード１２２を更に有する。フィルタコンデンサ１２４はダウンコンバータ１２０の出力部に並列に接続される。

ダウンコンバータ１２０はほぼ電流源として動作し、自身の出力部において低減された電圧レベルでほぼ一定の電流をもたらす。

整流器段１３０は、整流器の入力部と共通レール１０７との間に接続される二つの制御可能なスイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）１３１及び１３２の第一の直列構成体と、ここでも前記入力部と前記共通レール１０７との間に接続される二つの制御可能なスイッチ１３３及び１３４の第二の直列構成体とを有する。整流器段１３０は、イグナイタ回路１３６と関連して、ガス放電ランプ１４０及びイグナイタコイル（点弧子コイル（ｉｇｎｉｔｅｒｃｏｉｌ））１３５の直列構成体を更に有する。前記イグナイタコイル１３５及びランプ１４０の直列構成体は、一方で前記スイッチ１３１と１３２との間のノードＡと、他方で前記スイッチ１３３と１３４との間のノードＢとの間に接続される。フィルタコンデンサ１３７はイグナイタコイル１３５及びランプ１４０の直列構成体に並列に接続される。

制御可能なスイッチ１３１、１３２、１３３、及び１３４は、第三の制御ユニット１３８によって制御される。三つの制御ユニット１１５、１２５、及び１３８は、一つの組み合わせ制御ユニットに結合されてもよい。

アップコンバータ１１０の第一の制御ユニット１１５は、アップコンバータの出力電圧がほぼ一定になるように制御可能なスイッチ１１３を制御する。そのためアップコンバータ１１０の出力電圧はダイオード１１２のカソードにおいて測定され、測定信号（ｍｅａｓｕｒｉｎｇｓｉｇｎａｌ）は前記制御ユニット１１５にもたらされるが、簡略化のためこれは図１に示されていない。アップコンバータ１１０の出力電圧を制御することは、制御可能なスイッチ１１３のデューティサイクルを制御することによってなされる。

ダウンコンバータ１２０の第二の制御ユニット１２５は、ダウンコンバータ１２０の出力電力レベルがほぼ一定になるように制御可能なスイッチ１２３を制御する。そのためダウンコンバータ１２０の入力電流を表す測定信号は前記制御ユニット１２５にもたらされるが、簡略化のためこれは図１に示されていない。出力電力を制御することは、制御可能なスイッチ１２３のデューティサイクルを制御することによってなされる。

整流器段１３０の第三の制御ユニット１３８は、ダウンコンバータ１２０の出力電流が交互の方向でランプ１４０にもたらされるように四つの制御可能なスイッチ１３１乃至１３４を制御する。半分のランプ期間において、スイッチ１３２及び１３３が開かれている（非導通である）間、スイッチ１３１及び１３４は閉じられている（導通される）ので、ダウンコンバータ１２０からの出力電流は、ノードＡからノードＢへの方向でランプ１４０にもたらされる。他の半分のランプ期間において、スイッチ１３２及び１３３が閉じられている（導通される）間、スイッチ１３１及び１３４は開かれているので（非導通なので）、ダウンコンバータ１２０からの出力電流は、逆方向でランプ１４０にもたらされる。

従来、整流器段１３０の第三の制御ユニット１３８は５０％のデューティサイクルで四つのスイッチ１３１乃至１３４を制御するので、半分のランプ期間の継続期間は、他の半分のランプ期間の継続期間と正確に同じになる。しかしながら５０％と異なるデューティサイクルでランプ１４０を動作させることが所望される場合、このことは、当業者にとって明らかとなるように、四つのスイッチ１３１乃至１３４の適切な制御によって容易に実現され得る。

図２は、第一の段のアップコンバータ１１０及び第二の段のハーフブリッジ順方向整流段２５０を有する２段型の従来の電子安定器２０１を概略的に示す。第一の段のアップコンバータ１１０は、図示されているように上記議論のアップコンバータと同じであってもよい。更にフィルタコンポーネント１０３、１０４、及び１０５と、第一の段のアップコンバータ１１０の入力部に結合される整流器１０６とは上記議論のコンポーネントと同じであってもよい。このように第二の段のＨＢＣＦ２５０は、自身の入力部においてアップコンバータ１１０の昇圧されたＤＣ出力電圧（ｂｏｏｓｔｅｄＤＣｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅ）を受ける。

第二の段のＨＢＣＦ２５０は、入力部（ノード２６１）と共通レール１０７（ノード２６２）との間に接続される二つのバッファコンデンサ（通常電解コンデンサ）２５１及び２５２の直列構成体を有する。これら二つのコンデンサ２５１と２５２との間のノードはＡで示されている。第二の段のＨＢＣＦ２５０は、ここでも前記入力部と前記共通レール１０７との間に接続される二つの制御可能なスイッチ２５３及び２５４の直列構体を更に有する。前記二つのスイッチの間のノードはＢで示されている。前記制御可能なスイッチは制御ユニット２５５によって制御される。

前記二つのノードＡとＢとの間にランプ分岐が接続される。このランプ分岐は、ランプ２４０、イグナイタコイル２３６に関連するイグナイタコイル２３５、及び電流制限コイル（ｃｕｒｒｅｎｔｌｉｍｉｔｉｎｇｃｏｉｌ）２５６の直列構成体を有する。フィルタコンデンサ２３７は前記イグナイタコイル２３５及び前記ランプ２４０の直列構成体に並列に接続される。

図２に示されている２段電子安定器２０１と図１に示されている３段電子安定器１０１との回路間の比較から、図２に示されている２段設計仕様は、図１に示されている３段設計仕様よりもあまり複雑にならず、それ故にあまり高価にならないことが明らかに分かる。更なる簡略化として、アップコンバータ１１０のバッファコンデンサ１１４は省略されてもよく、自身のタスクはＨＢＣＦ２５０のバッファコンデンサ２５１及び２５２の直列構成体によって実行される。

動作中、制御ユニット２５５は制御可能なスイッチ２５３及び２５４を以下のように制御する。第一の半分のランプ期間の間、第一のスイッチ２５３は開かれており（非導通であり）、一方第二のスイッチ２５４は比較的高い周波数で繰り返して開閉させられる。これによりランプ電流はノードＡからノードＢに流され、電流制限コイル２５６は第二のスイッチ２５４の高周波数スイッチングと共にランプ電流の制限をもたらす。第二の半分のランプ期間において状況は逆転する。すなわち第二のスイッチ２５４は開かれており（非導通であり）、第一のスイッチ２５３は比較的高い周波数で開閉スイッチングされ、これによりランプ電流はノードＢからノードＡの方向に流される。

このプロセスにおいて、バッファコンデンサ２５１及び２５２は充電される。ランプ２４０が対称電流（ｓｙｍｍｅｔｒｉｃｃｕｒｒｅｎｔ）で動作させられる場合、すなわち二つの半分のランプ期間が等しい継続期間及び等しい電流の大きさを有する場合、更にランプ２４０が対称的な動作を示す場合、前記二つのコンデンサ２５１と２５２との間のノードＡにおける電圧レベルは平均して入力電圧の半分（すなわちアップコンバータ１１０の出力電圧の半分）の値をとるであろう。

しかしながら、ランプ２４０が非対称態様で動作する場合、又は制御ユニット２５５がスイッチ２５３及び２５４を非対称態様（５０％と異なるデューティサイクル）で制御する場合、一方のコンデンサは常に一貫して他方のコンデンサよりも多く充電されるであろう。そのため、ノードＡにおける電圧レベルは入力電圧レベルにまで昇圧（ｒｉｓｅ）させられるか、又は共通レール電圧レベルまで降圧（ｄｒｏｐ）させられるかの何れかになるであろう。

図３は本発明による電子安定器３０１の実施例を概略的に示す。当該電子安定器は、図２に示されている２段設計仕様の好ましい複雑度と比較して、比較的低い複雑度を有しているが、上記不利点をもたらすことなく非対称ランプ電流を処理し得る。本発明によりもたらされる２段電子安定器３０１は第一の段の電圧コンバータ３１０と、図２に関して上記議論の従来のＨＢＣＦ２５０と同じでもよい第二の段のＨＢＣＦ２５０とを有する。ＡＣ主電源電圧を受け、フィルタリングし、整流するために、電子安定器３０１は、上記議論のようにフィルタコンポーネント１０３、１０４、及び１０５と整流器１０６とを備えていてもよい。

ランプ２４０は、ランプ出力部２６３の出力端子２６３ａと２６３ｂとの間に接続され、第一のランプ出力端子２６３ａはイグナイタコイル２３５に結合され、第二のランプ出力端子２６３ｂは電流制限コイル２５６に結合される。

第一の段のＤＣ／ＤＣコンバータ３１０は、本発明の基本動作原理によれば、誘導性エネルギ貯蔵バッファ（ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｅｎｅｒｇｙｓｔｒａｇｅｂｕｆｆｅｒ）３２０と、少なくとも一つの入力回路３３０と、第二の段のＨＢＣＦ２５０の第一及び第二のバッファコンデンサ２５１及び２５２にそれぞれ関連付けられる二つの出力回路３４０及び３５０とを有する二重フライバック（ｄｏｕｂｌｅｆｌｙ−ｂａｃｋ）設計仕様により実現される。図３に示されている実施例３０１において、誘導性エネルギ貯蔵バッファ３２０は、第一の終端端子（ｅｎｄｔｅｒｍｉｎａｌ）３２２、第二の終端端子３２３、及び中央端子３２４を備える電磁コイル３２１を有する。

第一の入力端子３２２と中央端子３２４との間のコイル部分は第一のコイル部（ｃｏｉｌｓｅｃｔｉｏｎ）３２１Ａとして示されており、中央端子３２４と第二の終端端子３２３との間のコイル部分は第二のコイル部３２１Ｂとして示されている。

第一の入力端子３２２は整流器１０６の正出力端子に接続され、中央端子３２４は整流器１０６の負出力端子に接続される。このように第一のコイル部３２１Ａを含む入力回路３３０が規定される。この入力回路３３０において、制御可能なスイッチ（好ましくはＭＯＳＦＥＴ）３２５が含まれる。示されている例においてこの制御可能なスイッチ３２５は負の整流器出力部と中央コイル端子３２４との間に構成される。制御可能なスイッチ３２５は制御ユニット３２６によって制御される。

第一の出力回路３４０は、第一のバッファコンデンサ２５１に並列に接続される第二のコイル部３２１Ｂによって規定される。より具体的には、第一のダイオード３４１は、第二のコイル終端端子３２３に接続される自身のアノードを有すると共にノードＡと逆の第一のバッファコンデンサ２５１の終端端子、すなわち第一のブリッジ入力端子２６１に接続される自身のカソードを有する。第二の出力回路３５０は、ＨＢＣＦ２５０の第二のバッファコンデンサ２５２に並列に接続される第一のコイル部３２１Ａによって規定される。より具体的には、第二のダイオード３５１は、第一の終端端子３２２に接続される自身のカソードを有すると共にノードＡと逆の第二のバッファコンデンサ２５２の終端端子、すなわち第二のブリッジ入力端子２６２に接続される自身のアノードを有する。中央コイル端子３２４は、第一の出力回路３４０及び第二の出力回路３５０に共通の共通導体（ｃｏｍｍｏｎｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）３１１によってノードＡに接続される。

この二重フライバックコンバータ３１０の動作は以下のようになる。制御ユニット３２６は制御可能なスイッチ３２５を、自身の開（非導通）状態から自身の閉（導通）状態に繰り返しスイッチングするように制御する。制御可能なスイッチ３２５が閉じられている場合、入力電流は、図３において矢印Ｉ_ｉｎによって示されているように自身の第一の終端端子３２２から自身の中央端子３２４に第一のコイル部３２１Ａを通じて流れる。この入力電流は電磁エネルギで誘導性エネルギ貯蔵バッファ３２０を充電する。制御可能なスイッチ３２５が開かれているとき、当該電流はもはや入力回路３３０において流れ得ないので、誘導性エネルギ貯蔵バッファ３２０は出力電流を生成することによって放電し始める。この出力電流はコイル３２１内で充電入力電流Ｉ_ｉｎと同じ方向を有する。より具体的には、中央端子３２４から第二の終端端子３２３に流れ、第一のダイオード３４１及び第一のバッファコンデンサ２５１を通ってノードＡに流れ、共通導体３１１を通って中央端子３２４に戻る第一の出力電流は第二のコイル部３２１Ｂによって生成される。この第一の出力電流は図３において矢印Ｉ_ｏｕｔ，_１によって示されている。同様に、第一の終端端子３２２から中央端子３２４に流れ、共通導体３１１を通ってノードＡに流れ、第二のバッファコンデンサ２５２を通って流れ、第二のダイオード３５１を通って第一の終端端子３２２に戻る第二の出力電流Ｉ_ｏｕｔ，_２は第一のコイル部３２１Ａによって生成される。このように第一及び第二のバッファコンデンサ２５１及び２５２は、第一の出力電流Ｉ_ｏｕｔ，_１及び第二の出力電流Ｉ_ｏｕｔ，_２によってそれぞれ個別に充電される。

第二の段ＨＢＣＦ２５０の動作は普通の動作となる。制御ユニット２５５は、整流ランプ電流をもたらすようにスイッチ２５３及び２５４を制御する。ランプが非対称の動作を示す場合、又は制御ユニット２５５は、例えばユーザにより制御可能な入力デバイス（ｕｓｅｒ−ｃｏｎｔｒｏｌｌａｂｌｅｉｎｐｕｔｄｅｖｉｃｅ）２５７から、制御ユニット２５５が５０％と異なるデューティサイクルでスイッチ２５３及び２５４を駆動するように前記制御ユニットに命令する命令信号（ｃｏｍｍａｎｄｓｉｇｎａｌ）Ｓ_ｃｏｍｍを受信する場合、バッファコンデンサ２５１及び２５２のうちの一方は他方よりも多く放電されてもよい。より速く放電されるバッファコンデンサは、他方よりも小さな電圧降下を示すであろう。その結果、このコンデンサを充電する、対応する出力電流はより高い電流の大きさを有するであろう。その結果、より速く放電されるコンデンサはより速く充電されることにもなる。

制御ユニット３２６は、フライバックコンバータ段３１０の出力電圧を表す測定信号を受信するように結合される電圧検出入力部（ｖｏｔａｇｅｓｅｎｓｏｒｉｎｐｕｔ）３２６ａを有すると共に、第三の制御可能なスイッチ３２５が所定の動作周波数で開閉スイッチングされるようにスイッチ駆動信号（ｓｗｉｔｃｈａｃｔｕａｔｉｎｇｓｉｇｎａｌ）を生成する。この場合当該測定信号はコンデンサ２５１及び２５２の直列構成体の間の電圧、すなわち端子２６１と２６２との間の電圧を表してもよい。制御ユニット３２６は、所定のレベルに出力電圧を保持するため、当該測定信号に応答して前記スイッチ駆動信号のデューティサイクルを適合させる。

図４は、図３に示されている実施例３０１に似ているが、誘導性エネルギ貯蔵バッファ３２０が、共通コア（ｃｏｍｍｏｎｃｏｒｅ）上に別個の入力巻き線及び出力巻き線を有する変圧器型貯蔵バッファ（ｔｒａｎｆｏｒｍｅｒ−ｔｙｐｅｓｔｏｒａｇｅｂｕｆｆｅｒ）４２０によって置換されている本発明による２段電子安定器の実施例４０１を概略的に示す。このようにこの実施例４０１の誘導性エネルギ貯蔵バッファ４２０は、整流器１０６の正出力端子に接続される一方の終端４２１ａと、制御ユニット３２６を参照して上記と同様に電圧検出入力部４２３ａを有する制御ユニット４２３によって制御される制御可能なスイッチ４２２を通ってこの整流器１０６の負出力端子に結合される自身の他方の終端４２１ｂとを有する入力巻き線４２１を有する。誘導性エネルギ貯蔵バッファ４２０は、ＨＢＣＦ２５０の第一のバッファコンデンサ２５１と並列に接続される第一の終端端子４２４ａ及び第二の終端端子４２４ｂを有する第一の出力巻き線４２４と、ＨＢＣＦ２５０の第二のバッファコンデンサ２５２と並列に接続される第一の終端端子４２５ａ及び第二の終端端子４２５ｂを有する第二の出力巻き線４２５とを有する。第一の出力巻き線４２４の第一の終端端子４２４ａは、第二の出力巻き線４２５の第二の終端端子４２５ｂに接続されてもよく、この場合図３を参照して上記議論の第一の実施例３０１と同様に、このノードは共通導体３１１によってノードＡに接続される。その場合、上記議論のダイオード３４１及び３５１と同様に、第一のダイオード４２６は第一の出力巻き線４２４の第二の終端端子４２４ｂと第一のバッファコンデンサ２５１との間に接続され、第二のダイオード４２７は第二の出力巻き線４２５の第一の終端端子４２５ａと第二のバッファコンデンサ２５２との間に接続されるであろう。代わりに図４において破線で示されているように、第一のダイオード４２６は、ノードＡと第一の出力巻き線４２４の第一の終端端子４２４ａとの間に接続されるダイオード４２８によって置換されてもよく、第二のダイオード４２７は、ノードＡと第二の出力巻き線４２５の第二の終端端子４２５ｂとの間に接続されるダイオード４２９によって置換されてもよい。この代わりの例の場合、共通導体３１１は省略され、第一の出力巻き線４２４の第一の終端端子４２４ａは、第二の出力巻き線４２５の第二の終端端子４２５ｂに接続される必要がない。

第二の実施例４０１の動作は、第一の実施例３０１の動作と同じになる。当該第二の実施例４０１の代表的な特徴は、示されているように入力巻き線４２１と出力巻き線４２４及び４２５との間にガルヴァーニ分離（ｇａｌｖａｎｉｃｓｅｐａｒａｔｉｏｎ）がもたらされ得ることにある。当該ガルヴァーニ分離が必要とされないか、又は所望されない場合、入力巻き線４２１の第一の終端端子４２１ａは第二の出力巻き線４２５の第一の終端端子４２５ａに接続されてもよい。

本発明は上記議論の実施例に限定されないが、様々なバリエーション及び変形例が従属請求項によって規定される本発明の保護範囲内で可能となることは当業者にとって明らかとなっているべきである。例えばフィルタコンデンサ２３７の代わりに、フィルタコンデンサが第二のランプ出力端子２６３ｂと第一のブリッジ入力端子２６１との間に接続されてもよく、及び／又はフィルタコンデンサが第二のランプ出力端子２６３ｂと第二のブリッジ入力端子２６２との間に接続されてもよい。

更に図４の実施例４０１の場合、スイッチ４２２を開くことにより、入力巻き線４２１の間に誘導性電圧ピークがもたらされ得ることは当業者にとって明らかとなっているべきである。当該ピークに対処するために入力回路は、それ自体知られているスナバ回路（ｓｎｕｂｂｅｒｃｉｒｃｕｉｔ）によってもたらされてもよい。

更に概して第一の出力巻き線３２１Ｂ；４２４と第二の出力巻き線３２１Ａ；４２５との巻き線比は、本質的なことではないが１に等しくなるであろう。ある状況において１と異なる巻き線比を有することは有用となる。

要するに本発明は、ガス放電ランプを駆動するための２段電子安定器を提供する。第一の段として安定器は、二つのブリッジ入力端子の間に接続される第一のバッファコンデンサ及び第二のバッファコンデンサの直列構成体を有するハーフブリッジ順方向整流（ＨＢＣＦ）段を有する。第二の段として安定器は、整流されたＡＣ主電源入力電圧を受けるのに適した少なくとも一つの入力回路を有する誘導性エネルギ貯蔵バッファを有する二重フライバックコンバータ段を有し、前記バッファは少なくとも二つの出力回路を更に有し、各々の出力回路は、前記バッファコンデンサを個別に充電するための前記ハーフブリッジ順方向整流段の各々のバッファコンデンサに結合される。このように本発明は、所望される場合５０％と異なる可変デューティサイクルを有する整流電流でガス放電ランプを駆動し得る２段電子安定器を提供することに成功し、当該デューティサイクルは、レベルがデューティサイクルをセットすることによってセットされ得るＤＣコンポーネントでランプ電流をもたらすようにユーザによって可変的にセットされ得る。ガス放電ランプ、特にランプ電流においてＤＣ電流レベルに依存する特性をもたらす光を有する種類のメタルハロゲンランプの場合、このことは特に有用となり得る。

電子安定器の従来の３段設計仕様を概略的に示す。電子安定器の従来の２段設計仕様を概略的に示す。本発明による２段電子安定器の第一の実施例を概略的に示す。本発明による２段電子安定器の第二の実施例を概略的に示す。

Claims

ガス放電ランプ、特にＨＩＤランプ、更に具体的にはメタルハロゲンランプを駆動するための２段電子安定器であって、
−二つのブリッジ入力端子の間に接続される第一のバッファコンデンサ及び第二のバッファコンデンサの直列構成体を有するハーフブリッジ順方向整流段と、
−整流されたＡＣ主電源入力電圧を受けるのに適した少なくとも一つの入力回路を有する誘導性エネルギ貯蔵バッファを有し、前記バッファは少なくとも二つの出力回路を更に有し、前記各々の出力回路は、前記バッファコンデンサを個別に充電するための前記ハーフブリッジ順方向整流段の各々のバッファコンデンサに結合される二重フライバックコンバータ段と
を有する２段電子安定器。
前記ハーフブリッジ順方向整流段が、
−前記二つのブリッジ入力端子の間に接続される第一の制御可能なスイッチ及び第二の制御可能なスイッチの直列構成体と、
−一方で前記二つのバッファコンデンサの間の第一のノードと、他方で前記二つの制御可能なスイッチの間の第二のノードとの間に接続される電流制御インダクタ及びランプ出力部の直列構成体と、
−前記二つの制御可能なスイッチに可動的に結合され、第一の半分の期間において、前記第一のスイッチは開かれた状態に保持され、一方前記第二のスイッチは比較的高い周波数で開閉スイッチングさせられ、第二の半分の期間において、前記第二のスイッチは開かれた状態に保持され、前記第一のスイッチは比較的高い周波数で開閉スイッチングさせられるように各々の制御可能なスイッチの前記動作状態を制御するランプ電流制御ユニットと
を更に有する請求項１に記載の２段電子安定器。
前記誘導性エネルギ貯蔵バッファの前記入力回路が、第一の巻き線及び前記第一の巻き線に直列に接続される第三の制御可能なスイッチを有し、前記誘導性エネルギ貯蔵バッファの前記第一の出力回路は、前記第一の巻き線に直列に接続される第二の巻き線を有し、前記第二の巻き線は、前記第一の巻き線に接続される第二の終端及び自由端を有し、前記第一の出力回路は、前記第二の巻き線の前記自由端と前記第一のブリッジ入力端子との間に結合される第一のダイオードと、前記第二の巻き線の前記第二の終端と前記二つのバッファコンデンサの間の前記第一のノードとの間に結合される共通導体とを更に有し、
前記誘導性エネルギ貯蔵バッファの前記第二の出力回路は前記第一の巻き線を有し、前記第一の巻き線は、前記第二の巻き線に接続される第二の終端及び自由端を有し、前記第二の出力回路は、前記第一の巻き線の前記自由端と前記第二のブリッジ入力端子との間に結合される第二のダイオード及び前記共通導体を更に有する
請求項１又は２に記載の２段電子安定器。
前記誘導性エネルギ貯蔵バッファの前記入力回路は、第一の巻き線及び前記第一の巻き線に直列に接続される第三の制御可能なスイッチを有し、前記誘導性エネルギ貯蔵バッファの前記第一の出力回路は、前記第一の巻き線に誘導性結合される第二の巻き線を有し、前記第二の巻き線は、前記第一のブリッジ入力端子に結合される第一の終端及び前記二つのバッファコンデンサの間の前記ノードに結合される第二の終端を有し、前記第一の出力回路は、前記第二の巻き線に直列に結合される第一のダイオードを更に有し、
前記誘導性エネルギ貯蔵バッファの前記第二の出力回路は、前記第一の巻き線に誘導性結合される第三の巻き線を有し、前記第三の巻き線は、前記第二のブリッジ入力端子に結合される第一の終端及び前記二つのバッファコンデンサの間の前記ノードに結合される第二の終端を有し、前記第二の出力回路は、前記第三の巻き線に直列に結合される第二のダイオードを更に有する
請求項１又は２に記載の２段電子安定器。
前記第一のダイオードが、前記第二の巻き線の第一の終端と前記第一のブリッジ入力端子との間に接続される請求項４に記載の２段電子安定器。
前記第一のダイオードが、前記第二の巻き線の第二の終端と前記ノードとの間に接続される請求項４に記載の２段電子安定器。
前記第二のダイオードが、前記第三の巻き線の第一の終端と前記第二のブリッジ入力端子との間に接続される請求項４乃至６の何れか一項に記載の２段電子安定器。
前記第二のダイオードが、前記第三の巻き線の第二の終端と前記ノードとの間に接続される請求項４乃至６の何れか一項に記載の２段電子安定器。
前記誘導性エネルギ貯蔵バッファは、前記第三の制御可能なスイッチに可動的に結合される出力電圧制御ユニットを有し、前記出力電圧制御ユニットは、前記二つのブリッジ入力端子の間で測定されるように、前記フライバックコンバータ段の前記出力電圧がほぼ所定の一定値に保持されるように前記第三の制御可能なスイッチの動作状態を制御する請求項１乃至８の何れか一項に記載の２段電子安定器。
前記出力電圧制御ユニットは、前記フライバックコンバータ段の前記出力電圧を表す測定信号を受信するために結合される電圧検出器入力部を有し、前記出力電圧制御ユニットは、前記第三の制御可能なスイッチが所定の動作周波数で開閉スイッチングされるようにスイッチ駆動信号を生成し、所定のレベルに出力電圧を保持するため、前記測定信号に応答して前記スイッチ駆動信号のデューティサイクルを適合させる請求項８又は９に記載の２段電子安定器。
前記測定信号が、前記第一のバッファコンデンサと第二のバッファコンデンサとの直列構成体の間の前記電圧を表す請求項１０に記載の２段電子安定器。
前記ランプ電流制御ユニットは、ランプ電流がＤＣコンポーネントを有し得るように命令信号に応答して５０％と異なり得る値で前記第一及び第二の制御可能なスイッチのデューティサイクルをセットする請求項２乃至１１の何れか一項に記載の２段電子安定器。
ガス放電ランプ、特にメタルハロゲンランプ、及び請求項１乃至１２の何れか一項に記載の２段電子安定器を有する光発生部品。
前記ランプが、ＤＣ電流レベルに依存して光発生特性を変化させる種類である請求項１３に記載の光発生部品。