JP4152745B2 - 多レベル入力ラインの力率修正用の切り換え可能な電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
（技術分野）
本発明は一般に電力変換装置に関するものであり、特に、多レベルのライン入力用の切り換え可能な電力変換装置に関するものである。
【０００２】
（従来技術）
図１に、複式ガス放電ランプ１９０用の高周波電子安定器として動作する慣例の電力変換回路を示す。図１に示すように、この電力変換回路は基本的に２段で構成される。前段が、汎用的なライン力率修正用兼汎用的なライン電圧調整用の昇圧変換器である。この昇圧変換器１００は主に、パワースイッチ１０２、インダクタ１０４、ダイオード１０６、及びキャパシタ１０８から構成される。
【０００３】
後段は、キャパシタ１５２及びインダクタ１５４から成る共振タンク回路を通してランプ１９０の負荷をかけた通常の電圧給電型ハーフブリッジインバータ１４０であり、出力変圧器１５６が発生するあらゆる磁化インダクタンスを伴う。このハーフブリッジインバータは主に、パワースイッチ１４８及び１５０から成る。
【０００４】
図１の昇圧変換器は、ＡＣ120V/277Vの入力電圧に対して、（キャパシタ１０８の両端で）ＤＣ450VのＤＣバス電圧１１２を供給するのに理想的である。この比較的高いＤＣ出力電圧レベルは、この昇圧変換器の固有のトポロジ（接続構成）が、ＤＣバス電圧１１２が入力ライン電圧のピーク値よりも大きいことを必要とする、ということによるものである。
【０００５】
しかし一部の応用は、例えばＤＣ225Vのようなより低いＤＣバス電圧を必要とする。これらの応用では、フライバック変換器がより適している、というのは、フライバック変換器は、ＡＣ120V/277Vの入力電圧からＤＣ225Vの比較的低いＤＣバス電圧を発生することができるからである。しかしフライバック変換器には、構成要素のストレスが比較的高いこと、全体的な効率が比較的低いこと、構成要素のサイズが比較的大きいこと、及び電磁波妨害（ＥＭＩ）が非常に大きいことを含むいくつかの欠点がある。
【０００６】
あるいはまた、単終段１次インダクタンス変換器（ＳＥＰＩＣ）を使用することができる。ＳＥＰＩＣは、ＤＣ225Vのような中間的なＤＣ出力電圧を発生することができる。ＳＥＰＩＣは、比較的高い構成要素のストレス、比較的低い全体効率、及び比較的大きいサイズのように、フライバック変換器の欠点を一部共有するが、ＥＭＩの状況は改善されている。これは、ＳＥＰＩＣの入力部が昇圧変換器の入力部と同様であるからである。
【０００７】
フライバック変換器及びＳＥＰＩＣ変換器の特徴は共に、汎用的な入力ライン電圧の範囲では、最低入力ライン電圧で最大損失が生じ、最高入力ライン電圧で最大電圧ストレスが生じるということである。フライバック変換器、ＳＥＰＩＣ変換器、及び昇圧変換器のうちでは、昇圧変換器が最高の効率及び最低の電圧ストレスを示す。しかし上述したように、ＤＣ225Vのバス電圧仕様の場合には、昇圧変換器は、より低い入力ライン電圧においてのみ動作可能である。
【０００８】
従って、低い入力ライン電圧用の昇圧変換回路トポロジと、高い入力ライン電圧用のフライバック変換回路トポロジまたはＳＥＰＩＣ変換回路トポロジのいずれかとの間を有利に切り換えて、入力ライン電圧レベルの全範囲にわたって、ＤＣ225Vのような中間的なＤＣ出力電圧レベルを供給する切り換え可能な電力変換装置が必要である。
【０００９】
従って本発明の目的は、切り換え可能な電力変換装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、入力ライン電圧の全範囲にわたって、効率を改善してストレスを低減した切り換え可能な電力変換装置を提供することにある。
【００１０】
（発明の開示）
上記目的を達成するために、本発明による切り換え可能な電力変換装置は、ＡＣ入力電圧を受けてこのＡＣ電圧を整流する入力部と、前記整流したＡＣ入力電圧を受けて、この整流したＡＣ入力電圧を中間的なＤＣ出力電圧に変換すべく動作する切り換え可能な変換器部とを具えている。前記切り換え可能な変換器部が少なくとも１つの構成スイッチを具えて、この構成スイッチが、前記切り換え可能な変換器部を、低い入力ライン電圧用の昇圧変換器トポロジと、高い入力ライン電圧用のフライバック変換器回路トポロジまたはＳＥＰＩＣ変換器回路トポロジのいずれかとの間で切り換えるべく動作する。この構成スイッチは、例えばリレーをもとにした機械的なスイッチにも、固体スイッチにもすることができる。
【００１１】
本発明の上記及び他の目的、特徴、及び利点は、以下の好適な実施例の図面を参照した詳細な説明より明らかになる。
【００１２】
（発明を実施するための最良の形態）
以下、本発明の好適な実施例について図面を参照して説明する。以下の説明では、不必要に詳細な説明によって本発明が曖昧になることを避けるために、周知の機能あるいは構成は詳細には説明しない。
【００１３】
いくつかの図を通して、同一参照番号は同一または類似の構成要素を表わし、図２に、本発明による切り換え可能な昇圧／ＳＥＰＩＣ変換器の好適な回路トポロジを示す。
【００１４】
図２に示すように、スイッチ２００が位置Ａで導通（閉）である際には、切り換え可能な昇圧／ＳＥＰＩＣ変換器が昇圧変換器トポロジとして構成される。この構成では、昇圧変換器は主に、パワースイッチ２０２、インダクタ２０４、及びダイオード２０６から構成される。スイッチ２００が位置Ｂで導通である際には、主にパワースイッチ２０２、結合したインダクタ２０４及び２０８、キャパシタ２１０、及びダイオード２０６から成るＳＥＰＩＣ変換器トポロジが形成される。
【００１５】
図３に、切り換え可能な昇圧／絶縁ＳＥＰＩＣ変換器を示す。ここでは、スイッチ３００が導通でスイッチ３０１が非導通（開）である際には、主にパワースイッチ３０２、インダクタ３０４、及びダイオード３０６から成る昇圧変換器トポロジが形成される。スイッチ３００が非導通でスイッチ３０１が導通である際には、主にパワースイッチ３０２、互いに結合され、かつ絶縁変圧器３１２にも結合したインダクタ３０４及び３０８、キャパシタ３１０、及びダイオード３０６から成る絶縁ＳＥＰＩＣ変換器トポロジが形成される。ここでは、インダクタ３０８を省略して絶縁変圧器３１２の磁化インダクタンスに置き換えることができる。明らかなように、図２及び図３の回路は同様のものであり、図３の回路では、絶縁変圧器３１２によって、ＳＥＰＩＣ構成における負荷ＲＯからの絶縁を提供する。
【００１６】
上述したように、入力ライン電圧がおよそＡＣ120Vである際には、昇圧変換器がより高い回路効率をもたらすので、図２及び図３の回路を昇圧トポロジで動作するように構成することが有利である。しかし、昇圧変換器に固有の出力電圧制限により、入力電圧がおよそＡＣ227Vである際には、ＡＣ225Vのような、ピーク入力電圧よりも低い中間的な出力電圧を得るために、ＳＥＰＩＣ変換器トポロジが好ましい。
【００１７】
切り換え可能な電力変換装置を実現する際には、実際の回路設計で考えるべき重要なことが存在する。まず、力率修正（ＰＦＣ）制御装置２２５、３２５は、昇圧トポロジ及びＳＥＰＩＣトポロジの両方について力率修正を達成できなければならない。ＰＦＣ制御ＩＣは、各変換器を臨界導通モードで動作させることが好ましい。臨界導通モードは、連続導通モードと不連続モードとの間にある。その動作周波数は、各入力ライン電圧のサイクルを大きく上回ることができる。ドレイン−ソース電圧波形がゼロを通過する瞬時（ＺＶＳ条件）にパワースイッチ２０２、３０２を切り換えて、これによりＲＦ妨害を最小化する。適切なＰＦＣ制御ＩＣの一例は、モトローラ社のMC34262（同等品L6561D）である。
【００１８】
設計で考えるべき他のことは、昇圧変換器トポロジ及びＳＥＰＩＣ変換器トポロジ共に使用する共通インダクタ２０４、３０４の値である。共通インダクタ２０４、３０４の適切な設計は、回路動作周波数の適切な中心合わせにとって重要である。臨界導通モードで動作する昇圧変換器用の理想的なインダクタンス値Ｌb（インダクタ２０４及び３０４の各々に相当する）は、次式１によって計算される：
【数４】
ここに、ＶinLLは低いライン入力電圧
ＶoはＤＣ出力電圧
Ｐoは出力電力
ｆbはスイッチング周波数、である。
【００１９】
臨界導通モードで動作するＳＥＯＩＣ変換器用の理想的なインダクタンス値Ｌs（インダクタ２０４と２０８の結合、及びインダクタ３０４と３０８の結合）は、次式２を用いて計算される：
【数５】
ここに、ＶinHLは高いライン入力電圧
ＶoはＤＣ出力電圧
Ｎは絶縁変圧器３１２の巻数比（図２の非絶縁回路についてはＮ＝１）
ｆsはスイッチング周波数、である。
【００２０】
従って、固定インダクタンス値（即ちＬb＝Ｌs）については、スイッチング周波数比ｆb/ｆsは、式１と式２を組み合わせることによって次式３に示すように計算される：
【数６】
【００２１】
式３より、Ｖo、Ｎ、ＶinLL、及びＶinHLの適切な値については、比ｆb/ｆsが理想的な１に達することがわかる。従って、理想的なスイッチング周波数範囲は、昇圧回路トポロジ及びＳＥＰＩＣ回路トポロジの両方を含むように実現することができる、ということが導かれる。
【００２２】
従って昇圧トポロジとＳＥＰＩＣトポロジとの間の切り換えは、入力ライン電圧レベルに応じたものでなければならない。即ち、ＡＣ120Vのような低いライン入力電圧に対しては、スイッチ２００を位置Ａで導通にして、変換装置を昇圧変換回路トポロジとして構成する。あるいはまた、ＡＣ277Vのような高いライン入力電圧に対しては、前記スイッチを位置Ｂで導通にして、変換装置をＳＥＰＩＣ変換回路トポロジとして構成する。同様に、図３の切り換え可能な昇圧／絶縁ＳＥＰＩＣ変換器については、スイッチ３００を導通にし、かつスイッチ３０１を非導通にして、低いライン入力電圧で昇圧変換器トポロジを形成する。高いライン入力電圧に対しては、絶縁ＳＥＰＩＣトポロジを形成するためには、スイッチ３００を非導通にし、かつスイッチ３０１を導通にしなければならない。
【００２３】
通常の当業者には、上述したトポロジの切り換え機能を実現する多様な方法が存在することは明らかである。最も簡単な実現方法は、工場で設けたジャンパである。自動切り換え方式を含む、これよりやや複雑な実現方法を採用することもできる。例えば、入力ライン電圧に応じて、リレーあるいはサイリスタのような固体スイッチを制御する入力電圧検出回路を採用することができる。
【００２４】
他の好適な実現方法は、インダクタ２０８、３０８に直列のヒューズを利用して、これらを通過する電流を検出する。このヒューズは最初に、ＤＣバスからインダクタ２０８、３０８に電流を導通させて、ＳＥＰＩＣ（または絶縁ＳＥＰＩＣ）変換器を形成する。入力ライン電圧がＡＣ277Vのように高ければ、前記ヒューズが回路を完成させて、ＳＥＰＩＣ変換器の構成が適切に形成される。しかし、ＡＣ120Vのように低いライン入力電圧を導入すれば、このヒューズを通る電流がより大きくなる。所定期間の後に、この増加した電流がこのヒューズの導通を停止させて、インダクタ２０８、３０８を非接続にする。そしてインダクタにおけるこのゼロ電流条件を検出すると、前記固体スイッチまたはリレーをトリガして、インダクタ２０４、３０４とダイオード２０６、３０６との間のそれぞれの接続を確立する。
【００２５】
さらに他の好適例は、回路のスイッチング周波数情報を利用する。この実現方法では、ここでも回路は最初にＳＥＰＩＣ（または絶縁ＳＥＰＩＣ）変換器として構成する。変換装置のスイッチング周波数は入力電圧レベルと共に変化させる。即ち、入力ライン電圧が高ければ、スイッチング周波数は低いライン入力電圧用のスイッチング周波数よりも高くする。従って、低いスイッチング周波数を検出すると、前記固体スイッチまたはリレーの状態を変化させるような制御信号を開始して、これにより、変換装置の構成を昇圧変換器に変える。
【００２６】
ここで図４を参照して、切り換え可能な昇圧／フライバック変換器について説明する。スイッチ４００を位置Ａで導通にすると、主にパワースイッチ４０２、インダクタ４０４ａ、及びダイオード４０６から成る昇圧変換器トポロジが形成される。スイッチ４００を位置Ｂで導通にすると、主にパワースイッチ４０２、変圧器４０４、及びダイオード４０６から成るフライバック変換器が形成される。
【００２７】
図４の切り換え可能な昇圧／フライバック変換器では、120Vのような低いライン入力電圧に対しては、変換装置を昇圧トポロジに構成することが有利である。この昇圧変換器は、大幅に改善された回路効率を提供する。あるいはまた、ＡＣ277Vのような高いライン入力電圧に対しては、ＤＣ225Vのような中間的な出力電圧を得るためには、昇圧変換器の出力電圧制限により、変換器をフライバックトポロジに構成しなければならない。
【００２８】
切り換え可能な昇圧／フライバック電力変換装置を実現する際には、回路設計で考えるべき重要なことが存在する。ＰＦＣ制御装置４２５は、昇圧／ＳＥＰＩＣ変換器を参照して上述したMC34262を用いて実現することができる。各変換器トポロジは、ＺＶＳ条件下の高周波スイッチングでは、臨界導通モードで動作することが好ましい。
【００２９】
設計で考えるべき他のことは、（変圧器４０４の）共通インダクタ４０４ａの値である。インダクタ４０４ａの適切な設計は、回路動作周波数の適切な中心合わせにとって重要である。臨界導通モードで動作するフライバック変換器用の理想的なインダクタンス値Ｌf（インダクタ４０４ａ）は、次式４を用いて計算される：
【数７】
ここに、Ｎは変圧器４０４の巻数比、
ｆkはスイッチング周波数、である。
【００３０】
昇圧変換器用の理想的なインダクタンスＬsは上記の式１を用いて計算され、ここにＬsはインダクタ４０４ａのインダクタンスに相当する。
【００３１】
従って、固定インダクタンス値（即ちＬf＝Ｌs）については、スイッチング周波数比ｆb/ｆkは、式１と式４を組み合わせることによって次式５に示すように計算される：
【数８】
【００３２】
切り換え機能は、切り換え可能な昇圧／ＳＥＰＩＣ変換器に関して上述した技法を用いて実現することができる。
【００３３】
従って、切り換え可能な電力変換装置を用いることによって、広い入力及び／または出力範囲の応用のための、最も高効率な電力変換回路が実現される。各種類の変換器の最良の特性を用いて、これらの特性を組み合わせて適切な構成にすることによって、フライバック変換器及びＳＥＰＩＣ変換器のような単一トポロジの回路において、回路の効率が大幅に改善される。
【００３４】
通常の当業者には、本発明が、以上に詳述した好適な実施例に対する多くの変更を包含することはあきらかである。例えば本発明の切り換え機能は、例えばパワー段の構成要素及び／または制御回路が共用する資源（リソース）を用いて実現することができ、これによりコストを最小化して、小型化を増進することができる。これに加えて、上述した好適な実施例では、切り換え動作及びスイッチ数を限定しているが、本発明は任意数のスイッチ／切り換え動作を含むことができる。スイッチ／切り換え動作に応じて、任意数の構成要素を回路トポロジに追加するか、あるいは回路トポロジから除去することができる。
【００３５】
これに加えて、変換器部は、臨界導通モードのみに限定されずに、種々の導通モードを用いて動作させることができる。例えば変換器部は、連続動作モード、不連続導通モード、及び／またはこれら３つのモードのあらゆる組み合わせで動作させることができる。
【００３６】
さらに、上述した好適な実施例では、例として、それぞれＡＣ120V/277Vの低いライン入力電圧及び高いライン入力電圧を利用して、225Vの中間的なＤＣ出力を発生しているが、回路構成要素、回路トポロジ、及びスイッチングの周波数特性は、ＡＣ120V/240Vのような他の動作電圧を伴うのに必要なように選択することができる。
【００３７】
本発明は好適な実施例を参照して詳細に説明してきたが、これらの実施例は単に好適な応用を表現したものに過ぎない。従って、通常の当業者が、請求項に規定する本発明の範囲内で、多くの変更を行い得ることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 慣例の昇圧変換装置を図式的に示す図である。
【図２】 本発明による切り換え可能な昇圧／ＳＥＰＩＣ電力変換装置を図式的に示す図である。
【図３】 本発明による切り換え可能な昇圧／絶縁ＳＥＰＩＣ電力変換装置を図式的に示す図である。
【図４】 本発明による切り換え可能な昇圧／フライバック電力変換装置を図式的に示す図である。
（技術分野）
本発明は一般に電力変換装置に関するものであり、特に、多レベルのライン入力用の切り換え可能な電力変換装置に関するものである。
【０００２】
（従来技術）
図１に、複式ガス放電ランプ１９０用の高周波電子安定器として動作する慣例の電力変換回路を示す。図１に示すように、この電力変換回路は基本的に２段で構成される。前段が、汎用的なライン力率修正用兼汎用的なライン電圧調整用の昇圧変換器である。この昇圧変換器１００は主に、パワースイッチ１０２、インダクタ１０４、ダイオード１０６、及びキャパシタ１０８から構成される。
【０００３】
後段は、キャパシタ１５２及びインダクタ１５４から成る共振タンク回路を通してランプ１９０の負荷をかけた通常の電圧給電型ハーフブリッジインバータ１４０であり、出力変圧器１５６が発生するあらゆる磁化インダクタンスを伴う。このハーフブリッジインバータは主に、パワースイッチ１４８及び１５０から成る。
【０００４】
図１の昇圧変換器は、ＡＣ120V/277Vの入力電圧に対して、（キャパシタ１０８の両端で）ＤＣ450VのＤＣバス電圧１１２を供給するのに理想的である。この比較的高いＤＣ出力電圧レベルは、この昇圧変換器の固有のトポロジ（接続構成）が、ＤＣバス電圧１１２が入力ライン電圧のピーク値よりも大きいことを必要とする、ということによるものである。
【０００５】
しかし一部の応用は、例えばＤＣ225Vのようなより低いＤＣバス電圧を必要とする。これらの応用では、フライバック変換器がより適している、というのは、フライバック変換器は、ＡＣ120V/277Vの入力電圧からＤＣ225Vの比較的低いＤＣバス電圧を発生することができるからである。しかしフライバック変換器には、構成要素のストレスが比較的高いこと、全体的な効率が比較的低いこと、構成要素のサイズが比較的大きいこと、及び電磁波妨害（ＥＭＩ）が非常に大きいことを含むいくつかの欠点がある。
【０００６】
あるいはまた、単終段１次インダクタンス変換器（ＳＥＰＩＣ）を使用することができる。ＳＥＰＩＣは、ＤＣ225Vのような中間的なＤＣ出力電圧を発生することができる。ＳＥＰＩＣは、比較的高い構成要素のストレス、比較的低い全体効率、及び比較的大きいサイズのように、フライバック変換器の欠点を一部共有するが、ＥＭＩの状況は改善されている。これは、ＳＥＰＩＣの入力部が昇圧変換器の入力部と同様であるからである。
【０００７】
フライバック変換器及びＳＥＰＩＣ変換器の特徴は共に、汎用的な入力ライン電圧の範囲では、最低入力ライン電圧で最大損失が生じ、最高入力ライン電圧で最大電圧ストレスが生じるということである。フライバック変換器、ＳＥＰＩＣ変換器、及び昇圧変換器のうちでは、昇圧変換器が最高の効率及び最低の電圧ストレスを示す。しかし上述したように、ＤＣ225Vのバス電圧仕様の場合には、昇圧変換器は、より低い入力ライン電圧においてのみ動作可能である。
【０００８】
従って、低い入力ライン電圧用の昇圧変換回路トポロジと、高い入力ライン電圧用のフライバック変換回路トポロジまたはＳＥＰＩＣ変換回路トポロジのいずれかとの間を有利に切り換えて、入力ライン電圧レベルの全範囲にわたって、ＤＣ225Vのような中間的なＤＣ出力電圧レベルを供給する切り換え可能な電力変換装置が必要である。
【０００９】
従って本発明の目的は、切り換え可能な電力変換装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、入力ライン電圧の全範囲にわたって、効率を改善してストレスを低減した切り換え可能な電力変換装置を提供することにある。
【００１０】
（発明の開示）
上記目的を達成するために、本発明による切り換え可能な電力変換装置は、ＡＣ入力電圧を受けてこのＡＣ電圧を整流する入力部と、前記整流したＡＣ入力電圧を受けて、この整流したＡＣ入力電圧を中間的なＤＣ出力電圧に変換すべく動作する切り換え可能な変換器部とを具えている。前記切り換え可能な変換器部が少なくとも１つの構成スイッチを具えて、この構成スイッチが、前記切り換え可能な変換器部を、低い入力ライン電圧用の昇圧変換器トポロジと、高い入力ライン電圧用のフライバック変換器回路トポロジまたはＳＥＰＩＣ変換器回路トポロジのいずれかとの間で切り換えるべく動作する。この構成スイッチは、例えばリレーをもとにした機械的なスイッチにも、固体スイッチにもすることができる。
【００１１】
本発明の上記及び他の目的、特徴、及び利点は、以下の好適な実施例の図面を参照した詳細な説明より明らかになる。
【００１２】
（発明を実施するための最良の形態）
以下、本発明の好適な実施例について図面を参照して説明する。以下の説明では、不必要に詳細な説明によって本発明が曖昧になることを避けるために、周知の機能あるいは構成は詳細には説明しない。
【００１３】
いくつかの図を通して、同一参照番号は同一または類似の構成要素を表わし、図２に、本発明による切り換え可能な昇圧／ＳＥＰＩＣ変換器の好適な回路トポロジを示す。
【００１４】
図２に示すように、スイッチ２００が位置Ａで導通（閉）である際には、切り換え可能な昇圧／ＳＥＰＩＣ変換器が昇圧変換器トポロジとして構成される。この構成では、昇圧変換器は主に、パワースイッチ２０２、インダクタ２０４、及びダイオード２０６から構成される。スイッチ２００が位置Ｂで導通である際には、主にパワースイッチ２０２、結合したインダクタ２０４及び２０８、キャパシタ２１０、及びダイオード２０６から成るＳＥＰＩＣ変換器トポロジが形成される。
【００１５】
図３に、切り換え可能な昇圧／絶縁ＳＥＰＩＣ変換器を示す。ここでは、スイッチ３００が導通でスイッチ３０１が非導通（開）である際には、主にパワースイッチ３０２、インダクタ３０４、及びダイオード３０６から成る昇圧変換器トポロジが形成される。スイッチ３００が非導通でスイッチ３０１が導通である際には、主にパワースイッチ３０２、互いに結合され、かつ絶縁変圧器３１２にも結合したインダクタ３０４及び３０８、キャパシタ３１０、及びダイオード３０６から成る絶縁ＳＥＰＩＣ変換器トポロジが形成される。ここでは、インダクタ３０８を省略して絶縁変圧器３１２の磁化インダクタンスに置き換えることができる。明らかなように、図２及び図３の回路は同様のものであり、図３の回路では、絶縁変圧器３１２によって、ＳＥＰＩＣ構成における負荷ＲＯからの絶縁を提供する。
【００１６】
上述したように、入力ライン電圧がおよそＡＣ120Vである際には、昇圧変換器がより高い回路効率をもたらすので、図２及び図３の回路を昇圧トポロジで動作するように構成することが有利である。しかし、昇圧変換器に固有の出力電圧制限により、入力電圧がおよそＡＣ227Vである際には、ＡＣ225Vのような、ピーク入力電圧よりも低い中間的な出力電圧を得るために、ＳＥＰＩＣ変換器トポロジが好ましい。
【００１７】
切り換え可能な電力変換装置を実現する際には、実際の回路設計で考えるべき重要なことが存在する。まず、力率修正（ＰＦＣ）制御装置２２５、３２５は、昇圧トポロジ及びＳＥＰＩＣトポロジの両方について力率修正を達成できなければならない。ＰＦＣ制御ＩＣは、各変換器を臨界導通モードで動作させることが好ましい。臨界導通モードは、連続導通モードと不連続モードとの間にある。その動作周波数は、各入力ライン電圧のサイクルを大きく上回ることができる。ドレイン−ソース電圧波形がゼロを通過する瞬時（ＺＶＳ条件）にパワースイッチ２０２、３０２を切り換えて、これによりＲＦ妨害を最小化する。適切なＰＦＣ制御ＩＣの一例は、モトローラ社のMC34262（同等品L6561D）である。
【００１８】
設計で考えるべき他のことは、昇圧変換器トポロジ及びＳＥＰＩＣ変換器トポロジ共に使用する共通インダクタ２０４、３０４の値である。共通インダクタ２０４、３０４の適切な設計は、回路動作周波数の適切な中心合わせにとって重要である。臨界導通モードで動作する昇圧変換器用の理想的なインダクタンス値Ｌb（インダクタ２０４及び３０４の各々に相当する）は、次式１によって計算される：
【数４】
ＶoはＤＣ出力電圧
Ｐoは出力電力
ｆbはスイッチング周波数、である。
【００１９】
臨界導通モードで動作するＳＥＯＩＣ変換器用の理想的なインダクタンス値Ｌs（インダクタ２０４と２０８の結合、及びインダクタ３０４と３０８の結合）は、次式２を用いて計算される：
【数５】
ＶoはＤＣ出力電圧
Ｎは絶縁変圧器３１２の巻数比（図２の非絶縁回路についてはＮ＝１）
ｆsはスイッチング周波数、である。
【００２０】
従って、固定インダクタンス値（即ちＬb＝Ｌs）については、スイッチング周波数比ｆb/ｆsは、式１と式２を組み合わせることによって次式３に示すように計算される：
【数６】
式３より、Ｖo、Ｎ、ＶinLL、及びＶinHLの適切な値については、比ｆb/ｆsが理想的な１に達することがわかる。従って、理想的なスイッチング周波数範囲は、昇圧回路トポロジ及びＳＥＰＩＣ回路トポロジの両方を含むように実現することができる、ということが導かれる。
【００２２】
従って昇圧トポロジとＳＥＰＩＣトポロジとの間の切り換えは、入力ライン電圧レベルに応じたものでなければならない。即ち、ＡＣ120Vのような低いライン入力電圧に対しては、スイッチ２００を位置Ａで導通にして、変換装置を昇圧変換回路トポロジとして構成する。あるいはまた、ＡＣ277Vのような高いライン入力電圧に対しては、前記スイッチを位置Ｂで導通にして、変換装置をＳＥＰＩＣ変換回路トポロジとして構成する。同様に、図３の切り換え可能な昇圧／絶縁ＳＥＰＩＣ変換器については、スイッチ３００を導通にし、かつスイッチ３０１を非導通にして、低いライン入力電圧で昇圧変換器トポロジを形成する。高いライン入力電圧に対しては、絶縁ＳＥＰＩＣトポロジを形成するためには、スイッチ３００を非導通にし、かつスイッチ３０１を導通にしなければならない。
【００２３】
通常の当業者には、上述したトポロジの切り換え機能を実現する多様な方法が存在することは明らかである。最も簡単な実現方法は、工場で設けたジャンパである。自動切り換え方式を含む、これよりやや複雑な実現方法を採用することもできる。例えば、入力ライン電圧に応じて、リレーあるいはサイリスタのような固体スイッチを制御する入力電圧検出回路を採用することができる。
【００２４】
他の好適な実現方法は、インダクタ２０８、３０８に直列のヒューズを利用して、これらを通過する電流を検出する。このヒューズは最初に、ＤＣバスからインダクタ２０８、３０８に電流を導通させて、ＳＥＰＩＣ（または絶縁ＳＥＰＩＣ）変換器を形成する。入力ライン電圧がＡＣ277Vのように高ければ、前記ヒューズが回路を完成させて、ＳＥＰＩＣ変換器の構成が適切に形成される。しかし、ＡＣ120Vのように低いライン入力電圧を導入すれば、このヒューズを通る電流がより大きくなる。所定期間の後に、この増加した電流がこのヒューズの導通を停止させて、インダクタ２０８、３０８を非接続にする。そしてインダクタにおけるこのゼロ電流条件を検出すると、前記固体スイッチまたはリレーをトリガして、インダクタ２０４、３０４とダイオード２０６、３０６との間のそれぞれの接続を確立する。
【００２５】
さらに他の好適例は、回路のスイッチング周波数情報を利用する。この実現方法では、ここでも回路は最初にＳＥＰＩＣ（または絶縁ＳＥＰＩＣ）変換器として構成する。変換装置のスイッチング周波数は入力電圧レベルと共に変化させる。即ち、入力ライン電圧が高ければ、スイッチング周波数は低いライン入力電圧用のスイッチング周波数よりも高くする。従って、低いスイッチング周波数を検出すると、前記固体スイッチまたはリレーの状態を変化させるような制御信号を開始して、これにより、変換装置の構成を昇圧変換器に変える。
【００２６】
ここで図４を参照して、切り換え可能な昇圧／フライバック変換器について説明する。スイッチ４００を位置Ａで導通にすると、主にパワースイッチ４０２、インダクタ４０４ａ、及びダイオード４０６から成る昇圧変換器トポロジが形成される。スイッチ４００を位置Ｂで導通にすると、主にパワースイッチ４０２、変圧器４０４、及びダイオード４０６から成るフライバック変換器が形成される。
【００２７】
図４の切り換え可能な昇圧／フライバック変換器では、120Vのような低いライン入力電圧に対しては、変換装置を昇圧トポロジに構成することが有利である。この昇圧変換器は、大幅に改善された回路効率を提供する。あるいはまた、ＡＣ277Vのような高いライン入力電圧に対しては、ＤＣ225Vのような中間的な出力電圧を得るためには、昇圧変換器の出力電圧制限により、変換器をフライバックトポロジに構成しなければならない。
【００２８】
切り換え可能な昇圧／フライバック電力変換装置を実現する際には、回路設計で考えるべき重要なことが存在する。ＰＦＣ制御装置４２５は、昇圧／ＳＥＰＩＣ変換器を参照して上述したMC34262を用いて実現することができる。各変換器トポロジは、ＺＶＳ条件下の高周波スイッチングでは、臨界導通モードで動作することが好ましい。
【００２９】
設計で考えるべき他のことは、（変圧器４０４の）共通インダクタ４０４ａの値である。インダクタ４０４ａの適切な設計は、回路動作周波数の適切な中心合わせにとって重要である。臨界導通モードで動作するフライバック変換器用の理想的なインダクタンス値Ｌf（インダクタ４０４ａ）は、次式４を用いて計算される：
【数７】
ｆkはスイッチング周波数、である。
【００３０】
昇圧変換器用の理想的なインダクタンスＬsは上記の式１を用いて計算され、ここにＬsはインダクタ４０４ａのインダクタンスに相当する。
【００３１】
従って、固定インダクタンス値（即ちＬf＝Ｌs）については、スイッチング周波数比ｆb/ｆkは、式１と式４を組み合わせることによって次式５に示すように計算される：
【数８】
切り換え機能は、切り換え可能な昇圧／ＳＥＰＩＣ変換器に関して上述した技法を用いて実現することができる。
【００３３】
従って、切り換え可能な電力変換装置を用いることによって、広い入力及び／または出力範囲の応用のための、最も高効率な電力変換回路が実現される。各種類の変換器の最良の特性を用いて、これらの特性を組み合わせて適切な構成にすることによって、フライバック変換器及びＳＥＰＩＣ変換器のような単一トポロジの回路において、回路の効率が大幅に改善される。
【００３４】
通常の当業者には、本発明が、以上に詳述した好適な実施例に対する多くの変更を包含することはあきらかである。例えば本発明の切り換え機能は、例えばパワー段の構成要素及び／または制御回路が共用する資源（リソース）を用いて実現することができ、これによりコストを最小化して、小型化を増進することができる。これに加えて、上述した好適な実施例では、切り換え動作及びスイッチ数を限定しているが、本発明は任意数のスイッチ／切り換え動作を含むことができる。スイッチ／切り換え動作に応じて、任意数の構成要素を回路トポロジに追加するか、あるいは回路トポロジから除去することができる。
【００３５】
これに加えて、変換器部は、臨界導通モードのみに限定されずに、種々の導通モードを用いて動作させることができる。例えば変換器部は、連続動作モード、不連続導通モード、及び／またはこれら３つのモードのあらゆる組み合わせで動作させることができる。
【００３６】
さらに、上述した好適な実施例では、例として、それぞれＡＣ120V/277Vの低いライン入力電圧及び高いライン入力電圧を利用して、225Vの中間的なＤＣ出力を発生しているが、回路構成要素、回路トポロジ、及びスイッチングの周波数特性は、ＡＣ120V/240Vのような他の動作電圧を伴うのに必要なように選択することができる。
【００３７】
本発明は好適な実施例を参照して詳細に説明してきたが、これらの実施例は単に好適な応用を表現したものに過ぎない。従って、通常の当業者が、請求項に規定する本発明の範囲内で、多くの変更を行い得ることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 慣例の昇圧変換装置を図式的に示す図である。
【図２】 本発明による切り換え可能な昇圧／ＳＥＰＩＣ電力変換装置を図式的に示す図である。
【図３】 本発明による切り換え可能な昇圧／絶縁ＳＥＰＩＣ電力変換装置を図式的に示す図である。
【図４】 本発明による切り換え可能な昇圧／フライバック電力変換装置を図式的に示す図である。
Claims (6)
- ＡＣ（交流）入力電圧を受けて、該ＡＣ入力電圧を整流する入力部と；
前記整流したＡＣ入力電圧を受けて、前記整流したＡＣ入力電圧を中間的なＤＣ出力電圧に変換すべく動作する切り換え可能な変換器部と
を具えた切り換え可能な電力変換装置において、
前記切り換え可能な変換器部が少なくとも１つの構成スイッチを具えて、該構成スイッチが、前記ＡＣ入力電圧の電圧レベルに応じて、前記切り換え可能な変換器部を、昇圧変換器トポロジとＳＥＰＩＣ（単終段１次インダクタンス変換器）トポロジとの間で切り換えるべく動作し、
前記切り換え可能な変換器部が：
直列接続した第１インダクタ、キャパシタ、及びダイオードを含むパワーバスを具えて、該パワーバスが、前記整流したＡＣ入力電圧を前記第１インダクタ経由で受けて、前記中間的なＤＣ電圧を前記ダイオード経由で出力し；
前記切り換え可能な変換器部がさらに、前記キャパシタと前記第１インダクタとの接続点と帰路との間に接続したパワースイッチと；
前記第１インダクタと磁気的に結合され、かつ前記帰路と前記少なくとも１つの構成スイッチの第１端子との間に接続した第２インダクタとを具えて；
前記少なくとも１つの構成スイッチの第２端子を、前記キャパシタと前記第１インダクタとの接続点に接続し；
前記少なくとも１つの構成スイッチの第３端子を、前記キャパシタと前記ダイオードとの接続点に接続し；
前記切り換え可能な変換器部がさらに、前記ＡＣ入力電圧の電圧レベルに応じて前記パワースイッチのパワースイッチングを制御するパワースイッチ制御回路を具えて、これにより前記中間的なＤＣ出力電圧を維持して；
前記少なくとも１つの構成スイッチの前記第１端子と前記第３端子との間のみが導通状態である際には、前記切り換え可能な変換器部がＳＥＰＩＣトポロジを用いて動作し、前記少なくとも１つの構成スイッチの前記第２端子と前記第３端子との間のみが導通状態である際には、前記切り換え可能な変換器部が昇圧変換器トポロジを用いて動作することを特徴とする切り換え可能な電力変換装置。 - ＡＣ（交流）入力電圧を受けて、該ＡＣ入力電圧を整流する入力部と；
前記整流したＡＣ入力電圧を受けて、前記整流したＡＣ入力電圧を中間的なＤＣ出力電圧に変換すべく動作する切り換え可能な変換器部と
を具えた切り換え可能な電力変換装置において、
前記切り換え可能な変換器部が少なくとも１つの構成スイッチを具えて、該構成スイッチが、前記ＡＣ入力電圧の電圧レベルに応じて、前記切り換え可能な変換器部を、昇圧変換器トポロジとＳＥＰＩＣ（単終段１次インダクタンス変換器）トポロジとの間で切り換えるべく動作し、
前記切り換え可能な変換器部が：
直列接続した第１インダクタ及びキャパシタを含むパワーバスを具えて、該パワーバスが、前記整流したＡＣ入力電圧を前記第１インダクタ経由で受けて、前記キャパシタを前記少なくとも１つの構成スイッチの第２端子に接続し；
前記切り換え可能な変換器部がさらに、前記キャパシタと前記第１インダクタとの接続点と帰路との間に接続したパワースイッチと；
前記第１インダクタと磁気的に結合され、かつ前記帰路と前記少なくとも１つの構成スイッチの第１端子との間に接続した第２インダクタと；
前記キャパシタと前記第１インダクタとの接続点に接続された、前記少なくとも１つの構成スイッチの第３端子と；
前記第２インダクタに並列接続した１次コイル、及びダイオードの入力側と帰路との間に接続した２次コイルを有する変圧器と；
前記変圧器の前記２次コイルと前記ダイオードの入力側との接続点に接続された、前記少なくとも１つの構成スイッチの第４端子と；
前記ＡＣ入力電圧の電圧レベルに応じて前記パワースイッチのパワースイッチングを制御するパワースイッチ制御回路を具えて、これにより前記ダイオードの出力側での前記中間的なＤＣ出力電圧を維持して；
前記少なくとも１つの構成スイッチの前記第３端子と前記第４端子との間のみが導通状態である際には、前記切り換え可能な変換器部が昇圧変換器トポロジを用いて動作し、前記少なくとも１つの構成スイッチの前記第１端子と前記第２端子との間のみが導通状態である際には、前記切り換え可能な変換器部が絶縁ＳＥＰＩＣトポロジを用いて動作することを特徴とする切り換え可能な電力変換装置。 - 前記第１インダクタのインダクタンス値Ｌｂを次式：
Ｖoは前記ＤＣ出力電圧、
Ｐoは出力電力、
ｆbは前記切り換え可能な電力変換装置のスイッチング周波数、
を用いて計算することを特徴とする請求項１に記載の切り換え可能な電力変換装置。 - 前記第２インダクタを前記第１インダクタに接続して、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの合計インダクタンス値を次式：
Ｖoは前記ＤＣ出力電圧、
Ｎは前記変圧器の巻数比、
ｆbは前記切り換え可能な電力変換装置のスイッチング周波数、
を用いて計算することを特徴とする請求項２に記載の切り換え可能な電力変換装置。 - 前記少なくとも１つの構成スイッチが：
前記第１端子と前記第３端子との間に接続したヒューズを具えて、前記第２インダクタを通る電流が、およそＡＣ１２０Ｖである前記ＡＣ入力電圧に対応する際に、前記ヒューズが導通を停止すべく動作して、
前記少なくとも１つの構成スイッチがさらに、前記第２端子と前記第３端子との間に挿入した電気的に制御されるスイッチを具えて、前記電気的に制御されるスイッチは、前記第２インダクタを通る電流を検出し、前記第２インダクタを通る電流がおよそ０である際にのみ、導通状態になるように作動することを特徴とする請求項１に記載の切り換え可能な電力変換装置。 - 前記少なくとも１つの構成スイッチが：
前記第１端子と前記第２端子との間に接続したヒューズを具えて、前記第２インダクタを通る電流が、およそＡＣ１２０Ｖである前記ＡＣ入力電圧に対応する際に、前記ヒューズが導通を停止すべく動作して、
前記少なくとも１つの構成スイッチがさらに、前記第３端子と前記第４端子との間に挿入した電気的に制御されるスイッチを具えて、前記電気的に制御されるスイッチは、前記第２インダクタを通る電流を検出し、前記第２インダクタを通る電流がおよそ０である際にのみ、導通状態になるように作動することを特徴とする請求項２に記載の切り換え可能な電力変換装置。
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