CN1230966C

CN1230966C - 用于多级电压输入线功率因数校正的可切换功率变换器

Info

Publication number: CN1230966C
Application number: CNB018067492A
Authority: CN
Inventors: 张劲; G·W·布鲁宁; A·赫尔南德兹
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2000-11-20
Filing date: 2001-11-14
Publication date: 2005-12-07
Anticipated expiration: 2021-11-14
Also published as: WO2002041480A2; CN1418395A; WO2002041480A3; JP2004514397A; EP1260013A2; US6373725B1; JP4152745B2

Abstract

一种可切换功率变换器包括接收AC输入电压并整流该AC输入电压的输入部分以及接收该整流的AC输入电压并将该整流的AC输入电压转换成中间DC输出电压的可切换的变换器部分。该可切换的变换器部分包括至少一个配置开关，后者可在用于低输入线电压的增压变换器布局和用于高输入线电压的回扫或单端初级电感变换器变换器电路布局之间切换该可切换功率变换器。

Description

用于多级电压输入线功率因数校正的可切换功率变换器

技术领域

本发明一般涉及功率变换器，更具体地说，涉及用于多级电压输入线功率因数校正的可切换功率变换器。

背景技术

图1示出用于多种气体放电灯190的高频电子镇流器的常规功率变换器电路。参阅图1，这种功率变换器电路主要包括两个部分，前端是一个增压变换器100，用作通用线功率因数校正和通用线电压调整。增压变换器100主要包括功率开关102、电感104、二极管106和DC母线电容108。

后端是一个典型的馈电压半桥逆变器140，它通过由电容152和电感154组成的谐振回路、以及由输出变压器156产生的任何磁化电感，接有负载灯190。半桥逆变器主要包括功率开关148和150。

图1的增压变换器对于120V/277VAC的输入电压提供450VDC(电容108上)的DC母线112的电压是很理想的。相对较高的DC输出电压是由于增压变换器的固有布局就要求DC母线电压112大于输入线电压的峰值。

但某些应用要求较低的DC母线电压，例如225VDC。在这些应用中，用一个回扫变换器就比较适当，因为回扫变换器能够从120V/277VAC的输入电压产生较低的225VDC的DC母线电压。但回扫变换器有好几个缺点，包括元件应力较高，总效率较低，元件尺寸大，以及恶劣的电磁干扰(EMI)环境。

或者，也可采用单端初级电感变换器(SEPIC)。SEPIC可以产生中间的DC输出电压，例如225VDC。虽然SEPIC也有回扫变换器的一些共同的缺点，例如元件应力较高，总效率较低，以及元件尺寸大，但SEPIC却有改进的EMI条件。这是因为SEPIC的输入部分类似于增压变换器的输入部分。

回扫变换器和SEPIC具有一个共同特点，就是在通用输入线电压范围内，最高的损耗发生在最低的输入线电压时，而最高的电压应力发生在最高的输入线电压时。在回扫、SEPIC和增压变换器中，增压变换器的效率最高，电压应力最小。但如上所述，在225VDC的DC母线电压规范下增压变换器只适用于较低的输入线电压。

因此需要一种可切换的功率变换器，它应能有利地在用于低输入线电压的增压变换器电路布局和用于高输入线电压的回扫或SEPIC变换器电路布局之间切换，以便在一系列输入线电压时提供中间的DC输出电压电平，比如225VDC。

发明内容

因此本发明的一个目的就是提供一种可切换的功率变换器。

本发明的另一个目的就是提供在一定输入线电压范围内具有较高效率和较低应力的可切换的功率变换器。

为达到上述目的，根据本发明的可切换功率变换器包括：接收AC输入电压并整流该AC输入电压的输入部分；以及接收该整流的AC输入电压并将该整流的AC输入电压转换成中间DC输出电压的可切换的变换器部分。可切换的变换器部分至少应包括一个配置开关，它的工作是在用于低输入线电压的增压变换器电路布局和用于高输入线电压的回扫或SEPIC变换器电路布局之间切换该可切换的变换器部分。该配置开关可以是以继电器为基础的机械开关，也可以是，比如，固态开关。

本发明提供了一种可切换的功率变换器，它包括：

接收AC输入电压并将所述AC输入电压整流的输入部分；以及

接收所述整流的AC输入电压并将所述整流的AC输入电压转换成中间DC输出电压的可切换的变换器部分；

所述可切换的变换器部分包括至少一个配置开关，后者可以根据所述AC输入电压的电压电平在增压变换器电路布局和单端初级电感变换器布局之间切换所述可切换的变换器部分；其中所述可切换的变换器部分包括：

电源母线，它包括串联的第一电感、电容和二极管，所述电源母线通过所述第一电感接收整流的AC输入电压，并通过所述二极管输出中间DC输出电压；

连接在回路和所述电容与所述第一电感之间接点间的功率开关；

与所述第一电感磁耦合的第二电感，它连接在所述回路和所述至少一个配置开关的第一端点之间；

所述至少一个配置开关的第二端点，它连接到所述电容和所述第一电感之间的所述接点；

所述至少一个配置开关的第三端点，它连接到所述电容和所述二极管间的接点；以及

功率开关控制电路，它根据所述AC输入电压的电压电平控制所述功率开关的功率切换、从而保持所述中间DC输出电压；

其中，当所述至少一个配置开关仅在所述第二和第三端点之间导通时，所述可切换的变换器部分利用增压变换器布局工作，而当所述配置开关仅在所述第一和第三端点之间导通时，所述可切换的变换器部分利用单端初级电感变换器布局工作。

本发明还提供了一种可切换的功率变换器，它包括：

接收AC输入电压并将所述AC输入电压整流的输入部分；以及

电源母线，它包括串联的第一电感和电容，所述电源母线通过所述第一电感接收所述整流的AC输入电压，而所述电容连接到所述至少一个配置开关的第二端点；

连接在回路和所述电容与所述第一电感之间的接点间的功率开关；

所述至少一个配置开关的第三端点，它连接到所述电容和所述第一电感之间的接点；

变压器，其初级绕组与所述第二电感并联、次级绕组连接在输出中间直流输出电压的二极管和回路之间；

所述至少一个配置开关的第四端点，它连接到所述变压器的所述次级绕组和所述二极管之间的接点；以及

其中，当所述至少一个配置开关仅在所述第三和第四端点间导通时，所述可切换的变换器部分利用增压变换器布局工作，而当所述配置开关仅在所述第一和第二端点之间导通时，所述可切换的变换器部分利用单端初级电感变换器布局工作。

本发明还提供了一种可切换功率变换器，它包括：

接收AC输入电压并将所述AC输入电压整流的输入部分；以及

所述可切换的变换器部分包括至少一个配置开关，后者可以根据所述AC输入电压的电压电平在增压变换器电路布局和回扫变换器布局之间切换所述可切换的变换器部分；其中所述可切换的变换器部分包括：

电源母线，它包括串联的第一电感、至少一个配置开关和二极管，所述电源母线通过所述第一电感接收所述整流的AC输入电压，所述第一电感和二极管分别连接到所述至少一个配置开关的第一和第二端点；

连接在回路和所述第一端点之间的功率开关；

与所述第一电感磁耦合形成变压器的第二电感，它连接在所述回路和所述至少一个配置开关的第三端点之间；

功率开关控制电路，它根据所述AC输入电压的电压电平来控制所述功率开关的功率切换、从而保持所述中间DC输出电压；

其中，当所述至少一个配置开关仅在所述第一和第二端点之间导通时，所述可切换的变换器部分利用增压变换器布局工作；而当所述配置开关仅在所述第二和第三端点之间导通时，所述可切换的变换器部分利用回扫变换器布局工作。

附图说明

本发明的上述和其他目的、特征和优点，参阅以下结合附图所作的实施例的详细说明就更显而易见，附图中：

图1是常规增压变换器应用的示意图；

图2是根据本发明的可切换的增压/SEPIC功率变换器的示意图；

图3是根据本发明的可切换的增压/隔离SEPIC功率变换器的示意图；

图4按根据本发明的可切换的增压/回扫功率变换器的示意图。

具体实施方式

以下将结合附图对本发明的优选实施例加以说明。在以下的说明中，众所周知的功能或结构就不再赘述，以免用不必要的细节影响了对本发明的说明。

再回到附图，其中相同的标号在所有图中表示类似或同样的元件，图2示出根据本发明的可切换的增压/SEPIC功率变换器的典型电路布局。

参阅图2，当开关200在位置A导通(闭合)时，可切换增压/SEPIC功率变换器配置成增压变换器布局。在此种配置时，增压变换器主要包括功率开关202、电感204以及二极管206。当开关200在位置B导通时，形成了SEPIC变换器布局，主要包括功率开关202、耦合的电感204和208、电容210以及二极管206。

参阅图3，图3示出一个可切换的增压/隔离SEPIC功率变换器。此图中，当开关300导通而开关301不导通(断开)时，形成增压变换器布局，主要包括功率开关302、电感304以及二极管306。当开关300不导通而开关301导通时，形成了隔离SEPIC变换器布局，主要包括功率开关302、电感304和308(二者耦合在一起并耦合到隔离变压器312)，电容310以及二极管306。在此，电感308可以省略，代之以隔离变压器312的磁化电感。可以看出，图2和图3的电路很类似，但图3的电路在SEPIC配置中通过隔离变压器312提供对负载320的隔离。

如上述，当输入线电压大约为120VAC时，将图2和3的电路配置成增压布局工作较有利，因为增压变换器提供较高的电路效率。但由于增压变换器固有的输出电压限制，当输入电压大约为277VAC时，要获得低于峰值电压的中间输出电压，例如225VDC，SEPIC变换器布局就更为有利。

在实现可切换的功率变换器时，有一些值得注意的实际电路设计的考虑。首先，功率因数校正(PFC)控制器225、325必须能对增压和SEPIC布局完成功率因数校正。PFC控制IC最好在临界导通模式下作用于每个变换器。临界导通模式是处于连续导通模式和不连续导通模式的边界。工作频率可在每一输入线电压周期内变化。功率开关202、302在漏-源电压波形通过零点(ZVS条件)的瞬间切换，这样可将RF干扰减至最小。适用的PFC控制IC的一个实例是MotorolaMC34262(等效L65611D)。

另一设计考虑是增压和SEPIC变换器布局都使用的共用电感204，304的值。共用电感204，304的良好设计对于电路工作频率的适当定中心是至关重要的。对于工作在临界导通模式的增压变换器，理想的电感值L_b(对应于每个电感204和304)可用以下方程1计算：

L_{b} = \frac{{L_{inLL}}^{2} (V_{0} - \sqrt{2} \cdot V_{inLL})}{2 f_{b} P_{0} V_{0}}

方程1

式中：V_inLL为低线输入电压

V₀为DC输出电压

P₀为输出功率

f_b为切换频率

对于工作在临界导通模式的SEPIC变换器，理想的电感值L_s(耦合的电感204和208，以及耦合的电感304和308)可用以下方程2计算：

L_{s} = \frac{{({NV}_{0})}^{2}}{P_{0} f_{s}} {[\frac{\sqrt{2} \cdot V_{inHL}}{{NV}_{0} + \sqrt{2} \cdot V_{inHL}}]}^{2}

方程2

式中：V_inHL为高线输入电压

V₀为DC输出电压

N为隔离变压器312的匝数比(对于图2的非隔离电路，N＝1)

f_s为切换频率

故，对于固定的电感值(即L_b＝L_s)，切换频率比f_b/f_s可合并方程1和2后如方程3所示计算：

方程3

\frac{f_{b}}{f_{s}} = \frac{{V_{inLL}}^{2} (V_{0} - \sqrt{2} \cdot V_{inLL}) {({NV}_{0} + \sqrt{2} \cdot V_{inHL})}^{2}}{4 {({NV}_{0})}^{2} . {V_{inHL}}^{2} V_{0}}

从方程3可知，对于适当的V₀、N、V_inLL和V_inHL的值，比值f_b/f_s可理想地接近于1。于是就可以实现一个理想的切换频率范围以适合于增压和SEPIC电路布局。

这样增压和SEPIC布局间的切换必须取决于输入线电压。也就是说，对于低的线输入电压，例如120VAV，开关200必须在位置A导通，将变换器配置成增压变换器电路布局。而对于高的线输入电压，例如277VAC，开关必须在位置B导通，将变换器配置成SEPIC电路布局。同理，对于图3的可切换增压/隔离SEPIC变换器，对于低的线输入电压，开关300必须导通，开关301不导通，以形成增压变换器布局。在高的线输入电压时，开关300不导通，开关301导通，以形成隔离SEPIC布局。

本专业的普通技术人员都会明白可有不同的途径来实现上述的布局切换功能。最简单的实现方法是工厂安装跳线。也可采用涉及自动切换方案的稍微复杂一些的实现方法。例如，可以采用能根据输入线电压来控制继电器或固态开关(比如晶闸管)的输入电压检测电路。

另一典型实施例利用一熔断器与电感208、308串联来检测通过的电流。最初熔断器传导从DC母线到电感208、308的电流，形成SEPIC(或隔离的SEPIC)变换器。当输入电压高时，例如277VAC，该熔断器完成此电路，形成了SEPIC变换器配置。但当输入端引入的是低线输入电压时，例如120VAC，流过熔断器的电流就较大。在一定时间之后，增加的电流会导致熔断器停止导电并断开电感208、308。然后检测电感中的这种零电流状态，以便触发固态开关或继电器、分别建立电感204、304和二极管206、306之间的连接。

还有一个典型实施例利用电路开关频率信息。在此实施例中，电路起初也是配置成SEPIC(或隔离的SEPIC)变换器。变换器的切换频率随输入的线电压电平而变化。也就是说，当输入的线电压高时，其切换频率比在输入的线电压低时要高。于是，当检测到低的切换频率时，就发出控制信号改变固态继电器或开关的状态，从而将变换器的配置改变成增压变换器。

现参阅图4，图4示出一个可切换增压/回扫变换器。当开关400在位置A导通时，形成增压变换器布局，主要包括功率开关402、电感404a以及二极管406。当开关400在位置B导通时，形成了主要包括功率开关402，变压器404以及二极管406的回扫变换器。

在图4的可切换增压/回扫变换器中，对低的线输入电压，例如120V，最好将变换器配置成增压布局。增压变换器可大大改善电路效率。而在高的线输入电压，例如277VAC，由于增压变换器的输出电压限制，变换器必须配置成回扫布局，以获得中间的输出电压，如225VDC。

在实现可切换增压/回扫变换器时，有一些值得注意的电路设计的考虑。PFC控制器425可如上述用MC34262来实现，参阅增压/SEPIC变换器。每个变换器布局最好工作在临界导通模式，在ZVS条件下高频切换。

另一设计考虑是(变压器404的)共用电感404a的值。电感404a的良好设计对于电路工作频率的适当定中心是至关重要的。对于工作在临界导通模式的回扫变换器，理想的电感值Lf(电感404a)可用以下方程4计算：

L_{f} = \frac{{(\sqrt{2} V_{inHL} {NV}_{0})}^{2}}{P_{0} f_{k} {({NV}_{0} + \sqrt{2} V_{inHL})}^{2}}

方程4

式中：N为变压器404的匝数比

f_k为切换频率

增压变换器的理想电感值L_s用上述方程1计算，其中L_s对应于电感404a的电感。

故，对于固定的电感值(即L_f＝L_s)，切换频率比f_b/f_k可合并方程1和4后如方程5所示计算：

方程5

\frac{f_{b}}{f_{k}} = \frac{{V_{inLL}}^{2} (V_{0} - \sqrt{2} V_{inLL}) {({NV}_{0} + \sqrt{2} V_{inHL})}^{2}}{4 {({NV}_{0})}^{2} {V_{inHL}}^{2} V_{0}}

开关功能可利用上述对可切换增压/SEPIC变换器的技术来实现。

这样，利用一个可切换的功率变换器，就实现了对宽输入和/或输出范围的应用最有效的功率变换器。利用每种变换器类型的最佳特性并将它们组合成适当的配置，电路效率可比单一布局电路，例如回扫和SEPIC变换器，大大提高。

本专业的普通技术人员都会明白本发明还包括对上述实施例的多种变型。例如，本发明的切换功能可以利用与(例如)功率级元件和/或控制电路共用的资源来实现，以减少成本，结构更小巧。另外，在上述典型实施例的细节方面切换动作和开关数量都有限，本发明可包含任何数量的开关/切换动作。根据开关/切换动作，可以在电路布局中加入或取消任何数量的元件。

此外，可以利用各种导通模式使变换器部分工作，不仅仅限于临界导通模式。例如，变换器部分可在连续导通模式，不连续导通模式，和/或三种模式的任意组合模式下工作。

还有，上述典型实施例说明了分别用120V/277VAC的低线和高线输入电压来产生225VDC的中间DC输出电压，但电路元件，电路布局和开关频率特性都可以选择，以适应其他工作电压，例如120V/240VAC输入电压。

虽然参考最佳实施例对本发明做了详细的说明，但它们仅代表典型的应用。因此，应清楚的了解，在由所附的权利要求书定义的范围内，本专业的普通技术人员可以进行许多改变。

Claims

1.一种可切换的功率变换器，它包括：

接收AC输入电压并将所述AC输入电压整流的输入部分；以及

所述可切换的变换器部分包括至少一个配置开关，后者可以根据所述AC输入电压的电压电平在增压变换器电路布局(202，204，206，302，304，306)和单端初级电感变换器布局(202，204，208，210，206，302，304，308，312，310，306)之间切换(200，300，301)所述可切换的变换器部分；其中所述可切换的变换器部分包括：

电源母线，它包括串联的第一电感(204)、电容(210)和二极管(206)，所述电源母线通过所述第一电感(204)接收整流的AC输入电压，并通过所述二极管(206)输出中间DC输出电压；

连接在回路和所述电容(210)与所述第一电感(204)之间接点间的功率开关(202)；

与所述第一电感(204)磁耦合的第二电感(208)，它连接在所述回路和所述至少一个配置开关(200)的第一端点之间；

所述至少一个配置开关(200)的第二端点，它连接到所述电容(210)和所述第一电感(204)之间的所述接点；

所述至少一个配置开关(200)的第三端点，它连接到所述电容(210)和所述二极管(206)间的接点；以及

功率开关控制电路(225)，它根据所述AC输入电压的电压电平控制所述功率开关(202)的功率切换、从而保持所述中间DC输出电压；

其中，当所述至少一个配置开关(200)仅在所述第二和第三端点之间导通时，所述可切换的变换器部分利用增压变换器布局(202，204，206)工作，而当所述配置开关仅在所述第一和第三端点之间导通时，所述可切换的变换器部分利用单端初级电感变换器布局(202，204，208，210，206)工作。

2.一种可切换的功率变换器，它包括：

接收AC输入电压并将所述AC输入电压整流的输入部分；以及

电源母线，它包括串联的第一电感(304)和电容(310)，所述电源母线通过所述第一电感(304)接收所述整流的AC输入电压，而所述电容(310)连接到所述至少一个配置开关(301)的第二端点；

连接在回路和所述电容(310)与所述第一电感(304)之间的接点间的功率开关(302)；

与所述第一电感(304)磁耦合的第二电感(308)，它连接在所述回路和所述至少一个配置开关(301)的第一端点之间；

所述至少一个配置开关(300)的第三端点，它连接到所述电容(310)和所述第一电感(304)之间的接点；

变压器(312)，其初级绕组与所述第二电感(308)并联、次级绕组连接在输出中间直流输出电压的二极管(306)和回路之间；

所述至少一个配置开关(300)的第四端点，它连接到所述变压器(312)的所述次级绕组和所述二极管(306)之间的接点；以及

功率开关控制电路(325)，它根据所述AC输入电压的电压电平控制所述功率开关(302)的功率切换、从而保持所述中间DC输出电压；

其中，当所述至少一个配置开关(300)仅在所述第三和第四端点间导通时，所述可切换的变换器部分利用增压变换器布局(302，304，306)工作，而当所述配置开关(301)仅在所述第一和第二端点之间导通时，所述可切换的变换器部分利用单端初级电感变换器布局(302，304，308，312，310，306)工作。

3.如权利要求1或2所述的可切换功率变换器，其特征在于：当所述AC输入电压电平大约为120V AC时，所述至少一个配置开关(200，300，301)工作，将所述可切换功率变换器切换成增压变换器布局(202，204，206，302，304，306)；而当所述AC输入电压电平大约为277VAC时，所述至少一个配置开关(200，300，301)工作，将所述可切换功率变换器切换成单端初级电感变换器布局(202，204，208，210，206，302，304，308，312，310，306)。

4.如权利要求1或2所述的可切换功率变换器，其特征在于：当所述AC输入电压电平大约为120V AC时，所述至少一个配置开关(200，300，301)工作，将所述可切换功率变换器部分切换成增压变换器布局(202，204，206，302，304，306)；而当所述AC输入电压电平大约为240V AC时，所述至少一个配置开关工作，将所述可切换功率变换器切换成单端初级电感变换器布局(202，204，208，210，206，302，304，308，312，310，306)。

5.如权利要求1所述的可切换功率变换器，其特征在于：所述第一电感(204)的电感值L_b用以下方程计算：

L_{b} = \frac{{V_{inLL}}^{2} (V_{o} - \sqrt{2} \cdot V_{inLL})}{2 f_{b} P_{o} V_{o}}

式中：V_inLL为低线AC输入电压，

V₀为所述DC输出电压，

P₀为输出功率，以及

f_b为所述可切换功率变换器的切换频率。

6.如权利要求2所述的可切换功率变换器，其特征在于：所述第一和第二电感(304，308)的总电感值L_s用以下方程计算，其中所述第二电感(308)连接到所述第一电感(304)：

L_{S} = \frac{{(N V_{0})}^{2}}{P_{0} f_{S}} {[\frac{\sqrt{2} \cdot V_{inHL}}{{NV}_{0} + \sqrt{2} \cdot V_{inHL}}]}^{2}

式中：V_inHL为高线AC输入电压，

V₀为所述DC输出电压，

P₀为输出功率，

N为所述变压器的匝数比，以及

f_s为所述可切换功率变换器切换频率。

7.如权利要求1或2所述的可切换功率变换器，其特征在于：所述至少一个配置开关(200，300，301)由导通跳线构成。

8.如权利要求1或2所述的可切换功率变换器，其特征在于：所述至少一个配置开关(200，300，301)由输入电压检测电路和电控开关构成，所述输入电压检测电路检测所述AC输入电压的电压电平并且根据所述电压电平控制所述电控开关。

9.如权利要求1所述的可切换功率变换器，其特征在于所述至少一个配置开关(200)包括：

连接在所述第一和第三端点之间的熔断器，当通过所述第二电感(208)的电流对应于大约120V AC的所述AC输入电压时，所述熔断器停止导通，以及

设置在所述第二和第三端点之间的电控开关，所述电控开关用来检测通过所述第二电感(208)的电流，仅当通过所述第二电感(208)的电流大约为零时，所述电控开关才导通。

10.如权利要求2所述的可切换功率变换器，其特征在于：至少一个配置开关(300，301)包括：

连接在第一和第二端点间的熔断器，当通过第二电感(308)的电流对应于大约120VAC的AC输入电压时，所述熔断器停止导通，以及

放置在第三和第四端点之间的电控开关(301)，所述电控开关用来传感通过第二电感(308)的电流，仅当通过第二电感(308)的电流大约为零时，所述电控开关才导通。

11.如权利要求1或2所述的可切换功率变换器，其特征在于：所述至少一个配置开关(200，300，301)由切换频率检测电路和电控开关构成，所述切换频率检测电路检测所述可切换功率变换器的切换频率并根据所述切换频率控制所述电控开关，所述切换频率根据所述AC输入电压而改变。

12.一种可切换功率变换器，它包括：

接收AC输入电压并将所述AC输入电压整流的输入部分；以及

所述可切换的变换器部分包括至少一个配置开关(400)，后者可以根据所述AC输入电压的电压电平在增压变换器电路布局(402，404a，406)和回扫变换器布局(402，404，406)之间切换所述可切换的变换器部分；其中所述可切换的变换器部分包括：

电源母线，它包括串联的第一电感(404a)、至少一个配置开关(400)和二极管(406)，所述电源母线通过所述第一电感(404a)接收所述整流的AC输入电压，所述第一电感(404a)和二极管(406)分别连接到所述至少一个配置开关(400)的第一和第二端点；

连接在回路和所述第一端点之间的功率开关(402)；

与所述第一电感磁耦合形成变压器(404)的第二电感，它连接在所述回路和所述至少一个配置开关(404)的第三端点之间；

功率开关控制电路(425)，它根据所述AC输入电压的电压电平来控制所述功率开关(402)的功率切换、从而保持所述中间DC输出电压；

其中，当所述至少一个配置开关(400)仅在所述第一和第二端点之间导通时，所述可切换的变换器部分利用增压变换器布局(402，404a，406)工作；而当所述配置开关仅在所述第二和第三端点之间导通时，所述可切换的变换器部分利用回扫变换器布局(402，404，406)工作。

13.如权利要求12所述的可切换功率变换器，其特征在于：当所述AC输入电压电平大约为120V AC时，所述至少一个配置开关(400)工作，将所述可切换功率变换器切换成增压变换器布局(402，404a，406)；而当所述AC输入电压电平大约为277V AC时，所述至少一个配置开关(400)工作，将所述可切换功率变换器切换成回扫变换器布局(402，404，406)。

14.如权利要求12所述的可切换功率变换器，其特征在于：当所述AC输入电压电平大约为120V AC时，所述至少一个配置开关(400)工作，将所述可切换功率变换器切换成增压变换器布局(402，404a，406)；而当所述AC输入电压电平大约为240V AC时，所述至少一个配置开关工作，将所述可切换功率变换器切换成回扫变换器布局(402，404，406)。

15.如权利要求12所述的可切换功率变换器，其特征在于所述第一电感(404a)的电感值L_f用以下方程计算：

L_{f} = \frac{{(\sqrt{2} V_{inHL} N V_{o})}^{2}}{P_{o} f_{k} {({NV}_{o} + \sqrt{2} V_{inHL})}^{2}}

式中：V_inHL为高线AC输入电压，

V₀为所述DC输出电压，

P₀为输出功率

N为所述变压器(404)的匝数比，以及

f_k为所述可切换功率变换器的切换频率。

16.如权利要求12所述的可切换功率变换器，其特征在于：所述至少一个配置开关(400)由导通跳线构成。

17.如权利要求12所述的可切换功率变换器，其特征在于：所述至少一个配置开关(400)由输入电压检测电路和电控开关构成，所述输入电压检测电路检测所述AC输入电压的电压电平并根据所述电压电平控制所述电控开关。

18.如权利要求12所述的可切换功率变换器，其特征在于：所述至少一个配置开关(400)由切换频率检测电路和电控开关构成，所述切换频率检测电路检测所述可切换功率变换器的切换频率并根据所述切换频率控制所述电控开关，所述切换频率根据所述AC输入电压而改变。