CN1149732C - 具有电流和电压反馈通路的电子镇流器 - Google Patents

Abstract

一种功率转换器，用于为诸如荧光灯的负载提供高频电流。整流电路对其输出端连接到谐振负载电路一端的半桥式逆变器提供DC电源。一个负载连接位于负载电路的另一端，并且连接到整流电路的一个AC侧端子，以便提供电流反馈。电压反馈电容器连接在另一个AC侧整流电路端子和另一个负载连接之间。两个反馈通路将相等的分量贡献给用于逆变器DC电源的大容量电容器的充电电流。采用恒定的逆变器频率以及采用全桥式或倍压器实施例来获得良好的荧光灯镇流器性能。

Description

具有电流和电压反馈通路的电子镇流器

技术领域  本发明涉及用于对诸如荧光灯的放电灯进行操作的电子镇流器，具体地说，涉及具有最少源元件数量的这样一种镇流器。

背景技术  大多数磁耦合自激振荡逆变器被大量生产并在竞争激烈的市场上销售。半桥式逆变器被广泛地应用，因为它们包含较少的元件数量。特别有效的电子镇流器或转换器具有一种采用谐振电感线圈或线性磁心变压器的负载电路，通常还有MOSFET开关(金属氧化物硅场效应晶体管)。本领域的普通技术人员将会知道，本文中，线性磁心是其操作是在具有弧形B-H特性而不是锐B-H特性的区域进行的这样一种磁心；也就是说，对于磁通量，磁化电流的显著增加总是伴随着磁通量的显著增加。

美国专利5608295公开了这样一种镇流器电路，它具有与逆变器输出和信号地之间的负载电路相串联的谐振电感线圈。该电感线圈包含连接到开关晶体管控制端的次级绕组。负载电路包括调谐电容器C8和匹配变压器的初级绕组。荧光灯连接到匹配变压器的次级绕组，一个或两个附加调谐电容器与这些荧光灯并联。反馈导体连接在匹配变压器初级绕组的抽头和某个节点之间，所述节点在两个47nf的反馈电容器之间，这两个反馈电容器与AC(交流)输入端并联并与全波电桥整流电路串联。该专利讲授了低频(电源线)输入电流按幅度调制作为载体的高频反馈电流，以便在低频周期的大部分时间把低频输入电流传送到桥式整流器。

方面内容  本发明的一个目的是提供一种具有良好功率因素补偿和低成本的高频电子转换器。

本发明的另一个目的是提供一种具有良好功率因素补偿和低成本的电子灯镇流器。

本发明的又一个目的是减少用于向荧光灯供电的电子镇流器谐振负载电路中的电流应力(current stress)。

本发明的再一个目的是提供以恒定逆变器频率有效操作的电子镇流器。

根据本发明，包含半桥逆变器电路的高频转换器电路具有至线路电压整流电路AC侧一个端子的电压源反馈通路和至线路电压整流电路AC侧另一端子的电流源反馈通路，所述电压源反馈通路包括电容器。转换器包括两个源连接点和一串联电感线圈，其中，在两个源连接点之间保持低频线路电压，串联电感线圈位于所述两个连接点的其中一个与整流器输入端之间。串联电感线圈的阻抗不够大到充当高频阻塞电感线圈；相反，该串联电感线圈传送实际高频电流。

电流源反馈最好是通过在逆变器的输出节点和线路电压整流电路AC侧的另一个端子之间连接谐振负载电路来得到，所述谐振负载电路包含与负载连接端子串联的谐振电感线圈，负载连接端子的一个端子连接到AC侧端子，而电压反馈则来自另一个负载连接端子。

在一个最佳实施例中，转换器包括另一个连接在线路电压整流电路的第一AC侧端子与DC侧端子的其中一个端子之间的高频电容器。在这个实施例中，负载可以是荧光灯，它直接与谐振电感线圈串联或通过匹配变压器连接。

在另一个最佳实施例中，负载是与谐振电容器并联的荧光灯。另一方面，匹配变压器的初级绕组可以与谐振电感线圈串联，至少一个荧光灯与匹配变压器的次级绕组并联，并且负载电路包括谐振电容器。

在另一个最佳实施例中，小电容连接在整流器的两个AC侧端子之间。在一个高频周期的部分期间，这个电容器起作确定谐振负载电路的谐振频率的作用。于是不需要并联灯的谐振电容器。

用作荧光灯镇流器的先有技术转换器要求频率调制逆变器频率来达到容许的灯的峰值因数(即小于1.7)、线路功率因数以及总谐波失真。本发明的一个重要优点在于：由于电流和电压反馈均被提供，所以转换器能够以恒定的开关频率操作，同时仍为灯电流保持低峰值因数。同时，输入线路功率因数和总谐振失真可以保持在容许的范围内。恒定的开关频率不仅简化了逆变器控制电路，而且还具有另外的优点：大多数美国管辖区条例(regulation in most U.S.jurisdiction)所要求的EMI滤波器可被优化用于所述频率，以便使用更少元件。

附图说明    图1是根据本发明的用作荧光镇流器的转换器的简化示意图，其中在EMI滤波电容器和整流器之间有平衡电路，

图2是图1的转换器的变体的简化示意图，其中有串联输入电感线圈以及与灯并联的谐振电容器，

图3是一个实施例的简化示意图，其中有允许多个荧光灯工作的匹配输出变压器，

图4是时间图，说明电流和电压反馈量相对变化的效果，

图5是线路电压为正时图1所示实施例的等效电路，

图6是时间图，说明图5所示电路的电压和电流波形，

图7a至7f是不同时间间隔期间等效于图5的电路简图，

图8是根据本发明的转换器的示意图，其中具有倍压器电路，以及

图9是说明高频周期中图8所示电路的线路电流、灯电流以及DC母线(bus)电压中的变化的简图。

具体实施方式    图1所示电路结合了双反馈以及EMI滤波器和线路电压整流器之间的平衡网络的优点。

这种转换器包括传统半桥逆变器，它具有两个串联在正母线B⁺和负母线B^-之间的开关晶体管S1和S1。上述两条母线间的电压由大容量存储电容器(bulk storage capacitor)CB来保持平滑。全波整流器由连接在AC侧端子和母线B⁺及B^-之间的二极管D1至D4构成，以便为转换器提供高压DC(直流)源。为了提供准确的双反馈切换，这些二极管必须全部为快速恢复二极管。

高频电路包含与负载(荧光灯FL)串联的谐振电感线圈LR。为了提供电流反馈，荧光灯的一个端子直接连接到AC侧整流器端子，即二极管D1和D2之间的节点N1。高频电容器C1连接在AC侧端子和母线B⁺之间。电压反馈电容器C2连接在节点N3和节点N2之间，其中，节点N3由灯的另一个端子及其与电感线圈LR的连接所形成，节点N2为另一个AC侧整流器端子。DC阻塞电容器C3具有足够高的电容，仅允许少量的高频电压通过，它连接在谐振电感线圈LR和逆变器输出节点N-O之间，逆变器输出节点N-O在开关晶体管S1和S2间。

在低频AC电源线和整流器之间串联了两个电路：线路侧旁路电容器CS构成的EMI滤波器，以及串联电感线圈L1和旁路输入电容器C4构成的平衡网络。平衡网络是电容器输出低通电路，该电路在逆变器的工作频率或频率范围下具有相当大的阻抗；因此，旁路输入电容器具有较小的电容。谐振频率主要由C2和C4的电容之和乘以电感LR来确定。

下面将解释，选择平衡网络结构和元件值，使在逆变器的工作频率下，电流和电压反馈的充电电流分量相等，并且反馈量基本上产生正弦线电流。这就确保了在正常操作的过程中，整流电路在一个完整的高频周期中不会连续地传导。与平衡网络相比，EMI滤波电容较大，使低频电源线几乎不传导任何高频电流。

图2所示的转换器与图1所示的非常相似，但图2中的逆变器没有直接作为平衡网络一部分的旁路输入电容器，而是具有与荧光灯并联的谐振电容器CR2。EMI滤波电容器通常与图1中相同，但串联输入电感线圈L21可能有不同于图1所示的平衡电感线圈L1的电感。

其它元件具有与图1所示实施例中相同的功能。由于反馈通路的不同阻抗，CR2、C21、C22以及LR2的最佳值可能与图1中相应元件略有差别。

图3的转换器的操作与图1中相似，但增加匹配变压器T31允许使用不同额定电压的灯，并且允许多个灯工作。在本实施例中，匹配变压器T1为升压变压器，其次级绕组通过具有极低电容的串联电容器C36连接到灯FL1。结果，当没有灯电流时，灯FL1两端所产生的电压是灯正常工作电压的几倍，这就使灯亮起而无需使用通常的灯起动电路。此外，如果并联了两个或两个以上的灯，其中每一个均有各自的串联电容器C36，则在第一个荧光灯已经产生电弧并获取稍微正常的电流之后就不需要专用电路来确保第二或第三灯的起动。其它所有元件均与图1所示实施例中的类似，但它们的值会稍有不同。

所有三个实施例的操作基本上类似。图4说明平衡电路值的变化的效果，可以产生电流反馈起主导作用的效果(曲线a)、电压反馈起主导作用的效果(曲线b)或者两种分量相等的效果(曲线c)。这样，将会看出，两种反馈电路并不具有简单的相加效果；相反，它们在高频周期的不同时间传导电流。当仅存在一种反馈时，传送给大容量电容器的总能量集中在短暂的(brief)脉冲上，使通过开关和谐振电感线圈的电流必定很大。当双反馈通路平衡时，充电电流散布在最大的时段，使通过开关和谐振电感线圈的电流为最小。

在图3的电路中，C31与C34的比率影响电压和电流反馈之间的平衡。L31与C34有效地并联。如果L31的值增大，则C34的值必须减小，并且电压反馈会减少。如果反馈的总量是正确的，则线路电流完全为正弦波形；如果反馈过量，则线路电流失真为接近矩形波，而太小的反馈则使电流集中在线路电压的峰值处。

采用以下的值来模拟根据图3的电路，并为其提供相当正弦波的线路电流，同时使通过开关的电流为最小。这些值模拟了通过220伏特线路操作的4个灯的转换器的100瓦负载。逆变器频率为47kHz，每个开关在高频周期的一半时间是接通的。

CB    68μf     LR3    0.93mH

C3    0.22μf   L31    2.1mH

C31   .01μf    FL     230Ω(电阻模拟)

C32   .0082μf

C34   .01μf

在正的半个低频线路周期中，当二极管D1和D4在该周期的部分期间正常接通时，图5的电路等效于图1所示的电路。灯由电阻R1来表示。由于诸如60Hz的线路频率远远低于诸如47kHz的电路开关频率，所以输入线路电压v_in被假定在一个高频周期期间恒定。还假定DC母线上的脉动电压可以因大电容CB而被忽略。于是有可能将一个高频周期分成许多具有相应拓扑电路的时间间隔，它们由二极管和逆变器开关的接通或断开来确定。图6的时间曲线说明这些作用：

曲线(1)  开关S2两端的电压

曲线(2)  i_LR，谐振电感线圈LR的电流

曲线(3)  电容器C2的电流

曲线(4)  i_o，灯或负载的电流

曲线(5)  电容器C2两端的电压

曲线(6)  V_p，C4两端的电压

曲线(7)  i_CB，大容量电容器CB的电流

曲线(8)  i_p，来自输入节点的电流

曲线(9)  i_D1，二极管D1的电流

曲线(10)  二极管D4的电流

曲线(11)  i_in，输入线路电流

曲线(12)  电容器C4的电流

图7a至7f分别示出相应的拓扑电路，时间为线路电压处于其峰值的80％时，并且对应于时间间隔t_j，t_(j+1)，其中，j＝0，…5。

时间间隔1

在t₀之前，D1导通而D4断开，开关(晶体管)S1接通而开关S2断开。在t₀，开关S1断开而S2接通，如图7a所示。在C3-LR-R1-D1-S1形成的回路(I)f中(图7f)循环的谐振回路电流i_LR转向由C3-LR-R1-D1-CB-S2形成的新的回路(I)a。在这个时间间隔中，谐振电感线圈LR的全部能量均被传送给负载R1和大容量电容器CB。同时，电容器C2通过包括负载R1和旁路输入电容器C4的回路(II)a从其峰值电压进行放电，从而增加到C4的电荷，而通过L1的线路电流i_in从其峰值开始下降。这个阶段一直持续到i_LR在时间t₁降为零。

时间间隔2

在t₁，随着电流i_LR开始在回路(II)b中反向增加，D4开始导通，并且电容器C2继续放电。负载电流i_o也转变方向。电流i_p有两个分量：在通过R1的回路(III)b中流动的负载电流i_o以及经回路(I)b流入大容量电容器CB的直接充电电流i_CB。随着负载电流i_o增加，通过二极管D1的电流i_D1下降，而线路电流i_in则继续下降。当i_D1＝0时，D1断开并且时间间隔2结束。

时间间隔3

当D1在t₂断开时，C2继续放电，电压V_p继续下降到低于大容量电容器两端的电压V_CB。结果，C1经通过大容量电容器CB和电容器C1的通路(I)c进行充电，同时通路(III)b中的电感线圈电流i_LR和负载电流i_o增加。在这个时间间隔中，缓慢增加的电流i_p直接贡献给负载电流i_o，同时通过L1的线路电流i_in降到其最小值。

时间间隔4

在t₃，开关S2断开。谐振电感线圈电流i_LR继续流动，但这时则是在通过开关(晶体管)S1的体二极管(body diode)的回路(II)d中流动。电流i_LR不断减少，同时使C2放电并对大容量电容器CB充电。同时，通过L1的线路电流i_in开始增加。在这个时间间隔中，C2两端的电压达到其最小值，随后C2经通过负载R1和包含电容器C4的输入电路的回路III(d)开始充电。在C4两端的电压V_p达到其最小值之前，电容器C1仍继续充电。当谐振电感线圈电流i_LR在t₃达到零时，D4断开，结束时间间隔4。

时间间隔5

如图7e所示，在这个时间间隔中，电容器C2由电流i_p充电。同时，回路C1-C3-LR-R1-S1形成一个串联谐振支路，其中，在C1放电时谐振电感线圈电流i_LR负向增加，直到其两端的电压在t₅达到零值。当C1两端的电压趋向反向时，二极管D1开始导通，并开始时间间隔6。

时间间隔6

回路D1-S1-C3-LR-R1形成一个谐振支路，其中，存储在C3中的部分能量被传送给负载R1。谐振电感线圈电流i_LR缓慢增加到其最大负值。同时，当这个时间间隔快要结束时，C2被充电至其峰值。在t₆，S1断开，由此开始下一个高频周期。

本领域的普通技术人员将会明白，在低频线路电压周期的其它时刻，间隔持续时间甚至是间隔次数均可改变。然而，电路的基本原理却不受影响。

在桥式整流转换器中提供良好性能的相同原理可以适用于倍压转换器。图8的电路示出了一种转换器，与桥式整流器相比，这种转换器的元件数减少，但其操作却很相似。本领域的普通技术人员将会认识到，对于给定的输入线路电压，倍压电路提供两倍的DC母线电压，使许多元件的额定电压也必须加倍。这种较高的电压通常提供了确保灯起动及适当的工作电压的优点。但是，如图8所示，常常出于安全需要，灯通过变压器T81连接到转换器，所述优点则不可用。

根据图8采用以下元件值来模拟一种电路：

CB8    68μf    LR8    0.93mH

C83    1.0μf   L81    2.1mH

C81    18μf    FL     800Ω(电阻模拟)

C82    .021μf

C84    .01μf

这个模拟所产生的线路电流和灯电流如图9所示。可以看到，通过L81的电流具有相当正弦波的包络，并且包含约0.5安培峰-峰高频电流，这个电流会被EMI电容器滤出。灯电流还具有几乎恒定的峰-峰值，尽管在一个线路周期的过程中存在由于低频电流引起的变化。DC母线电压几乎恒定，变化范围约为0.1％。

本领域的普通技术人员将会知道，在本发明的范围内，这些电路的许多其它改变均是可能的。例如，负载可以是完全不同种类的装置。采用其它线路频率或逆变器频率的操作是可能的，并且对于负载电压控制或灯光变暗或者采用少于设计的灯数来操作，可能需要变化逆变器频率。

Claims (9)

1.一种用于对负载进行操作的低频至高频功率转换器，它包括：

两个源连接点，在操作过程中，所述两个源连接点之间保持所述低频线路电压，

直流电源电路，它包含至少两个二极管(D1至D4)和四个端子，所述四个端子中的两个为交流侧端子，所述四个端子中的另两个为直流侧端子，所述二极管的其中之一连接在所述交流侧端子其中之一和所述直流侧端子其中之一之间，

输入电感线圈(L1，L21，L31，L81)，它串联在所述源连接点其中之一和第一所述交流侧端子之间，第二所述交流侧端子连接到所述源连接点的其中另一个，

半桥式逆变器，它被连接用于从所述直流侧端子接收直流电压，所述逆变器包括两个串联的开关(S1，S2)，并且在所述开关之间具有输出节点(N-O)用于提供高频电压，

负载电路，它传送第一高频电流并且其一端连接到所述输出节点，所述负载电路包括供连接负载(FL)的两个连接点，以及

高频功率反馈电路，所述反馈电路包括与所述负载电路的连接，

特征在于：

所述功率反馈电路是电流反馈电路，所述供连接负载的两个连接点的其中之一是所述负载电路的另一端，与所述负载电路的所述连接是所述负载电路的所述另一端与第一节点(N1)的连接，所述第一节点是所述交流侧端子之一，以及

所述转换器还包括电压反馈电路，所述电压反馈电路包括反馈电容器(C2，C22，C32，C82)，所述反馈电容器连接在负载的所述两个连接点的另一点和第二节点(N2)之间，所述第二节点是所述交流侧端子的另一端子。

2.权利要求1的转换器，其特征在于第一高频电容器(C1，C21，C31，C81)连接在第一所述交流侧端子和所述直流电源电路的直流侧端子之一之间。

3.权利要求2的转换器，其特征在于所述直流电源电路是包含两个所述二极管(D2，D4)的倍压电路，所述第二节点(N2)是所述二极管之间的连接点，连接所述第一高频电容器(C81)的所述交流侧端子之一是所述第一节点(N1)。

4.权利要求2的转换器，其特征在于所述负载电路是包括谐振电感线圈(LR，LR2，LR3，LR8)的谐振负载电路，所述转换器包括与所述谐振电感线圈一起形成谐振电路部分的附加高频电容器(C4，CR2，C34，C84)。

5.权利要求4的转换器，其特征在于所述附加高频电容器(CR2)与负载(FL)的所述两个连接点并联。

6.权利要求4的转换器，其特征在于所述转换器还包括匹配变压器(T31，T81)，所述匹配变压器包含初级绕组以及次级绕组，其中，所述初级绕组连接到负载的所述连接点，所述次级绕组连接到与连接荧光灯(FL)的灯连接端子串联的高频电容器(C36，C86)。

7.权利要求6的转换器，其特征在于所述附加高频电容器是与所述AC侧端子并联的输入旁路电容器(C4，C34，C84)，所述输入旁路电容器的值被选择用于传送与至少一个所述二极管(D1至D4)的开关有关的开关电流。

8.权利要求7的转换器，其特征在于所述转换器还包括连接到所述直流侧端子的大容量电容器(CB)，以及

所述输入电感线圈(L1，L31，L81)、所述输入旁路电容器、所述第一高频电容器(C1，C31，C81)以及所述反馈电容器(C2，C32，C82)的值被选择，使所述电压反馈电路和所述电流反馈电路贡献基本上相等的分量给所述大容量电容器的充电电流脉冲。

9.权利要求1的转换器，其特征在于所述直流电源电路是全波桥式整流器，所述转换器还包括与所述源连接点并联的EMI滤波电容器(CS)。

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