JP2003516705A - 電流及び電圧フィードバック経路を有する電子安定器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 高周波電流を蛍光灯等の負荷に供給するための電力コンバータである。整流回路は、その出力が共振負荷回路の一方の終端に接続される半ブリッジインバータにＤＣ電力を供給する。一方の負荷接続は、負荷回路の他方の終端であり、電流フィードバックを供給するために、整流回路のＡＣ側端子の一方に接続される。電圧フィードバックキャパシタは、ＡＣ側の整流回路の端子の他方と負荷接続の他方との間に接続される。２つのフィードバック経路は、等価な構成素子にバルクキャパシタへの充電電流を与える。蛍光灯の安定回路に関して、一定のインバータ周波数で、さらには全ブリッジ又は電圧逓倍器の実施の形態のいずれかで優れたパフォーマンスを得ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は蛍光灯のような放電灯を動作するための電子安定器に関し、特に、最
小の能動素子数を有する電子安定器に関する。

【０００２】 ［発明の背景］ 磁気的に結合された自励発振インバータは、高い競争力を有する市場において
、販売を目的として大量に製造されている。半ブリッジインバータは、部品数が
比較的少ないため広く使用されている。電子安定器の特定の有効なタイプ、すな
わちコンバータは、共振インダクタを使用した負荷回路、又は一般的にＭＯＳＦ
ＥＴ（金属酸化シリコン電界効果トランジスタ）スイッチと共に線形コアを有す
る変圧器を有している。

【０００３】 当業者であれば認識できるように、この背景では、線形コアは、シャープなＢ
−Ｈ特徴というよりは、むしろ曲線のＢ−Ｈ特徴を有する領域にわたり動作する
ものである。すなわち、全時間において磁束レベルは、磁束レベルにおけるかな
りの増加により、磁化電流におけるかなりの増加が伴うようになっている。

【０００４】 米国特許第5,608,295号には、インバータ出力と信号グランドとの間で、共振
インダクタが負荷回路と直列接続されるかかる安定器が開示されている。このイ
ンダクタは、スイッチングトランジスタの制御端子に接続される二次巻線を有し
ている。負荷回路は、チューニングキャパシタＣ８及びマッチング変圧器の一次
巻線を含んでいる。

【０００５】 蛍光灯は、二次巻線又はマッチング変圧器の巻線に接続されており、１つ又は
２つの追加のチューニングキャパシタが灯の間に接続されている。フィードバッ
クコンダクタは、マッチング変圧器の一次巻線上のタップと、全波ブリッジ整流
回路へのＡＣ入力間に直列に接続される４７ｎｆの２つのフィードバックキャパ
シタ間のノードとの間に接続されている。

【０００６】 この特許は、低周波（電力線）入力電流は、振幅に関して高周波フィードバッ
ク電流を変調することを教示している。高周波フィードバック電流は、低周波サ
イクルの殆どにわたり、ブリッジ整流器を介して低周波入力電流を伝送するため
に、搬送波としての役割を果たす。

【０００７】 本発明の目的は、優れた力率調整を有し及び低コストな高周波の電子コンバー
タを提供することにある。

【０００８】 本発明の別の目的は、優れた力率調整を有し及び低コストな電灯安定器を提供
することにある。

【０００９】 さらに、本発明の目的は、蛍光灯に給電するために使用される電子安定器の共
振負荷回路における電流の強さを低減することにある。

【００１０】 さらに、本発明の目的は、一定のインバータ周波数で能率的にかつ効果的に動
作する電子安定器を提供することにある。

【００１１】 ［発明の概要］ 本発明によれば、半ブリッジインバータ回路を含む高周波コンバータ回路は、
キャパシタを含み、線電圧整流回路のＡＣ側での一方の端子への電圧源フィード
バック経路と、線電圧整流回路のＡＣ側での他方の端子への電流源フィードバッ
ク経路とを有している。コンバータは、その間で低周波線電圧が維持される２つ
の源接続点と、これらの接続点の１つと整流器の入力との間の直列インダクタと
を含んでいる。直列インダクタは、高周波ブロッキングインダクタとして機能す
るために十分大きくないインピーダンスを有しており、むしろ、直列インダクタ
は、実質的な高周波電流を伝送する。

【００１２】 好ましくは、電流源フィードバックは、インバータの出力ノードと電圧整流回
路のＡＣ側での他方の端子との間で、負荷接続端子と直列な共振インダクタを含
む共振負荷回路を接続することにより得ることができる。ここでは、負荷接続端
子の一方がＡＣ側端子に接続されており、電圧フィードバックは負荷接続端子の
他方からである。

【００１３】 １つの好適な実施の形態では、コンバータは、線電圧整流回路の第１のＡＣ側
端子と、ＤＣ側端子の一方との間に接続されるさらなる高周波のキャパシタを含
んでいる。この実施の形態では、負荷は、共振インダクタと直接に直列接続され
るか、又はマッチング変圧器を介して接続される蛍光灯であってもよい。

【００１４】 別の好適な実施の形態では、負荷は、共振キャパシタと並列な蛍光灯である。
代替的に、マッチング変圧器の一次巻線は、共振インダクタと直列であってもよ
い。少なくとも１つの蛍光灯がマッチング変圧器の２次側間に接続されており、
負荷回路が共振キャパシタを含んでいる。

【００１５】 さらに、別の好適な実施の形態では、整流器の２つのＡＣ側端子間に小さなキ
ャパシタンスが接続されている。高周波サイクルの部分の間では、このキャパシ
タは、共振負荷回路の共振周波数を決定する役割を果たしている。この時、灯間
の共振キャパシタは必要とされない。

【００１６】 蛍光灯の安定器として使用された従来技術のコンバータは、受け入れられる灯
の波高率（すなわち、１．７以下）、電力線の力率及び全調波歪みを達成するた
めに、インバータ周波数の周波数変調を必要としている。本発明の重要な利点は
、電流及び電圧フィードバックの両者が提供されるので、コンバータは、灯電流
にとっての低い波高率をなお維持しながら、一定のスイッチング周波数で動作す
ることができることである。

【００１７】 同時に、入力線力率及び全調波歪みを許容範囲内に保持することができる。一
定のスイッチング周波数は、インバータ制御回路を簡易にするだけでなく、ほと
んどの米国の管轄区域において規制により必要とされるＥＭＩフィルタを、より
少ない構成素子を使用するように、該周波数について最適化することができると
いうさらなる利点を有する。

【００１８】 ［発明の実施の形態］ 図１に示される回路は、２重のフィードバックの利点と、ＥＭＩフィルタと線
電圧整流器の間の平衡回路網との両者を結合するものである。

【００１９】 コンバータは、正のバスＢ^＋と負のバスＢ⁻の間で直列接続される２つのスイ
ッチングトランジスタＳ１及びＳ２を有する典型的な半ブリッジインバータを含
んでいる。これら２つのバス間の電圧は、バルクストレージキャパシタＣＢによ
りなめらかに維持されている。

【００２０】 全波整流器は、交流（ＡＣ）側端子と、バスＢ^＋及びＢ⁻の間に接続されるダ
イオードＤ１〜Ｄ４により形成されており、コンバータのための高電圧直流（Ｄ
Ｃ）源を供給する。２重のフィードバックで正確なスイッチングを提供するため
に、これら全てのダイオードは、回復が速いダイオードである。

【００２１】 高周波回路は、負荷である蛍光灯ＦＬと直列接続されている共振インダクタＬ
Ｒを有している。電流フィードバックを提供するために、１方の灯端子は、ダイ
オードＤ１及びＤ２間のノードＮ１でＡＣ側の整流器端子に直接接続されている
。高周波キャパシタＣ１は、ＡＣ側の端子とバスＢ^＋の間に接続されている。電
圧フィードバックキャパシタＣ２は、ノードＮ３とノードＮ２の間に接続されて
いる。

【００２２】 ノードＮ３は、他方の灯端子とそのインダクタＬＲとの接続により形成されて
おり、ノードＮ２は、他方のＡＣ側の整流器端子である。ＤＣブロッキングキャ
パシタＣ３は、ほんの小さな高周波電圧がその間に生じるような十分に高いキャ
パシタンスを有しており、共振インダクタＬＲとスイッチングトランジスタＳ１
及びＳ２間のインバータ出力ノードＮ−Ｏとの間に接続されている。

【００２３】 低周波ＡＣ電力線と整流器の２つの回路との間は、直列接続されている。線側
の分路キャパシタＣＳと、直列のインダクタＬ１と分路入力キャパシタＣ４とに
より形成される平衡回路網とによりＥＭＩフィルタが形成されている。平衡回路
網は、動作周波数又はインバータの周波数範囲で実質的なインピーダンスを有す
る、キャパシタ出力による低域通過回路である。したがって、分路入力キャパシ
タは、比較的小さなキャパシタンスを有している。共振周波数は、キャパシタン
スＣ２及びＣ４の和にインダクタンスＬＲを乗じることにより基本的に決定され
る。

【００２４】 以下に説明されるように、平衡回路網の構造及び構成素子の値は、インバータ
の動作周波数での電流及び電圧フィードバックの充電電流成分が等しくなるよう
に、さらにフィードバックの量が実質的な正弦波の線電流を作るように選択され
る。これにより、正常動作の間、整流回路は高周波サイクルの１サイクルにわた
り連続的に導通していないことを確実にする。平衡回路網とは対照的に、ＥＭＩ
フィルタのキャパシタンスは、低周波電力線にわたり高周波電流がほとんど伝導
しないように比較的大きい。

【００２５】 図２のコンバータは、平衡回路網の部分として分路入力キャパシタを直接有し
ておらず、代わりに蛍光灯間に共振キャパシタＣＲ２を有している点を除き、図
１のコンバータに非常に似ている。ＥＭＩフィルタのキャパシタは、図１におけ
るキャパシタと典型的に同じであり、直列の入力インダクタＬ２１が図１のバラ
ンシングインダクタＬ１のインダクタンスとは異なるインダクタンスを有してい
る。

【００２６】 他の構成素子は、図１の実施の形態におけるように同じ機能を有している。フ
ィードバック経路により見られる異なるインピーダンスにより、ＣＲ２，Ｃ２１
，Ｃ２２及びＬＲ２の最適値は、図１における対応する素子の値とはわずかに異
なる。

【００２７】 図３のコンバータは、マッチング変圧器Ｔ３１を追加することにより、灯を異
なる電圧レートで使用することができ、さらに複数の灯で動作することができる
点を除き、図１のコンバータの動作と同様に動作する。

【００２８】 本実施の形態では、マッチング変圧器Ｔ１は逓昇変圧器であり、その二次巻線
は、非常に低いキャパシタンスを有する直列のキャパシタを介して灯ＦＬ１に接
続されている。結果として、灯電流がない場合、灯ＦＬ１の端子間に現れる電圧
は、正常な灯の動作電圧の２，３倍である。これにより、灯は、典型的な灯始動
回路を使用することなく点火することができる。

【００２９】 さらに、２つ又はそれ以上の灯がそれぞれに直列のキャパシタＣ３６を有して
並列に接続されている場合、第１の灯がアークを生じて、わずかに正常な電流を
出している後に、第２又は第３の灯の始動を保証する特定の回路の必要がない。
他の全ての構成素子は、素子値がわずかに異なる点を除いて図１の実施の形態の
構成素子と同様である。

【００３０】 ３つの実施の形態の動作は基本的に全て同じである。図４は、平衡回路の値に
おける変化の影響を示している。この変化の影響により、電流フィードバックを
支配し（曲線Ａ）、又は電圧フィードバックを支配し（曲線Ｂ）、すなわち該２
つの成分が同じ値となる（曲線Ｃ）。このように、２つのフィードバック回路は
、簡単な追加的な影響を有しておらず、むしろ各々は高周波サイクルにおける異
なる時間で電流を導通する。

【００３１】 １つのフィードバック回路のみが与えられた場合、バルクキャパシタに伝送さ
れる総エネルギー量は、スイッチ及び共振インダクタを流れる電流が大きくなる
ように、短時間のパルスにおいて集中される。２重のフィードバック経路が平衡
していれば、スイッチ及び共振インダクタを流れる電流が最小となるように、充
電電流は最大時間周期にわたり分散される。

【００３２】 図３の回路において、Ｃ３１のＣ３４に対する割合は、電圧及び電流フィード
バック間の平衡に影響を与える。Ｌ３１は、実際上Ｃ３４と並列である。Ｌ３１
の値が増加すると、次いでＣ３４の値が減少しなければならず、電圧フィードバ
ックが減少する。総フィードバック量が正しければ、線電流は完全に正弦波であ
る。フィードバックが過剰であれば、線電流は方形波のように歪むようになり、
フィードバックがあまりに小さければ、電流は線電圧のピークで集中する。

【００３３】 図３による回路は、スイッチを流れる最小電流と共に正弦波の線電流を条件と
して、以下の値によりシミュレートされる。これらの値は、２２０ボルト線から
動作される４灯のコンバータのために、１００ワットの負荷をシミュレートして
いる。インバータ周波数は４７ｋＨｚであり、高周波サイクルの半サイクルの間
にスイッチのそれぞれがオンしている。

【００３４】 ＣＢ ６８μｆ ＬＲ３ ０．９３ｍＨ Ｃ３ ０．２２μｆ Ｌ３１ ２．１ｍＨ Ｃ３１ ．０１μｆ ＦＬ ２３０Ω（抵抗性のシミュレーション） Ｃ３２ ．００８２μｆ Ｃ３４ ．０１μｆ 図５の回路は、正である低周波線サイクルの半サイクルの間、ダイオードＤ１
及びＤ４がそのサイクル部分の間に正常にオンしている時、図１の回路と等価で
ある。灯は抵抗Ｒ１で表現されている。

【００３５】 ６０Ｈｚ等の線周波数は、４７ｋHz等の回路のスイッチング周波数よりもかな
り低いため、入力線電圧Ｖinは、高周波サイクルの間一定であると仮定されてい
る。また、ＤＣバス上のリップル電圧は、キャパシタンスＣＢが大きいために無
視することができるものと仮定されている。

【００３６】 次いで、高周波サイクルの１サイクルを複数のインターバルに分割することが
できる。この場合、各インターバルは、ダイオード及びインバータスイッチのス
イッチオン又はオフにより決定される対応するトポロジカルな回路を有する。図
６Ａ〜図６Ｌのタイミング曲線は、これらの影響を示している。

【００３７】 曲線（１） スイッチＳ２間の電圧 曲線（２） 共振インダクタＬＲの電流ｉ_ＬＲ 曲線（３） キャパシタＣ２の電流 曲線（４） 灯又は負荷電流ｉ_Ｏ 曲線（５） キャパシタＣ２間の電圧 曲線（６） Ｃ４間の電圧ｖ_Ｐ 曲線（７） バルクキャパシタＣＢの電流ｉ_ＣＢ 曲線（８） 入力ノードからの電流ｉ_Ｐ 曲線（９） ダイオードＤ１の電流ｉ_Ｄ１ 曲線（１０） ダイオードＤ４の電流 曲線（１１） 入力線電流ｉ_in 曲線（１２） キャパシタＣ４の電流 対応するトポロジカルな回路は、図７Ａ〜図７Ｆにおいてそれぞれ示されてい
る。ここでは、線電圧がそのピークの８０％の場合であり、時間インターバルが
ｔ_ｊ，ｔ_{（ｊ＋１）}に対応する。ここでｊ＝０，．．．，５である。

【００３８】 （インターバル１） 時間ｔ_Ｏの前に、Ｄ１は導通しており、Ｄ４はオフである。スイッチ（トラン
ジスタ）Ｓ１はオンしており、スイッチＳ２はオフである。時間ｔ_Ｏでは、図７
Ａに示されるようにスイッチＳ１はオフし、スイッチＳ２はオンする。Ｃ３−Ｌ
Ｒ−Ｒ１−Ｄ１−Ｓ１により形成されたループ（Ｉ）ｆにおいて循環している（
図７Ｆ）共振タンク電流ｉ_ＬＲは、Ｃ３−ＬＲ−Ｒ１−Ｄ１−ＣＢ−Ｓ２により
形成された新たなループ（Ｉ）ａに分割される。

【００３９】 このインターバルの間、共振インダクタＬＲにおける全てのエネルギーは、負
荷Ｒ１及びバルクキャパシタＣＢに伝送される。同時に、キャパシタＣ２は、負
荷Ｒ１及び分路入力キャパシタＣ４を含むループ（ＩＩ）ａを介してそのピーク
電圧から放電される。これによりＣ４への充電が加えられ、Ｌ１を流れる線電流
ｉ_ｉｎはそのピーク値から減少する。このステージは、ｉ_ＬＲが時間ｔ_１でゼロ
に落ちるまで続く。

【００４０】 （インターバル２） 時間ｔ_１で、電流ｉ_ＬＲは、ループ（ＩＩ）ｂにおける反対方向において上昇
し始め、Ｄ４が導通し始め、キャパシタＣ２が放電し続ける。また、負荷電流ｉ _Ｏ は、逆方向に流れる。電流ｉ_Ｐは、２つの成分を有している。これは、Ｒ１を
介してループ（ＩＩＩ）ｂにおいて流れる負荷電流ｉ_Ｏと、ループ（Ｉ）ｂを介
してバルクキャパシタＣＢに流れ込む直接充電電流ｉ_ＣＢとである。

【００４１】 負荷電流ｉ_Ｏが増加すると、ダイオードＤ１を流れる電流ｉ_Ｄ１が減少し、線
電流ｉ_ｉｎは減少し続ける。ｉ_Ｄ１＝０である時、Ｄ１はオフし、インターバル
２が終了する。

【００４２】 （インターバル３） 時間ｔ_２でＤ１がオフすると、Ｃ２は放電し続け、電圧ｖ_Ｐは連続してバルク
キャパシタ間の電圧であるｖ_ＣＢ以下に減少する。結果的として、Ｃ１は、経路
（Ｉ）ｃを介してバルクキャパシタＣＢ及びキャパシタＣ１を流れて充電し、経
路（ＩＩＩ）ｂにおけるインダクタ電流ｉ_ＬＲ及び負荷電流ｉ_Ｏが増加する。こ
のインターバルの間、ゆるやかに増加する電流ｉ_Ｐは、負荷電流ｉ_Ｏに直接寄与
し、Ｌ１を流れる線電流ｉ_ｉｎは、その最も低い値に減少する。

【００４３】 （インターバル４） 時間ｔ_３では、スイッチＳ２はオフする。共振インダクタ電流ｉ_ＬＲは、今の
ところループ（ＩＩ）ｄにおいてスイッチ（トランジスタ）Ｓ１の中央部（body
）のダイオードを通して流れ続ける。電流ｉ_ＬＲは連続的に減少し、この減少に
よりＣ２が放電され、バルクキャパシタＣＢが充電される。

【００４４】 同時に、Ｌ１を流れる線電流ｉ_ｉｎは、増加し始める。このインターバルの間
、Ｃ２間の電圧はその最小値に達する。それにより、Ｃ２はループ（ＩＩＩ）ｄ
を介して負荷Ｒ１及びキャパシタＣ４を含む入力回路を通って充電され始める。
Ｃ４間の電圧ｖ_Ｐがその最小値に達する前に、キャパシタＣ１はなお連続的に充
電される。共振インダクタ電流ｉ_ＬＲが時間ｔ_４でゼロに達すると、Ｄ４はオフ
し、インターバル４が終了する。

【００４５】 （インターバル５） 図７Ｅに示すように、このインターバルの間、キャパシタＣ２は電流ｉ_Ｐによ
り充電される。同時に、ループＣ１−Ｃ３−ＬＲ−Ｒ１−Ｓ１は、直列共振サブ
回路を形成する。ここでは、共振インダクタ電流ｉ_ＬＲは負の方向に増加し、Ｃ
１はその間の電圧が時間ｔ_５でゼロに達するまで放電する。Ｃ１間の電圧が逆に
向かう時、ダイオードＤ１は導通し始め、インターバル６が始まる。

【００４６】 （インターバル６） ループＤ１−Ｓ１−Ｃ３−ＬＲ−Ｒ１は、共振サブ回路を形成している。ここ
では、Ｃ３に蓄積されるエネルギーの一部は負荷Ｒ１に伝送される。共振インダ
クタ電流ｉ_ＬＲは、その負の最大値までゆるやかに増加する。同時に、このイン
ターバルの終わりに向かって、Ｃ２はそのピーク値に充電される。時間ｔ_６で、
Ｓ１はオフされ、これにより次の高周波サイクルが始まる。

【００４７】 当業者であれば、低周波線電圧サイクルにおける他の瞬間で、インターバルの
持続期間、インターバルの数が変化していてもよいことは明らかであろう。しか
し、回路の基本的な原理は影響されない。

【００４８】 ブリッジ整流器コンバータにおいて優れたパフォーマンスを提供する同じ原理
は、電圧逓倍コンバータに適用することもできる。図８の回路は、ブリッジ整流
器に比べて低減された素子数を有し、全く同様に動作するコンバータを示してい
る。当業者であれば、所与の入力線電圧について、多くの構成素子の電圧レート
を倍にしなければならない点で、逓倍回路が２倍のＤＣバス電圧を提供すること
は理解されるであろう。このより高い電圧は、灯の始動及び適切な動作電圧を保
証するといった利益を一般に提供する。ここでは、図９Ａ〜図９Ｄにおいて示さ
れるように、かつ安全上の理由から頻繁に必要とされるように、灯は変圧器Ｔ８
１を介してコンバータに接続される。この利益は有効なものではない。

【００４９】 図８に従い、以下の素子値を使用して回路はシミュレートされる。

【００５０】 ＣＢ８ ６８μｆ ＬＲ８ ０．９３ｍＨ Ｃ８３ １．０μｆ Ｌ８１ ２．１ｍＨ Ｃ８１ １８μｆ ＦＬ ８００Ω（抵抗性のシミュレーション） Ｃ８２ ．０２１μｆ Ｃ８４ ．０１μｆ このシミュレーションにより、線及び灯電流は図９において示されるように作
られる。Ｌ８１を通る電流は、理想的な正弦波の包絡線を有しており、ＥＭＩキ
ャパシタによりフィルタ出力される約０．５アンペアのピーク−ピークの高周波
電流を含んでいる。また、灯電流は、線サイクルの経過にわたっての低周波電流
による変化があるものの、殆ど一定のピーク−ピーク値を有している。ＤＣバス
電圧は殆ど一定であり、約０．１％の範囲にわたり変化している。

【００５１】 当業者であれば、本発明の範囲内でのこれら回路の多くの他の変更が可能であ
ることは明らかであろう。たとえば、負荷は、完全に異なる種類の装置であって
もよい。他の線又はインバータ周波数での動作も可能であり、インバータ周波数
のバリエーションは、負荷電圧制御又は灯を薄暗くすること（lamp dimming）、
又は所望の灯の数よりも少ない数での動作のために望ましい場合がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明による蛍光灯の安定器として使用される、ＥＭＩフィルタキャパシタと
整流器との間に平衡回路を有するコンバータの簡易な回路図である。

【図２】 直列の入力インダクタと、灯と並列な共振キャパシタとを有する、図１のコン
バータのバリエーションの簡易な回路図である。

【図３】 マッチング出力変圧器に複数の灯での動作を許容させる実施の形態の簡易な回
路図である。

【図４Ａ】 電流及び電圧フィードバックの相対的な変化量の影響を示すタイミング図であ
る。

【図４Ｂ】 電流及び電圧フィードバックの相対的な変化量の影響を示すタイミング図であ
る。

【図４Ｃ】 電流及び電圧フィードバックの相対的な変化量の影響を示すタイミング図であ
る。

【図５】 線電圧が正である時の図１の実施の形態の等価回路である。

【図６Ａ】 図５の回路の電圧及び電流波形を示すタイミング図である。

【図６Ｂ】 図５の回路の電圧及び電流波形を示すタイミング図である。

【図６Ｃ】 図５の回路の電圧及び電流波形を示すタイミング図である。

【図６Ｄ】 図５の回路の電圧及び電流波形を示すタイミング図である。

【図６Ｅ】 図５の回路の電圧及び電流波形を示すタイミング図である。

【図６Ｆ】 図５の回路の電圧及び電流波形を示すタイミング図である。

【図６Ｇ】 図５の回路の電圧及び電流波形を示すタイミング図である。

【図６Ｈ】 図５の回路の電圧及び電流波形を示すタイミング図である。

【図６Ｉ】 図５の回路の電圧及び電流波形を示すタイミング図である。

【図６Ｊ】 図５の回路の電圧及び電流波形を示すタイミング図である。

【図６Ｋ】 図５の回路の電圧及び電流波形を示すタイミング図である。

【図６Ｌ】 図５の回路の電圧及び電流波形を示すタイミング図である。

【図７Ａ】 異なる時間インターバルの間の図５の等価回路の図である。

【図７Ｂ】 異なる時間インターバルの間の図５の等価回路の図である。

【図７Ｃ】 異なる時間インターバルの間の図５の等価回路の図である。

【図７Ｄ】 異なる時間インターバルの間の図５の等価回路の図である。

【図７Ｅ】 異なる時間インターバルの間の図５の等価回路の図である。

【図７Ｆ】 異なる時間インターバルの間の図５の等価回路の図である。

【図８】 本発明による、電圧逓倍回路を有するコンバータの回路図である。

【図９Ａ】 図８の回路の線電圧、灯電流及びＤＣバス電圧の高周波サイクルにわたっての
変化を示す図である。

【図９Ｂ】 図８の回路の線電圧、灯電流及びＤＣバス電圧の高周波サイクルにわたっての
変化を示す図である。

【図９Ｃ】 図８の回路の線電圧、灯電流及びＤＣバス電圧の高周波サイクルにわたっての
変化を示す図である。

【図９Ｄ】 図８の回路の線電圧、灯電流及びＤＣバス電圧の高周波サイクルにわたっての
変化を示す図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA01 AC02 AC11 BA03 BB01 BB05 BC01 BC05 CA11 DD04 FA02 FA05 GA03 GB12 HA05 5H006 AA02 CA02 CB01 CC01 CC02 DA02 DA04 5H007 AA02 BB03 CA02 CB04 CB09 CC01 CC07 CC09 CC32 DA05 DA06

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 灯等の負荷を動作するための低周波から高周波への電力コン
   バータは、 動作の間、低周波の線電圧が維持される２つの源接続点と、 少なくとも２つのダイオードと４つの端子を有し、前記端子のうちの２つが交
   流側の端子であり、前記端子のうちの２つが直流側の端子であり、前記ダイオー
   ドのうちの１つが前記交流側端子のうちの１つと前記直流側端子のうちの１つと
   の間に接続される直流供給回路と、 前記源接続点のうちの１方と第１の前記交流側端子との間に直列接続され、第
   ２の前記交流側端子が前記源接続点の他方に接続される入力インダクタと、 前記直流側端子から直流電圧を受けるために接続され、直列接続される２つの
   スイッチを備え、高周波電圧を供給するために前記スイッチの間に出力ノードを
   有する半ブリッジインバータと、 第１高周波電流を伝送し、前記出力ノードに接続される終点を有し、前記負荷
   のための２つの接続点を備える負荷回路と、 前記負荷回路への接続を含む高周波電力フィードバック回路と、を備え、 前記電力フィードバック回路は電流フィードバック回路であり、前記負荷のた
   めの前記２つの接続点のうちの１方は、前記負荷回路の別の終点であり、前記負
   荷回路への前記接続は、前記交流端子のうちの１つである第１ノードへの前記負
   荷回路の前記別の終点の接続であり、 前記コンバータは、前記負荷のための前記２つの接続点の他方と、前記交流側
   端子の他方である第２ノードとの間に接続されるフィードバックキャパシタを含
   む電圧フィードバック回路をさらに備える、ことを特徴とするコンバータ。
2. 【請求項２】 第１高周波キャパシタは、第１の前記交流側端子と前記直流
   供給回路の前記直流側端子の一方との間に接続される、ことを特徴とする請求項
   １記載のコンバータ。
3. 【請求項３】 前記負荷回路は、共振インダクタを含む共振負荷回路であり
   、前記コンバータは、前記共振インダクタと共振回路の一部を形成する追加の高
   周波キャパシタを含む、ことを特徴とする請求項２記載のコンバータ。
4. 【請求項４】 前記負荷のための前記接続点に接続される一次巻線と、蛍光
   灯を接続するために、高周波キャパシタと灯接続端子で直列接続される二次巻線
   とを有するマッチング変圧器と、をさらに備えることを特徴とする請求項３記載
   のコンバータ。
5. 【請求項５】 前記追加の高周波キャパシタは、前記交流側端子間の入力分
   路キャパシタンスであり、前記入力分路キャパシタンスは、少なくとも１つの前
   記ダイオードのスイッチングに関連するスイッチング電流を伝送するための選択
   された値を有する、ことを特徴とする請求項４記載のコンバータ。
6. 【請求項６】 前記直流側端子に接続されるバルクキャパシタをさらに備え
   、 前記入力インダクタ、前記入力分路キャパシタンス、前記第１高周波キャパシ
   タ及び前記フィードバックキャパシタの値は、前記電圧フィードバック経路及び
   前記電流フィードバック経路が、前記バルクキャパシタのための充電電流パルス
   に対して実質的に同じ成分を与えるように選択される、ことを特徴とする請求項
   ５記載のコンバータ。
7. 【請求項７】 前記直流供給回路は全波ブリッジ整流器であり、前記コンバ
   ータは、前記源接続点に接続されるＥＭＩフィルタキャパシタをさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１記載のコンバータ。
8. 【請求項８】 前記直流供給回路は、２つの前記ダイオード有する電圧逓倍
   回路であり、前記第２ノードは前記ダイオード間の接続点であり、前記第１高周
   波キャパシタが接続される前記交流側端子の一方は、前記第１ノードである、こ
   とを特徴とする請求項１記載のコンバータ。
9. 【請求項９】 前記追加の高周波キャパシタは、前記負荷のための前記２つ
   の接続点と並列に接続される、ことを特徴とする請求項３記載のコンバータ。