JPH08280179A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH08280179A JPH08280179A JP7079173A JP7917395A JPH08280179A JP H08280179 A JPH08280179 A JP H08280179A JP 7079173 A JP7079173 A JP 7079173A JP 7917395 A JP7917395 A JP 7917395A JP H08280179 A JPH08280179 A JP H08280179A
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- power supply
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Abstract
(57)【要約】
【目的】コンデンサインプット型の波形が現れるのを防
止して入力電流波形を正弦波に近づける。 【構成】交流電源１にインダクタＬ1 とコンデンサＣ1
とから成る共振回路２が接続されている。インバータ回
路３の高周波交流電圧を帰還する帰還巻線ｎ3 がコンデ
ンサＣ1 と直列に接続されている。共振回路２の共振電
圧が重畳された電源電圧がダイオードブリッジＤＢで全
波整流されて平滑コンデンサＣ0 を充電する。平滑コン
デンサＣ0 で平滑され供給される直流電力をインバータ
回路３において高周波交流電力に変換し、出力用トラン
スＴ1 を介して負荷４に供給する。ここで、交流電源電
圧のピーク値に対する平滑コンデンサＣ0 の両端電圧の
ピーク値の比を１．０２以上に設定しているので、コン
デンサインプット型の波形が現れるのを防止して入力電
流波形を正弦波に近づけることができる。
止して入力電流波形を正弦波に近づける。 【構成】交流電源１にインダクタＬ1 とコンデンサＣ1
とから成る共振回路２が接続されている。インバータ回
路３の高周波交流電圧を帰還する帰還巻線ｎ3 がコンデ
ンサＣ1 と直列に接続されている。共振回路２の共振電
圧が重畳された電源電圧がダイオードブリッジＤＢで全
波整流されて平滑コンデンサＣ0 を充電する。平滑コン
デンサＣ0 で平滑され供給される直流電力をインバータ
回路３において高周波交流電力に変換し、出力用トラン
スＴ1 を介して負荷４に供給する。ここで、交流電源電
圧のピーク値に対する平滑コンデンサＣ0 の両端電圧の
ピーク値の比を１．０２以上に設定しているので、コン
デンサインプット型の波形が現れるのを防止して入力電
流波形を正弦波に近づけることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源から供給され
る交流電圧を整流平滑し、整流平滑された直流電圧をイ
ンバータで高周波交流電圧に変換して負荷を駆動する電
源装置であって、特に力率を向上させるとともに交流電
源からの入力電流の入力電流歪を改善した電源装置に関
するものである。
る交流電圧を整流平滑し、整流平滑された直流電圧をイ
ンバータで高周波交流電圧に変換して負荷を駆動する電
源装置であって、特に力率を向上させるとともに交流電
源からの入力電流の入力電流歪を改善した電源装置に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、上記のような電源装置が種々
提案されており、本発明者も特願平５−２９５０３０号
において次のような電源装置を提案している。この電源
装置は、交流電源と、交流電源から供給される交流電圧
を整流する整流器と、整流器からの出力電圧を平滑する
平滑コンデンサと、平滑コンデンサから出力される直流
電圧を高周波交流電圧に変換して負荷に供給するインバ
ータと、インバータから出力される高周波交流電圧を整
流器の入力側に帰還する電圧帰還器と、交流電源と整流
器との間に接続され、電圧帰還器により帰還される高周
波交流電圧と共振するＬＣ共振回路とを備えて成り、イ
ンバータの発振周波数とＬＣ共振回路の共振周波数との
関係から、交流電源電圧の一周期の略全域にわたって交
流電源から平滑コンデンサに充電電流が供給され、上記
の略全域において入力電流を高周波的に流すことができ
る。その結果、力率の向上と入力電流歪の改善が図れる
ものである。
提案されており、本発明者も特願平５−２９５０３０号
において次のような電源装置を提案している。この電源
装置は、交流電源と、交流電源から供給される交流電圧
を整流する整流器と、整流器からの出力電圧を平滑する
平滑コンデンサと、平滑コンデンサから出力される直流
電圧を高周波交流電圧に変換して負荷に供給するインバ
ータと、インバータから出力される高周波交流電圧を整
流器の入力側に帰還する電圧帰還器と、交流電源と整流
器との間に接続され、電圧帰還器により帰還される高周
波交流電圧と共振するＬＣ共振回路とを備えて成り、イ
ンバータの発振周波数とＬＣ共振回路の共振周波数との
関係から、交流電源電圧の一周期の略全域にわたって交
流電源から平滑コンデンサに充電電流が供給され、上記
の略全域において入力電流を高周波的に流すことができ
る。その結果、力率の向上と入力電流歪の改善が図れる
ものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記従来例
において回路条件が適正に設定されていない場合には、
図３（ｂ）に示すように上記高周波の帰還電流により充
電される平滑コンデンサの両端電圧Ｖdcが交流電源の電
源電圧Ｖacよりも低くなり、同図（ａ）に示すように入
力電流波形にコンデンサインプット型の波形が現れるこ
とがある。したがって、このようなコンデンサインプッ
ト型の波形が現れるのを防止して入力電流波形を正弦波
に近づけるためには、平滑コンデンサの両端電圧が交流
電源の電源電圧よりも高くなるように回路条件を設定す
る必要がある。
において回路条件が適正に設定されていない場合には、
図３（ｂ）に示すように上記高周波の帰還電流により充
電される平滑コンデンサの両端電圧Ｖdcが交流電源の電
源電圧Ｖacよりも低くなり、同図（ａ）に示すように入
力電流波形にコンデンサインプット型の波形が現れるこ
とがある。したがって、このようなコンデンサインプッ
ト型の波形が現れるのを防止して入力電流波形を正弦波
に近づけるためには、平滑コンデンサの両端電圧が交流
電源の電源電圧よりも高くなるように回路条件を設定す
る必要がある。
【０００４】本発明は上記問題に鑑みてなされたもので
あり、その目的とするところは、コンデンサインプット
型の波形が現れるのを防止して入力電流波形を正弦波に
近づけることが可能な電源装置を提供することにある。
あり、その目的とするところは、コンデンサインプット
型の波形が現れるのを防止して入力電流波形を正弦波に
近づけることが可能な電源装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源と、交流電源から供給
される交流電圧を整流する整流器と、整流器からの出力
電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサから
出力される直流電圧を高周波交流電圧に変換して負荷に
供給するインバータと、インバータから出力される高周
波交流電圧を整流器の入力側に帰還する電圧帰還器と、
交流電源と整流器との間に接続され、電圧帰還器により
帰還される高周波交流電圧と共振するＬＣ共振回路とを
備えて成る電源装置において、交流電源電圧のピーク値
に対する平滑コンデンサから出力される直流電圧のピー
ク値の比を１．０２以上に設定して成ることを特徴とす
る。
目的を達成するために、交流電源と、交流電源から供給
される交流電圧を整流する整流器と、整流器からの出力
電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサから
出力される直流電圧を高周波交流電圧に変換して負荷に
供給するインバータと、インバータから出力される高周
波交流電圧を整流器の入力側に帰還する電圧帰還器と、
交流電源と整流器との間に接続され、電圧帰還器により
帰還される高周波交流電圧と共振するＬＣ共振回路とを
備えて成る電源装置において、交流電源電圧のピーク値
に対する平滑コンデンサから出力される直流電圧のピー
ク値の比を１．０２以上に設定して成ることを特徴とす
る。
【０００６】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、交流電源電圧のピーク値に対する平滑コンデンサか
ら出力される直流電圧のピーク値の比を１．０６以上且
つ１．２以下に設定して成ることを特徴とする。請求項
３の発明は、請求項１又は２の発明において、平滑コン
デンサから出力される直流電圧のピーク値変化に対して
交流電源からの入力電流歪率が減少から増加に転じる変
曲点の近傍に上記直流電圧のピーク値を設定して成るこ
とを特徴とする。
て、交流電源電圧のピーク値に対する平滑コンデンサか
ら出力される直流電圧のピーク値の比を１．０６以上且
つ１．２以下に設定して成ることを特徴とする。請求項
３の発明は、請求項１又は２の発明において、平滑コン
デンサから出力される直流電圧のピーク値変化に対して
交流電源からの入力電流歪率が減少から増加に転じる変
曲点の近傍に上記直流電圧のピーク値を設定して成るこ
とを特徴とする。
【０００７】請求項４の発明は、請求項１〜３の発明に
おいて、交流電源電圧のピーク値に対する平滑コンデン
サから出力される直流電圧のピーク値の比をおよそ１．
１２に設定して成ることを特徴とする。
おいて、交流電源電圧のピーク値に対する平滑コンデン
サから出力される直流電圧のピーク値の比をおよそ１．
１２に設定して成ることを特徴とする。
【０００８】
【作用】請求項１の発明の構成では、交流電源電圧のピ
ーク値に対する平滑コンデンサから出力される直流電圧
のピーク値の比を１．０２以上に設定したため、交流電
源からの入力電流波形にコンデンサインプット型の波形
が現れるのを防止して入力電流波形を正弦波に近づける
ことができ、また、入力電流歪の改善が図れるとともに
平滑コンデンサの上記直流電圧を低く抑えられるために
回路部品、回路素子の耐圧を低減することができる。
ーク値に対する平滑コンデンサから出力される直流電圧
のピーク値の比を１．０２以上に設定したため、交流電
源からの入力電流波形にコンデンサインプット型の波形
が現れるのを防止して入力電流波形を正弦波に近づける
ことができ、また、入力電流歪の改善が図れるとともに
平滑コンデンサの上記直流電圧を低く抑えられるために
回路部品、回路素子の耐圧を低減することができる。
【０００９】請求項２の発明の構成では、交流電源電圧
のピーク値に対する平滑コンデンサから出力される直流
電圧のピーク値の比を１．０６以上且つ１．２以下に設
定したため、入力電流歪をさらに改善することができ
る。請求項３の発明の構成では、平滑コンデンサから出
力される直流電圧のピーク値変化に対して交流電源から
の入力電流歪率が減少から増加に転じる変曲点の近傍に
上記直流電圧のピーク値を設定したため、入力電流歪が
最小となる条件で電源装置を動作させることができる。
のピーク値に対する平滑コンデンサから出力される直流
電圧のピーク値の比を１．０６以上且つ１．２以下に設
定したため、入力電流歪をさらに改善することができ
る。請求項３の発明の構成では、平滑コンデンサから出
力される直流電圧のピーク値変化に対して交流電源から
の入力電流歪率が減少から増加に転じる変曲点の近傍に
上記直流電圧のピーク値を設定したため、入力電流歪が
最小となる条件で電源装置を動作させることができる。
【００１０】請求項４の発明の構成では、交流電源電圧
のピーク値に対する平滑コンデンサから出力される直流
電圧のピーク値の比をおよそ１．１２に設定したため、
入力電流歪を最小にすることができる。
のピーク値に対する平滑コンデンサから出力される直流
電圧のピーク値の比をおよそ１．１２に設定したため、
入力電流歪を最小にすることができる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を参照して詳
細に説明する。図１は本実施例を示す概略回路構成図で
あり、本発明者が先に提案している回路構成と基本的な
構成を共通にするものである。図１に示すように、この
電源装置は、交流電源１と、インダクタＬ1 及びコンデ
ンサＣ1 から成る共振回路２と、ダイオードブリッジＤ
Ｂと、平滑コンデンサＣ0 と、インバータ回路３と、出
力用トランスＴ1 と、出力用トランスＴ1 から共振回路
２にインバータ回路３の高周波交流電圧を帰還する帰還
巻線ｎ3 とで構成され、出力用トランスＴ1 の２次巻線
ｎ2 には負荷４として２灯の放電ランプが接続されてい
る。なお、交流電源１から供給される入力電流の高調波
歪を改善するためのコモンフィルターＴ3が交流電源１
と共振回路２との間に接続してある。
細に説明する。図１は本実施例を示す概略回路構成図で
あり、本発明者が先に提案している回路構成と基本的な
構成を共通にするものである。図１に示すように、この
電源装置は、交流電源１と、インダクタＬ1 及びコンデ
ンサＣ1 から成る共振回路２と、ダイオードブリッジＤ
Ｂと、平滑コンデンサＣ0 と、インバータ回路３と、出
力用トランスＴ1 と、出力用トランスＴ1 から共振回路
２にインバータ回路３の高周波交流電圧を帰還する帰還
巻線ｎ3 とで構成され、出力用トランスＴ1 の２次巻線
ｎ2 には負荷４として２灯の放電ランプが接続されてい
る。なお、交流電源１から供給される入力電流の高調波
歪を改善するためのコモンフィルターＴ3が交流電源１
と共振回路２との間に接続してある。
【００１２】上記帰還巻線ｎ3 は、その出力側が共振回
路２のコンデンサＣ1 と直列に接続され、コンデンサＣ
1 と帰還巻線ｎ3 との直列回路がダイオードブリッジＤ
Ｂと並列に交流電源１に接続されている。交流電源１か
ら供給される交流電圧はダイオードブリッジＤＢにおい
て全波整流され、さらに平滑コンデンサＣ0 により平滑
されてインバータ回路３に入力されている。
路２のコンデンサＣ1 と直列に接続され、コンデンサＣ
1 と帰還巻線ｎ3 との直列回路がダイオードブリッジＤ
Ｂと並列に交流電源１に接続されている。交流電源１か
ら供給される交流電圧はダイオードブリッジＤＢにおい
て全波整流され、さらに平滑コンデンサＣ0 により平滑
されてインバータ回路３に入力されている。
【００１３】インバータ回路３は、直列に接続された一
対のスイッチングトランジスタＱ1，Ｑ2 を交互に導通
遮断させることによって、平滑コンデンサＣ0 を介して
入力される直流電圧より高周波交流電圧を得て、その高
周波交流電圧を電流帰還トランスＴ2 とコンデンサＣ3
との直列共振回路において共振させ、出力用トランスＴ
1 を介して負荷４に高周波交流電圧を供給することによ
り、負荷４である放電ランプを始動及び点灯させている
ものである。なお、スイッチングトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 の導通遮断の切り換え動作は、スイッチングトランジ
スタＱ1 ，Ｑ2の各ベースに２次巻線が接続された電流
帰還トランスＴ2 による自励動作である。また、スイッ
チングトランジスタＱ1 ，Ｑ2 と並列にインバータ回路
３を起動するための起動回路５が接続されている。
対のスイッチングトランジスタＱ1，Ｑ2 を交互に導通
遮断させることによって、平滑コンデンサＣ0 を介して
入力される直流電圧より高周波交流電圧を得て、その高
周波交流電圧を電流帰還トランスＴ2 とコンデンサＣ3
との直列共振回路において共振させ、出力用トランスＴ
1 を介して負荷４に高周波交流電圧を供給することによ
り、負荷４である放電ランプを始動及び点灯させている
ものである。なお、スイッチングトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 の導通遮断の切り換え動作は、スイッチングトランジ
スタＱ1 ，Ｑ2の各ベースに２次巻線が接続された電流
帰還トランスＴ2 による自励動作である。また、スイッ
チングトランジスタＱ1 ，Ｑ2 と並列にインバータ回路
３を起動するための起動回路５が接続されている。
【００１４】一方、共振回路２の共振周波数ｆ0 がイン
バータ回路３から出力される高周波交流電圧の周波数ｆ
に略等しくなるように、インダクタＬ1 のインダクタン
ス及びコンデンサＣ1 の容量を設定している。本発明
は、上記回路構成において、ある回路条件下で入力電流
波形にコンデンサインプット型の波形が現れるのを防止
し、一般的に目安となる入力電流歪率ＴＨＤ（Total Ha
rmonic Distortion ）を約２０％以下とするのに必要な
平滑コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖdcの条件と、さらに、
入力電流歪率ＴＨＤを約１０％以下とするのに必要な平
滑コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖdcの条件とを以下に示す
実験により確認して明確にしたものである。また、交流
電源１からの入力電流に休止期間がなくなるように平滑
コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖdcを上昇させると入力電流
歪率ＴＨＤが低下し、さらに、両端電圧Ｖdcを上昇させ
ると交流電源１の電源電圧Ｖacのゼロクロス点で入力電
流が急激に増大するようになって入力電流歪率ＴＨＤが
増加するため、両端電圧Ｖdcの変化に対して入力電流歪
率ＴＨＤには減少から増加に転じる変曲点が生じること
を、本発明者は実験により同時に確認した。
バータ回路３から出力される高周波交流電圧の周波数ｆ
に略等しくなるように、インダクタＬ1 のインダクタン
ス及びコンデンサＣ1 の容量を設定している。本発明
は、上記回路構成において、ある回路条件下で入力電流
波形にコンデンサインプット型の波形が現れるのを防止
し、一般的に目安となる入力電流歪率ＴＨＤ（Total Ha
rmonic Distortion ）を約２０％以下とするのに必要な
平滑コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖdcの条件と、さらに、
入力電流歪率ＴＨＤを約１０％以下とするのに必要な平
滑コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖdcの条件とを以下に示す
実験により確認して明確にしたものである。また、交流
電源１からの入力電流に休止期間がなくなるように平滑
コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖdcを上昇させると入力電流
歪率ＴＨＤが低下し、さらに、両端電圧Ｖdcを上昇させ
ると交流電源１の電源電圧Ｖacのゼロクロス点で入力電
流が急激に増大するようになって入力電流歪率ＴＨＤが
増加するため、両端電圧Ｖdcの変化に対して入力電流歪
率ＴＨＤには減少から増加に転じる変曲点が生じること
を、本発明者は実験により同時に確認した。
【００１５】本発明者が行なった実験は次のようなもの
である。すなわち、図１に示す回路構成において、その
回路条件を以下のように設定し、出力用トランスＴ1 の
１次巻線ｎ1 と帰還巻線ｎ3 との巻数比を変化させたと
きの、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧のピーク値Ｖdcと
交流電源１の電源電圧のピーク値Ｖacの電圧比Ｖdc／Ｖ
acと、入力電流歪率ＴＨＤとの関係を調べたものであ
る。 ＜回路条件＞ 交流電源１：電源電圧＝１２０Ｖ（ＲＭＳ） 負荷４：蛍光ランプ３２Ｗ×２灯 出力用トランスＴ1 ：ｎ1 ＝８０Ｔ，ｎ2 ＝１３０Ｔ，ｎ3 ＝３０〜８０Ｔ ＥＥＲ２８（フェライトコア） 電流帰還トランスＴ2 ：０．５ｍＨ，帰還巻線＝０．５Ｔ，ＥＩ−２８（フェ ライトコア） 平滑コンデンサＣ0 ：４７μＦ インダクタＬ1 ：０．５ｍＨ コンデンサＣ1 ：０．０２４μＦ コンデンサＣ2 ：０．４７μＦ コンデンサＣ3 ：０．０２４μＦ コンデンサＣ5 ，Ｃ6 ：０．４７μＦ トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ：Ｃ４５５９（松下電子部品社製） 抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ：５．１Ω 抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 ：０．３３Ω なお、出力用トランスＴ1 のコアは幅寸法が２８ｍｍの
Ｅ型を２つ結合して構成され、コイルが巻回される真中
の脚の断面形状が略円形若しくは楕円形に形成されてい
る。ここで、入力電流歪率ＴＨＤは以下の式で表され
る。
である。すなわち、図１に示す回路構成において、その
回路条件を以下のように設定し、出力用トランスＴ1 の
１次巻線ｎ1 と帰還巻線ｎ3 との巻数比を変化させたと
きの、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧のピーク値Ｖdcと
交流電源１の電源電圧のピーク値Ｖacの電圧比Ｖdc／Ｖ
acと、入力電流歪率ＴＨＤとの関係を調べたものであ
る。 ＜回路条件＞ 交流電源１：電源電圧＝１２０Ｖ（ＲＭＳ） 負荷４：蛍光ランプ３２Ｗ×２灯 出力用トランスＴ1 ：ｎ1 ＝８０Ｔ，ｎ2 ＝１３０Ｔ，ｎ3 ＝３０〜８０Ｔ ＥＥＲ２８（フェライトコア） 電流帰還トランスＴ2 ：０．５ｍＨ，帰還巻線＝０．５Ｔ，ＥＩ−２８（フェ ライトコア） 平滑コンデンサＣ0 ：４７μＦ インダクタＬ1 ：０．５ｍＨ コンデンサＣ1 ：０．０２４μＦ コンデンサＣ2 ：０．４７μＦ コンデンサＣ3 ：０．０２４μＦ コンデンサＣ5 ，Ｃ6 ：０．４７μＦ トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ：Ｃ４５５９（松下電子部品社製） 抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ：５．１Ω 抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 ：０．３３Ω なお、出力用トランスＴ1 のコアは幅寸法が２８ｍｍの
Ｅ型を２つ結合して構成され、コイルが巻回される真中
の脚の断面形状が略円形若しくは楕円形に形成されてい
る。ここで、入力電流歪率ＴＨＤは以下の式で表され
る。
【００１６】
【式１】
【００１７】上記の回路条件において帰還巻線ｎ3 の巻
数を３０Ｔ〜８０Ｔの範囲で可変したときの入力電流歪
率ＴＨＤの測定結果を表１に示す。
数を３０Ｔ〜８０Ｔの範囲で可変したときの入力電流歪
率ＴＨＤの測定結果を表１に示す。
【００１８】
【表１】
【００１９】なお、上記表１におけるＶacは交流電源１
の電源電圧のピーク値を示し、Ｖac＝１２０√２〔Ｖ〕
である。また、図２は上記表１の実験結果をグラフ化し
たものであり、横軸に巻数比ｎ 3 ／ｎ1 を、縦軸に入力
電流歪率ＴＨＤと電圧比（昇圧比）Ｖdc／Ｖacをとって
いる。そして、巻数比ｎ3 ／ｎ1 と入力電流歪率ＴＨＤ
との関係を実線（同図中の曲線Ｌａ）で、巻数比ｎ3 ／
ｎ1 と電圧比Ｖdc／Ｖacとの関係を点線（同図中の曲線
Ｌｂ）で表している。なお、帰還巻線ｎ3 の巻数の上限
を８０Ｔとしたのは、実験においてそれ以上にした場合
にインバータ回路３が発振しなくなるという問題が生じ
たためである。
の電源電圧のピーク値を示し、Ｖac＝１２０√２〔Ｖ〕
である。また、図２は上記表１の実験結果をグラフ化し
たものであり、横軸に巻数比ｎ 3 ／ｎ1 を、縦軸に入力
電流歪率ＴＨＤと電圧比（昇圧比）Ｖdc／Ｖacをとって
いる。そして、巻数比ｎ3 ／ｎ1 と入力電流歪率ＴＨＤ
との関係を実線（同図中の曲線Ｌａ）で、巻数比ｎ3 ／
ｎ1 と電圧比Ｖdc／Ｖacとの関係を点線（同図中の曲線
Ｌｂ）で表している。なお、帰還巻線ｎ3 の巻数の上限
を８０Ｔとしたのは、実験においてそれ以上にした場合
にインバータ回路３が発振しなくなるという問題が生じ
たためである。
【００２０】上記表１及び図２から明らかなように、帰
還巻線ｎ3 の巻数が増加する程、平滑コンデンサＣ0 の
両端電圧Ｖdc（インバータ回路３に供給される直流電
圧）が上昇することがわかる。また、帰還巻線ｎ3 の巻
数が５０Ｔ〜６０Ｔの区間（巻数比ｎ3 ／ｎ1 が０．６
２５〜０．７５の区間）において、入力電流歪率ＴＨＤ
が減少から増加に転じる変曲点Ｄが存在することが確認
できた。
還巻線ｎ3 の巻数が増加する程、平滑コンデンサＣ0 の
両端電圧Ｖdc（インバータ回路３に供給される直流電
圧）が上昇することがわかる。また、帰還巻線ｎ3 の巻
数が５０Ｔ〜６０Ｔの区間（巻数比ｎ3 ／ｎ1 が０．６
２５〜０．７５の区間）において、入力電流歪率ＴＨＤ
が減少から増加に転じる変曲点Ｄが存在することが確認
できた。
【００２１】ここで、図２に示すグラフより、入力電流
歪率ＴＨＤが２０％となるＡ点での電圧比Ｖdc／Ｖacは
点線ＬｂのＡ’点より１．０２であり、電圧比Ｖdc／Ｖ
acの値がこの１．０２以上であれば、実線Ｌａより入力
電流歪率ＴＨＤは２０％以下となる。このときの巻数比
ｎ3 ／ｎ1 はおよそ０．５である。また、実線ＬａのＢ
点〜Ｃ点の間では入力電流歪率ＴＨＤが１０％以下とな
り、このときの電圧比Ｖdc／Ｖacは点線ＬｂのＢ’点及
びＣ’点より１．０６以上且つ１．２以下の範囲であ
る。さらに、上記変曲点Ｄにおいて入力電流歪率ＴＨＤ
が最小となり、このときの電圧比Ｖdc／Ｖacは点線Ｌｂ
のＤ’点より１．１２となった。
歪率ＴＨＤが２０％となるＡ点での電圧比Ｖdc／Ｖacは
点線ＬｂのＡ’点より１．０２であり、電圧比Ｖdc／Ｖ
acの値がこの１．０２以上であれば、実線Ｌａより入力
電流歪率ＴＨＤは２０％以下となる。このときの巻数比
ｎ3 ／ｎ1 はおよそ０．５である。また、実線ＬａのＢ
点〜Ｃ点の間では入力電流歪率ＴＨＤが１０％以下とな
り、このときの電圧比Ｖdc／Ｖacは点線ＬｂのＢ’点及
びＣ’点より１．０６以上且つ１．２以下の範囲であ
る。さらに、上記変曲点Ｄにおいて入力電流歪率ＴＨＤ
が最小となり、このときの電圧比Ｖdc／Ｖacは点線Ｌｂ
のＤ’点より１．１２となった。
【００２２】以上の結果をまとめると、 １）入力電流歪率ＴＨＤを２０％以下とするための条
件： 電圧比Ｖdc／Ｖac≧１．０２ ２）入力電流歪率ＴＨＤを１０％以下とするための条
件： １．０６≦電圧比Ｖdc／Ｖac≦１．２ ３）入力電流歪率ＴＨＤを最小とするための条件： 電圧比Ｖdc／Ｖac≒１．１２ となる。なお、上記の各条件は本実施例における回路条
件下でのものであるが、例えば、負荷４の条件が変わっ
た場合には各回路定数等の条件は負荷４に応じて決まる
ものであり、基本的には入力電流歪率ＴＨＤを低減する
回路条件としては上記の各条件とほぼ同じになると考え
られる。
件： 電圧比Ｖdc／Ｖac≧１．０２ ２）入力電流歪率ＴＨＤを１０％以下とするための条
件： １．０６≦電圧比Ｖdc／Ｖac≦１．２ ３）入力電流歪率ＴＨＤを最小とするための条件： 電圧比Ｖdc／Ｖac≒１．１２ となる。なお、上記の各条件は本実施例における回路条
件下でのものであるが、例えば、負荷４の条件が変わっ
た場合には各回路定数等の条件は負荷４に応じて決まる
ものであり、基本的には入力電流歪率ＴＨＤを低減する
回路条件としては上記の各条件とほぼ同じになると考え
られる。
【００２３】なお、上記のような回路条件に設定した場
合には、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖdcを比較的低
く抑えることができるため、回路部品及び回路素子の耐
圧を低減できるという利点もある。
合には、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖdcを比較的低
く抑えることができるため、回路部品及び回路素子の耐
圧を低減できるという利点もある。
【００２４】
【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源と、交流電
源から供給される交流電圧を整流する整流器と、整流器
からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コン
デンサから出力される直流電圧を高周波交流電圧に変換
して負荷に供給するインバータと、インバータから出力
される高周波交流電圧を整流器の入力側に帰還する電圧
帰還器と、交流電源と整流器との間に接続され、電圧帰
還器により帰還される高周波交流電圧と共振するＬＣ共
振回路とを備えて成る電源装置において、交流電源電圧
のピーク値に対する平滑コンデンサから出力される直流
電圧のピーク値の比を１．０２以上に設定したので、交
流電源からの入力電流波形にコンデンサインプット型の
波形が現れるのを防止して入力電流波形を正弦波に近づ
けることができ、また、入力電流歪の改善が図れるとと
もに平滑コンデンサの上記直流電圧を低く抑えられるた
めに回路部品、回路素子の耐圧を低減することができる
という効果がある。
源から供給される交流電圧を整流する整流器と、整流器
からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コン
デンサから出力される直流電圧を高周波交流電圧に変換
して負荷に供給するインバータと、インバータから出力
される高周波交流電圧を整流器の入力側に帰還する電圧
帰還器と、交流電源と整流器との間に接続され、電圧帰
還器により帰還される高周波交流電圧と共振するＬＣ共
振回路とを備えて成る電源装置において、交流電源電圧
のピーク値に対する平滑コンデンサから出力される直流
電圧のピーク値の比を１．０２以上に設定したので、交
流電源からの入力電流波形にコンデンサインプット型の
波形が現れるのを防止して入力電流波形を正弦波に近づ
けることができ、また、入力電流歪の改善が図れるとと
もに平滑コンデンサの上記直流電圧を低く抑えられるた
めに回路部品、回路素子の耐圧を低減することができる
という効果がある。
【００２５】請求項２の発明は、交流電源電圧のピーク
値に対する平滑コンデンサから出力される直流電圧のピ
ーク値の比を１．０６以上且つ１．２以下に設定したの
で、入力電流歪をさらに改善することができるという効
果がある。請求項３の発明は、平滑コンデンサから出力
される直流電圧のピーク値変化に対して交流電源からの
入力電流歪率が減少から増加に転じる変曲点の近傍に上
記直流電圧のピーク値を設定したので、入力電流歪が最
小となる条件で電源装置を動作させることができるとい
う効果がある。
値に対する平滑コンデンサから出力される直流電圧のピ
ーク値の比を１．０６以上且つ１．２以下に設定したの
で、入力電流歪をさらに改善することができるという効
果がある。請求項３の発明は、平滑コンデンサから出力
される直流電圧のピーク値変化に対して交流電源からの
入力電流歪率が減少から増加に転じる変曲点の近傍に上
記直流電圧のピーク値を設定したので、入力電流歪が最
小となる条件で電源装置を動作させることができるとい
う効果がある。
【００２６】請求項４の発明は、交流電源電圧のピーク
値に対する平滑コンデンサから出力される直流電圧のピ
ーク値の比をおよそ１．１２に設定したので、入力電流
歪を最小にすることができるという効果がある。
値に対する平滑コンデンサから出力される直流電圧のピ
ーク値の比をおよそ１．１２に設定したので、入力電流
歪を最小にすることができるという効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示す概略回路構成図であ
る。
る。
【図２】同上における実験結果を示すグラフである。
【図３】従来例を説明するための波形図である。
１ 交流電源 ２ 共振回路 ３ インバータ回路 ４ 負荷 Ｃ0 平滑コンデンサ ｎ1 帰還巻線 Ｖac 交流電源電圧のピーク値 Ｖdc 平滑コンデンサの両端電圧
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源と、交流電源から供給される交
流電圧を整流する整流器と、整流器からの出力電圧を平
滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサから出力され
る直流電圧を高周波交流電圧に変換して負荷に供給する
インバータと、インバータから出力される高周波交流電
圧を整流器の入力側に帰還する電圧帰還器と、交流電源
と整流器との間に接続され、電圧帰還器により帰還され
る高周波交流電圧と共振するＬＣ共振回路とを備えて成
る電源装置において、交流電源電圧のピーク値に対する
平滑コンデンサから出力される直流電圧のピーク値の比
を１．０２以上に設定して成ることを特徴とする電源装
置。 - 【請求項２】 交流電源電圧のピーク値に対する平滑コ
ンデンサから出力される直流電圧のピーク値の比を１．
０６以上且つ１．２以下に設定して成ることを特徴とす
る請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 平滑コンデンサから出力される直流電圧
のピーク値変化に対して交流電源からの入力電流歪率が
減少から増加に転じる変曲点の近傍に上記直流電圧のピ
ーク値を設定して成ることを特徴とする請求項１又は２
記載の電源装置。 - 【請求項４】 交流電源電圧のピーク値に対する平滑コ
ンデンサから出力される直流電圧のピーク値の比をおよ
そ１．１２に設定して成ることを特徴とする請求項１〜
３記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7079173A JPH08280179A (ja) | 1995-04-04 | 1995-04-04 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7079173A JPH08280179A (ja) | 1995-04-04 | 1995-04-04 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08280179A true JPH08280179A (ja) | 1996-10-22 |
Family
ID=13682598
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7079173A Withdrawn JPH08280179A (ja) | 1995-04-04 | 1995-04-04 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08280179A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015121895A1 (ja) * | 2014-02-17 | 2015-08-20 | 新エネルギー産業株式会社 | 電位変動式物質変性装置 |
-
1995
- 1995-04-04 JP JP7079173A patent/JPH08280179A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015121895A1 (ja) * | 2014-02-17 | 2015-08-20 | 新エネルギー産業株式会社 | 電位変動式物質変性装置 |
| JPWO2015121895A1 (ja) * | 2014-02-17 | 2017-03-30 | 新エネルギー産業株式会社 | 電位変動式物質変性装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020604 |