JP3702504B2 - 放電灯点灯装置および照明装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば放電灯等の点灯に使用されるインバータを有する放電灯点灯装置及び照明装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の装置として、交流電源からの入力力率を向上し、入力電流の歪みを低減するため、本願出願人は、「電源装置、放電灯装置および照明装置」を提案した（特願平７−４１１２０）。図１０は、かかる装置の概略図である。図１０において、１００は商用交流電源にチョークコイル１０１およびコンデンサ１０２からなるフィルタ回路が接続され、このフィルタ回路にダイオードブリッジの整流装置１０３が接続されている。また、整流装置１０３の出力端間には、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等からなる第１及び第２のスイッチング装置１０４及び１０５が接続されている。
【０００３】
一方の第１のスイッチング装置１０４と並列に、例えばリーケージトランスで構成されるインダクタ１０６の一次巻線１０６−１及び平滑用の第１のコンデンサ１０７の直列回路が接続されている。
【０００４】
インダクタ１０６の二次巻線１０６−２は出力回路を形成し、二次巻線１０６−２には負荷として蛍光ランプ等の放電灯１０８が接続され、放電灯１０８のフィラメント間にはフィラメント予熱用のコンデンサ１０９が接続されている。
【０００５】
他方のスイッチング装置１０５には、インダクタ１０６の一次巻線１０６−１を介して小容量の第２のコンデンサ１１０が並列接続されている。この一次巻線１０６ー１と第２のコンデンサ１１０により、スイッチング装置１０４及び１０５のスイッチング周波数で共振作用を生ずる。
【０００６】
さらに、スイッチング制御手段１１１は、スイッチング装置１０４及び１０５を一定の周波数でオンオフ制御するもので、入力電圧の大きさを検知する検知手段１１１−１及びこの検知手段の検知電圧の大きさに応じてオン期間を変化させる発信手段１１１−２を備えている。ＴO は、外部からの制御信号を入力する端子である。
【０００７】
上記構成において、商用交流電源１００からの交流電圧をチョークコイル１０１とコンデンサ１０２によるフィルタ回路を介して整流装置１０３に入力し、全波整流を行い、第１のコンデンサ１０７により平滑化する。第１及び第２のスイッチング装置１０４及び１０５は、高い周波数で交互にオンオフし、インダクタ１０６の二次巻線１０６−２に高周波交流電圧を誘起して放電灯１０８を点灯させる。また、第２のコンデンサ１１０及びインダクタ１０６の一次巻線１０６−１により共振電圧を発生し、この共振電圧の作用により整流装置１０３で整流された波高値が低い期間でも高力率でしかも低歪みの出力電圧が得られるようにしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、放電灯１０８を点灯させる際、図１１に示すように、インダクタ１０６の一次巻線１０６−１と第２のコンデンサ１１０の共振作用により始動時には、直列共振周波数（ｆ0 ）より周波数の高い誘導領域で動作させるようにしている。また、インダクタ１０６の二次巻線１０６−２に誘起される二次電圧（Ｖ20）が放電灯１０８の始動に不十分な場合（低い場合）には、共振周波数に近付けることにより所要とする高電圧の二次電圧を得るようにしている。これは、誘導領域での遅れ電流を用い、二次巻線１０６−２に誘起される高周波リップル電圧の低歪み化を図るためであるが、上述のような動作範囲で二次電圧を発生させると高周波リップル電圧も上昇する。
【０００９】
即ち、図１２に示すように、整流装置１０３の出力電圧に重畳した高周波リップル電圧の全体が上昇し、この電圧がスイッチング装置１０４及び１０５にかかることになる。このため、スイッチング装置１０４及び１０５には、リップル電圧の上昇を考慮にいれた高耐圧のスイッチング素子が必要となり装置が高価となる。
【００１０】
従って、本発明は上記課題に鑑みてなされたもので、二次電圧発生時の高周波リップル電圧の低い部分で放電灯を始動できる放電灯点灯装置及び照明装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係る放電灯点灯装置は、商用交流電源に接続され、該電源の電圧を全波整流した平滑前の電圧を出力する整流装置と；整流装置の出力端間に互いに直列的に配置され、バイポーラトランジスタとこのトランジスタに並列接続されたダイオードとにより構成されるか、または、電界効果トランジスタにより構成され、前記整流装置の出力周波数より高い周波数でオンオフする一対のスイッチング装置と；一方のスイッチング装置の両端間に設けられた平滑用の第１のコンデンサおよびインダクタの直列回路と；一対のスイッチング装置のオンオフに応じて前記インダクタと共同して共振する第２のコンデンサと；前記インダクタおよび第２のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回路と；前記出力回路に接続され、高周波出力により点灯され、フィラメント加熱用コンデンサが両端間に接続された放電灯と；を具備し、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとが直列接続され、該直列接続された第１と第２のコンデンサが前記整流装置の出力端間に接続されており；直列接続された前記２つのスイッチング装置の接続点と、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点との間に、前記インダクタが接続されており；前記インダクタの一次巻線と二次巻線、前記放電灯のフィラメント及び前記加熱用コンデンサにより負荷回路が構成され；前記負荷回路が直列共振回路として動作するときの第１の共振周波数から、前記負荷回路が並列共振回路として動作するときの第２の共振周波数に０.８を乗じた周波数までの範囲に、前記放電灯の始動時の動作周波数を設定したものである。
【００１２】
請求項２に係る発明は、請求項１記載の放電灯点灯装置において、出力回路の放電灯始動時の動作周波数の所定範囲を第１の共振周波数と、第２の共振周波数に所定値を乗じた周波数との間に設定したものである。
【００１３】
請求項３に係る発明は、請求項１又は２記載の放電灯点灯装置において、第１の共振周波数を出力回路の直列共振周波数とし、第２の共振周波数を出力回路の並列共振周波数とした。
【００１６】
請求項３に係る発明は、請求項１に記載の放電灯点灯装置において、インダクタをリーケージトランスで構成した。
【００１７】
請求項４に係る発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置に置いて、一対のスイッチング装置のスイッチング周波数を一定とし、パルス幅を変更して出力できるようにしたスイッチング制御装置を有する。
【００１８】
請求項５に係る発明は、照明装置本体と；照明装置本体に装着した請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と；を備えている。
【００１９】
本発明では、整流装置の出力を第１のコンデンサにより平滑し、インダクタと第２のコンデンサは、一対のスイッチング装置のオンオフに応じて共振電圧を発生する。共振電圧により、前記インダクタの二次側、即ち出力回路に整流装置の出力の谷部が上昇した高周波リップル電圧が得られる。出力回路に接続された放電灯を点灯始動させる際、出力回路の動作周波数を予め定めた範囲内に設定する。このように、動作周波数を並列共振周波数に合わせて設定することにより、無負荷二次電圧発生時に高周波リップル電圧の上昇を抑制することができる。
【００２１】
請求項３に係る発明では、インダクタをリーケージトランスで構成したものである。
【００２２】
請求項４に係る発明では、スイッチング制御装置から、一対のスイッチング装置のスイッチング周波数を一定にしてパルス幅を変更して出力することにより、インダクタの二次側に発生する二次電圧の高低を調整できる。
【００２３】
請求項５に係る発明では、各請求項における放電灯点灯装置を用いて同様の作用により照明装置の放電灯を点灯することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例について図１〜図５を参照して説明する。図１は、本発明の放電灯点灯装置の構成を示すブロック図、図２は、図１の負荷回路の等価回路図、図３は、図１の実施例の負荷回路の動作周波数に対するインピーダンスの軌跡を示す図、図４は、実施例の始動時の動作周波数範囲を示す図、図５は、図１の実施例のスイッチング装置の駆動パルス幅と二次電圧の関係を示す図である。
【００２５】
図１において、例えば商用交流電源１に高速スイッチング特性のダイオードブリッジで構成される整流装置２が接続されている。整流装置２の出力端間には、第１のスイッチング装置３及び第２のスイッチング装置４が直列に接続されている。これらスイッチング装置３及び４は、バイポーラトランジスタ等で構成され、夫々のコレクタ−エミッタ間には逆電流通流用のダイオードＤ３及びＤ４が接続される。スイッチング装置３及び４は、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）でもよく、この場合には、構造上寄生ダイオードが内蔵されているので、逆電流通流用として利用でき、ダイオードＤ３及びＤ４は不要となる。
【００２６】
第１のスイッチング装置３と並列に、例えば通常のリーケージトランス等の絶縁トランスで構成されるインダクタ５の一次巻線５−１と平滑用の大容量の第１のコンデンサ６の直列回路が接続されている。
【００２７】
インダクタ５の両端には出力回路が形成され、二次巻線５−２が出力回路となる。二次巻線５−２には負荷として、例えば蛍光ランプ等の放電灯７が接続され、放電灯７のフィラメント間にはフィラメント予熱用のコンデンサ８が接続されている。これら、インダクタ５の一次巻線５−１、二次巻線５−２、放電灯７及びコンデンサ８により負荷回路９が形成される。
【００２８】
さらに、第２のスイッチング装置４には、インダクタ５の一次巻線５−１を介して、共振用の比較的小容量の第２のコンデンサ１０が並列に接続されている。この第２のコンデンサ１０は、インダクタ５のインダクタンスとの共同により、スイッチング装置３及び４のスイッチング周波数で振動波形を生ずる値に選定されている。
【００２９】
また、１１はスイッチング制御装置で、スイッチング装置３及び４を高周波数で交互に駆動するパルスを発生する。なお、スイッチング制御装置１１は、一定のスイッチング周波数の下で、パルス幅を図５に示すように変更可能に構成され、パルス幅を変えることによりインダクタ５の二次巻線５−２に生ずる二次電圧（Ｖ20）の大きさを調整できるようになっている。
【００３０】
上述の実施例の作用を説明する。商用交流電源１の電圧は、整流回路２により全波整流される。スイッチング制御装置１１により第１及び第２のスイッチング装置３及び４は、電源周波数より高い周波数で交互にオンオフ駆動され、インダクタ５の二次巻線５−２に高周波交流電圧を誘起し、放電灯を点灯させる。また、第２のコンデンサ１０とインダクタ５の一次巻線５−１により共振電圧を発生し、この共振作用により、整流装置２で整流された電圧の波高値が低い期間でも商用交流電源１から十分な電流を流すことができるので、高力率化、低歪み化が得られる。
【００３１】
次に、本実施例の放電灯の動作周波数について図２を参照して詳細に説明する。図２（ａ）は、インダクタＬ及び容量Ｃによる負荷回路で、Ｌ1 を端子Ｔ1 及びＴ2 間に並列接続し、Ｌ2 を放電灯７の一方のフィラメントと端子Ｔ1 間に接続すると共に、放電灯７の両フィラメント間に予熱用のコンデンサＣf を接続したものである。なお、ＺL は、負荷回路の端子Ｔ1 及びＴ2 側からみたインピーダンスである。
【００３２】
図２（ｂ）は、図２（ａ）に基づく負荷回路９の放電灯７の始動時における等価回路を示し、始動時には放電灯７のフィラメント抵抗Ｒf （以下、単にＲf と称する。）が、Ｌ2 とＣf 間及びＣf とＬ1 間に直列に存在する。
【００３３】
この場合、第１の共振周波数としての直列共振周波数ｆ1 は、Ｌ2 とＣf の共振により、ｆ1 ＝１／２π（Ｌ2 ・Ｃf ）1/2 となり、この直列共振周波数ｆ1 でインピーダンスＺL が小さくなる。
【００３４】
また、第２の共振周波数としての並列共振周波数ｆ2 は、（Ｌ1 ＋Ｌ2 ）とＣf の共振により、ｆ2 ＝１／２π｛（Ｌ1 ＋Ｌ2 ）・Ｃf ｝1/2 となり、この並列共振周波数ｆ2 でインピーダンスＺL は大きくなる。
【００３５】
従って、負荷回路９におけるインダクタ５の一次及び二次巻線５−１及５−２のインダクタンス及びコンデンサ８の容量は、上記式により求められる直列共振周波数ｆ1 及び並列共振周波数ｆ2 に適合した値が選定される。
【００３６】
本例では、共振周波数が０．８・ｆ2 ≦ｆ1 の範囲で点灯し（この時は誘導領域動作）、始動時（フィラメント負荷時）は、図３に示すようにインピーダンスが大きくなることを利用する。同図から明らかなように、上記インピーダンスＺL は、周波数に応じて円形の軌跡を描く。インピーダンスＺL の軌跡は、横軸が純抵抗分（Ｒｅ）で、縦軸がリアクタンス分（Ｘｅ）を示している。図３において、実数分の抵抗値がほぼ最大となる点（1,500 Ω付近）が並列共振周波数ｆ2 となり、実数分及び虚数分が最小となる点が直列共振周波数ｆ1 となる。
【００３７】
即ち、並列共振周波数ｆ2 付近でインピーダンスＺL が大きくなると、負荷回路９に流れる無効電流が減少して高周波リップル電圧が低下するので、この直列共振周波数ｆ1 と並列共振周波数ｆ2 の範囲内で放電灯７の始動時の動作点を選定すればよいことが解る。
【００３８】
図４は、斯かる放電灯の始動時の動作周波数範囲を示す。図４から明らかなように、本実施例による動作周波数範囲では、放電灯７にかかる二次電圧Ｖ20及び高周波リップ電圧ＶDCは低下し、この範囲内で放電灯７を始動できるので、高周波リップル電圧の低い部分を使用でき、スイッチング装置３及び４に高周波リップル電圧の上昇分を見込んだ高耐圧の素子の使用を回避できる。
【００３９】
なお、本例においては、第２の共振周波数である並列共振種は数ｆ2 に所定値として例えば（０．８）を乗じた周波数を下限としている。これは、動作周波数を（０．８）以下にすると、再び高周波リップル電圧が大きくなり、並列共振周波数ｆ2 以下でインピーダンスＺL が直列共振周波数の（１／２・ｆ1 ）の周波数までは小さくなるためである。
【００４０】
図２に戻り、図２（ｃ）は、負荷回路９の放電灯７の点灯後の等価回路を示し、放電灯の点灯中の抵抗分ＲL （以下、単にＲL と称する。）が、Ｌ2 と一方のＲf の接続点、及びＬ1 と他方のＲf の接続点に挿入される。この場合、Ｌ1 、Ｌ2 、Ｃf 及びＲf の値は、いずれか一方のスイッチング装置３（４）を遅れ電流でスイッチング可能となるような定数に設定すればよい。
【００４１】
図６は、第２の実施例を示し、インダクタ５の一次巻線５−１とスイッチング装置３及び４の接続点Ｔ1 との間に限流インダクタ６０を直列に挿入することもできる。この場合は、限流インダタ６０が、放電灯７の限流インピーダンスとして作用する。全体の動作については、上記第１の実施例と同様のため、説明を省略する。
【００４２】
図７は、第３の実施例を示す回路図である。この実施例において、負荷回路９ａの等価回路は図８に示すようになる。なお、Ｚは、以下説明する各等価回路のインピーダンスを表している。図８（ａ）の等価回路は、インダクタ５ａの一次巻線５ａ−１の励磁インダクタンスであるＬｐ（以下、単にＬｐと称する。）と、直列の漏れインダクタンスＬｂ（以下、単にＬｂと称する。）を有する一次側回路と理想トランスで結合された二次側回路の形状となる。二次回路側には、理想トランスの二次巻線に並列に放電灯９の点灯後の抵抗分ＲL （以下、単にＲL と称する。）が接続されると共に、フィラメント抵抗Ｒf （以下、単にＲf と称する。）と予熱用のコンデンサ８のリアリタンス１／ωＣf の直列回路が接続されたものとなる。この場合、理想トランスの一次巻線及び二次巻線の巻数は、夫々Ｎ1 及びＮ2 とする。また、インダクタ５ａの一次と二次巻線の結合係数をｋとする。
【００４３】
上記において、漏れインダクタンスＬｂは、Ｌｂ＝｛（１−ｋ2 ）／ｋ2 ｝・Ｌｐとなり、ｎは、理想トランスの２次側インピーダンスを１次側インピーダンスに換算する比で、ｎ＝（Ｎ1 ／Ｎ2 ）2 と置いている。
【００４４】
図８（ａ）の等価回路は、図８（ｂ）のように簡略化できる。即ち、Ｌｂを介して、ｎ倍された放電灯７の点灯後の抵抗ｎ・ＲL と、ｎ倍された放電灯のフィラメント抵抗ｎ・Ｒf 及びｎ倍されたリアタンスｎ／ωＣf との直列回路とが並列に接続されたものである。
【００４５】
さらに、図８（ｂ）の等価回路は、さらに図８（ｃ）に示すように簡略化できる。即ち、リアクタンス分ωＬｅと抵抗分Ｒｅの直列回路で表すことができる。このように簡略化された、等価回路のインピーダンスは、次に示す式で計算できる。
【００４６】
【数１】
【００４７】
また、Ｚの実数部Ｒｅは、Ｒｅ：＝Ｒｅ（Ｚ）であり、
【００４８】
Ｚの虚数部Ｌｅは、Ｌｅ：＝Ｉｍ（Ｚ）／ωである。
【００４９】
さらに、図８（ｃ）の等価回路の直列共振周波数ｆ1 及び並列共振周波数ｆ2 は夫々、
【００５０】
【数２】
【００５１】
【数３】
で計算できる。
【００５２】
本例において、インダクタ５ａとしてリーケージトランスを使用した場合にも、上述した等価回路のインピーダンスＺは、前述した実施例と同様、図３に示すように周波数に応じて円形の軌跡を描く。
【００５３】
なお、実験によると、リーケージトランスの他の条件としての各定数は、次のようになる。
Ｌｐ ＝０．５７６６（ｍＨ）（一次インダクタンス）
Ｌｐｓ＝０．４２３５（ｍＨ）（二次側短絡時の一次インダクタンス）
Ｌｓ ＝２．３８７ （ｍＨ）（二次インダクタンス）
Ｌｓｓ＝１．７７ （ｍＨ）（一次側短絡時の二次インダクタンス）
ｋ＝０．５１５３
ｎ＝０．９０９７
【００５４】
また、放電灯７の点灯後の等価回路のインピーダンスＺの純抵抗分Ｒｅ、リアクタンス分Ｌｅ、及び点灯後の放電灯７の抵抗分ＲL は、次のようになる。
Ｒｅ＝３７．５（Ω）
Ｌｅ＝０．４２６７（ｍＨ）
ＲL ＝６００（Ω）
【００５５】
図９は、照明装置の一実施例を示す外観図である。９０は、照明装置本体であり、例えば天井などに配設され、この本体９０に放電灯７が装着されると共に、前述した放電灯点灯装置が内蔵されている。また、放電灯点灯装置は、本体９０内に設けることなく、本体外に配置することもできる。
【００５６】
なお、本発明は上述した実施例に限ることなく、本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成をとり得ることはもちろんである。例えば整流装置は、高速用ダイオード或いは低速用ダイオードのいずれでも使用できる。低速用のダイオードを使用した場合には、整流装置の出力側に高速用のダイオードを接続するようにしてもよい。また、前述の各実施例を適宜組み合わせることもできる。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、放電灯の始動時の動作周波を高周波リップル電圧の低い部分に設定できるので、無負荷時の二次電圧の上昇も抑えることができ、スイッチング装置に通常の耐圧の素子が使用でき、コストの増加を防止できる利点がある。
【００５９】
請求項３に記載の本発明によれば、リーケージトランスを使用することにより、限流インダクタを設けることなく、放電灯の限流インピーダンスの作用が得られ、回路が簡略化できる。
【００６０】
また、請求項４に記載の本発明によれば、スイッチング装置のパルス幅を変更できるようにしたので、放電灯に加わる二次電圧が調整でき、設計の自由度が大きくなる。
【００６１】
また、請求項４に記載の本発明によれば、スイッチング制御装置から一対のスイッチング装置のスイッチング周波数を一定にしてパルス幅を変更して出力できるので、インダクタの二次側に発生する二次電圧の高低を調整できる利点がある。
【００６２】
更に、請求項５に記載の本発明によれば、本発明の放電灯点灯装置を照明装置に使用することにより、放電灯の駆動電流の脈動が小さくなり、光リップルを減少できる利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の放電灯点灯装置の実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の負荷回路の等価回路を示す図である。
【図３】実施例の負荷回路のインピーダンスの軌跡を示す図である。
【図４】図１の実施例の放電灯始動時の動作周波数範囲を示す図である。
【図５】図１の実施例の二次電圧とスイッチング装置のパルス幅の関係を示す図である。
【図６】第２の実施例の要部構成を示す図である。
【図７】第３の実施例の構成を示すブロック図である。
【図８】図７の実施例の負荷回路の等価回路を示す図である。
【図９】本発明の照明装置を示す外観図である。
【図１０】従来例を示す回路図である。
【図１１】図１０の放電灯の動作点を示す図である。
【図１２】図１０の整流装置の出力波形図である。
【符号の説明】
２ 整流装置
３、４ 第１・第２のスイッチング装置
５ インダクタ
６ 第１のコンデンサ
７ 放電灯
８ コンデンサ
９ 負荷回路
１０ 第２のコンデンサ
１１ スイッチング制御装置
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば放電灯等の点灯に使用されるインバータを有する放電灯点灯装置及び照明装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の装置として、交流電源からの入力力率を向上し、入力電流の歪みを低減するため、本願出願人は、「電源装置、放電灯装置および照明装置」を提案した（特願平７−４１１２０）。図１０は、かかる装置の概略図である。図１０において、１００は商用交流電源にチョークコイル１０１およびコンデンサ１０２からなるフィルタ回路が接続され、このフィルタ回路にダイオードブリッジの整流装置１０３が接続されている。また、整流装置１０３の出力端間には、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等からなる第１及び第２のスイッチング装置１０４及び１０５が接続されている。
【０００３】
一方の第１のスイッチング装置１０４と並列に、例えばリーケージトランスで構成されるインダクタ１０６の一次巻線１０６−１及び平滑用の第１のコンデンサ１０７の直列回路が接続されている。
【０００４】
インダクタ１０６の二次巻線１０６−２は出力回路を形成し、二次巻線１０６−２には負荷として蛍光ランプ等の放電灯１０８が接続され、放電灯１０８のフィラメント間にはフィラメント予熱用のコンデンサ１０９が接続されている。
【０００５】
他方のスイッチング装置１０５には、インダクタ１０６の一次巻線１０６−１を介して小容量の第２のコンデンサ１１０が並列接続されている。この一次巻線１０６ー１と第２のコンデンサ１１０により、スイッチング装置１０４及び１０５のスイッチング周波数で共振作用を生ずる。
【０００６】
さらに、スイッチング制御手段１１１は、スイッチング装置１０４及び１０５を一定の周波数でオンオフ制御するもので、入力電圧の大きさを検知する検知手段１１１−１及びこの検知手段の検知電圧の大きさに応じてオン期間を変化させる発信手段１１１−２を備えている。ＴO は、外部からの制御信号を入力する端子である。
【０００７】
上記構成において、商用交流電源１００からの交流電圧をチョークコイル１０１とコンデンサ１０２によるフィルタ回路を介して整流装置１０３に入力し、全波整流を行い、第１のコンデンサ１０７により平滑化する。第１及び第２のスイッチング装置１０４及び１０５は、高い周波数で交互にオンオフし、インダクタ１０６の二次巻線１０６−２に高周波交流電圧を誘起して放電灯１０８を点灯させる。また、第２のコンデンサ１１０及びインダクタ１０６の一次巻線１０６−１により共振電圧を発生し、この共振電圧の作用により整流装置１０３で整流された波高値が低い期間でも高力率でしかも低歪みの出力電圧が得られるようにしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、放電灯１０８を点灯させる際、図１１に示すように、インダクタ１０６の一次巻線１０６−１と第２のコンデンサ１１０の共振作用により始動時には、直列共振周波数（ｆ0 ）より周波数の高い誘導領域で動作させるようにしている。また、インダクタ１０６の二次巻線１０６−２に誘起される二次電圧（Ｖ20）が放電灯１０８の始動に不十分な場合（低い場合）には、共振周波数に近付けることにより所要とする高電圧の二次電圧を得るようにしている。これは、誘導領域での遅れ電流を用い、二次巻線１０６−２に誘起される高周波リップル電圧の低歪み化を図るためであるが、上述のような動作範囲で二次電圧を発生させると高周波リップル電圧も上昇する。
【０００９】
即ち、図１２に示すように、整流装置１０３の出力電圧に重畳した高周波リップル電圧の全体が上昇し、この電圧がスイッチング装置１０４及び１０５にかかることになる。このため、スイッチング装置１０４及び１０５には、リップル電圧の上昇を考慮にいれた高耐圧のスイッチング素子が必要となり装置が高価となる。
【００１０】
従って、本発明は上記課題に鑑みてなされたもので、二次電圧発生時の高周波リップル電圧の低い部分で放電灯を始動できる放電灯点灯装置及び照明装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係る放電灯点灯装置は、商用交流電源に接続され、該電源の電圧を全波整流した平滑前の電圧を出力する整流装置と；整流装置の出力端間に互いに直列的に配置され、バイポーラトランジスタとこのトランジスタに並列接続されたダイオードとにより構成されるか、または、電界効果トランジスタにより構成され、前記整流装置の出力周波数より高い周波数でオンオフする一対のスイッチング装置と；一方のスイッチング装置の両端間に設けられた平滑用の第１のコンデンサおよびインダクタの直列回路と；一対のスイッチング装置のオンオフに応じて前記インダクタと共同して共振する第２のコンデンサと；前記インダクタおよび第２のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回路と；前記出力回路に接続され、高周波出力により点灯され、フィラメント加熱用コンデンサが両端間に接続された放電灯と；を具備し、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとが直列接続され、該直列接続された第１と第２のコンデンサが前記整流装置の出力端間に接続されており；直列接続された前記２つのスイッチング装置の接続点と、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点との間に、前記インダクタが接続されており；前記インダクタの一次巻線と二次巻線、前記放電灯のフィラメント及び前記加熱用コンデンサにより負荷回路が構成され；前記負荷回路が直列共振回路として動作するときの第１の共振周波数から、前記負荷回路が並列共振回路として動作するときの第２の共振周波数に０.８を乗じた周波数までの範囲に、前記放電灯の始動時の動作周波数を設定したものである。
【００１２】
請求項２に係る発明は、請求項１記載の放電灯点灯装置において、出力回路の放電灯始動時の動作周波数の所定範囲を第１の共振周波数と、第２の共振周波数に所定値を乗じた周波数との間に設定したものである。
【００１３】
請求項３に係る発明は、請求項１又は２記載の放電灯点灯装置において、第１の共振周波数を出力回路の直列共振周波数とし、第２の共振周波数を出力回路の並列共振周波数とした。
【００１６】
請求項３に係る発明は、請求項１に記載の放電灯点灯装置において、インダクタをリーケージトランスで構成した。
【００１７】
請求項４に係る発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置に置いて、一対のスイッチング装置のスイッチング周波数を一定とし、パルス幅を変更して出力できるようにしたスイッチング制御装置を有する。
【００１８】
請求項５に係る発明は、照明装置本体と；照明装置本体に装着した請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と；を備えている。
【００１９】
本発明では、整流装置の出力を第１のコンデンサにより平滑し、インダクタと第２のコンデンサは、一対のスイッチング装置のオンオフに応じて共振電圧を発生する。共振電圧により、前記インダクタの二次側、即ち出力回路に整流装置の出力の谷部が上昇した高周波リップル電圧が得られる。出力回路に接続された放電灯を点灯始動させる際、出力回路の動作周波数を予め定めた範囲内に設定する。このように、動作周波数を並列共振周波数に合わせて設定することにより、無負荷二次電圧発生時に高周波リップル電圧の上昇を抑制することができる。
【００２１】
請求項３に係る発明では、インダクタをリーケージトランスで構成したものである。
【００２２】
請求項４に係る発明では、スイッチング制御装置から、一対のスイッチング装置のスイッチング周波数を一定にしてパルス幅を変更して出力することにより、インダクタの二次側に発生する二次電圧の高低を調整できる。
【００２３】
請求項５に係る発明では、各請求項における放電灯点灯装置を用いて同様の作用により照明装置の放電灯を点灯することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例について図１〜図５を参照して説明する。図１は、本発明の放電灯点灯装置の構成を示すブロック図、図２は、図１の負荷回路の等価回路図、図３は、図１の実施例の負荷回路の動作周波数に対するインピーダンスの軌跡を示す図、図４は、実施例の始動時の動作周波数範囲を示す図、図５は、図１の実施例のスイッチング装置の駆動パルス幅と二次電圧の関係を示す図である。
【００２５】
図１において、例えば商用交流電源１に高速スイッチング特性のダイオードブリッジで構成される整流装置２が接続されている。整流装置２の出力端間には、第１のスイッチング装置３及び第２のスイッチング装置４が直列に接続されている。これらスイッチング装置３及び４は、バイポーラトランジスタ等で構成され、夫々のコレクタ−エミッタ間には逆電流通流用のダイオードＤ３及びＤ４が接続される。スイッチング装置３及び４は、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）でもよく、この場合には、構造上寄生ダイオードが内蔵されているので、逆電流通流用として利用でき、ダイオードＤ３及びＤ４は不要となる。
【００２６】
第１のスイッチング装置３と並列に、例えば通常のリーケージトランス等の絶縁トランスで構成されるインダクタ５の一次巻線５−１と平滑用の大容量の第１のコンデンサ６の直列回路が接続されている。
【００２７】
インダクタ５の両端には出力回路が形成され、二次巻線５−２が出力回路となる。二次巻線５−２には負荷として、例えば蛍光ランプ等の放電灯７が接続され、放電灯７のフィラメント間にはフィラメント予熱用のコンデンサ８が接続されている。これら、インダクタ５の一次巻線５−１、二次巻線５−２、放電灯７及びコンデンサ８により負荷回路９が形成される。
【００２８】
さらに、第２のスイッチング装置４には、インダクタ５の一次巻線５−１を介して、共振用の比較的小容量の第２のコンデンサ１０が並列に接続されている。この第２のコンデンサ１０は、インダクタ５のインダクタンスとの共同により、スイッチング装置３及び４のスイッチング周波数で振動波形を生ずる値に選定されている。
【００２９】
また、１１はスイッチング制御装置で、スイッチング装置３及び４を高周波数で交互に駆動するパルスを発生する。なお、スイッチング制御装置１１は、一定のスイッチング周波数の下で、パルス幅を図５に示すように変更可能に構成され、パルス幅を変えることによりインダクタ５の二次巻線５−２に生ずる二次電圧（Ｖ20）の大きさを調整できるようになっている。
【００３０】
上述の実施例の作用を説明する。商用交流電源１の電圧は、整流回路２により全波整流される。スイッチング制御装置１１により第１及び第２のスイッチング装置３及び４は、電源周波数より高い周波数で交互にオンオフ駆動され、インダクタ５の二次巻線５−２に高周波交流電圧を誘起し、放電灯を点灯させる。また、第２のコンデンサ１０とインダクタ５の一次巻線５−１により共振電圧を発生し、この共振作用により、整流装置２で整流された電圧の波高値が低い期間でも商用交流電源１から十分な電流を流すことができるので、高力率化、低歪み化が得られる。
【００３１】
次に、本実施例の放電灯の動作周波数について図２を参照して詳細に説明する。図２（ａ）は、インダクタＬ及び容量Ｃによる負荷回路で、Ｌ1 を端子Ｔ1 及びＴ2 間に並列接続し、Ｌ2 を放電灯７の一方のフィラメントと端子Ｔ1 間に接続すると共に、放電灯７の両フィラメント間に予熱用のコンデンサＣf を接続したものである。なお、ＺL は、負荷回路の端子Ｔ1 及びＴ2 側からみたインピーダンスである。
【００３２】
図２（ｂ）は、図２（ａ）に基づく負荷回路９の放電灯７の始動時における等価回路を示し、始動時には放電灯７のフィラメント抵抗Ｒf （以下、単にＲf と称する。）が、Ｌ2 とＣf 間及びＣf とＬ1 間に直列に存在する。
【００３３】
この場合、第１の共振周波数としての直列共振周波数ｆ1 は、Ｌ2 とＣf の共振により、ｆ1 ＝１／２π（Ｌ2 ・Ｃf ）1/2 となり、この直列共振周波数ｆ1 でインピーダンスＺL が小さくなる。
【００３４】
また、第２の共振周波数としての並列共振周波数ｆ2 は、（Ｌ1 ＋Ｌ2 ）とＣf の共振により、ｆ2 ＝１／２π｛（Ｌ1 ＋Ｌ2 ）・Ｃf ｝1/2 となり、この並列共振周波数ｆ2 でインピーダンスＺL は大きくなる。
【００３５】
従って、負荷回路９におけるインダクタ５の一次及び二次巻線５−１及５−２のインダクタンス及びコンデンサ８の容量は、上記式により求められる直列共振周波数ｆ1 及び並列共振周波数ｆ2 に適合した値が選定される。
【００３６】
本例では、共振周波数が０．８・ｆ2 ≦ｆ1 の範囲で点灯し（この時は誘導領域動作）、始動時（フィラメント負荷時）は、図３に示すようにインピーダンスが大きくなることを利用する。同図から明らかなように、上記インピーダンスＺL は、周波数に応じて円形の軌跡を描く。インピーダンスＺL の軌跡は、横軸が純抵抗分（Ｒｅ）で、縦軸がリアクタンス分（Ｘｅ）を示している。図３において、実数分の抵抗値がほぼ最大となる点（1,500 Ω付近）が並列共振周波数ｆ2 となり、実数分及び虚数分が最小となる点が直列共振周波数ｆ1 となる。
【００３７】
即ち、並列共振周波数ｆ2 付近でインピーダンスＺL が大きくなると、負荷回路９に流れる無効電流が減少して高周波リップル電圧が低下するので、この直列共振周波数ｆ1 と並列共振周波数ｆ2 の範囲内で放電灯７の始動時の動作点を選定すればよいことが解る。
【００３８】
図４は、斯かる放電灯の始動時の動作周波数範囲を示す。図４から明らかなように、本実施例による動作周波数範囲では、放電灯７にかかる二次電圧Ｖ20及び高周波リップ電圧ＶDCは低下し、この範囲内で放電灯７を始動できるので、高周波リップル電圧の低い部分を使用でき、スイッチング装置３及び４に高周波リップル電圧の上昇分を見込んだ高耐圧の素子の使用を回避できる。
【００３９】
なお、本例においては、第２の共振周波数である並列共振種は数ｆ2 に所定値として例えば（０．８）を乗じた周波数を下限としている。これは、動作周波数を（０．８）以下にすると、再び高周波リップル電圧が大きくなり、並列共振周波数ｆ2 以下でインピーダンスＺL が直列共振周波数の（１／２・ｆ1 ）の周波数までは小さくなるためである。
【００４０】
図２に戻り、図２（ｃ）は、負荷回路９の放電灯７の点灯後の等価回路を示し、放電灯の点灯中の抵抗分ＲL （以下、単にＲL と称する。）が、Ｌ2 と一方のＲf の接続点、及びＬ1 と他方のＲf の接続点に挿入される。この場合、Ｌ1 、Ｌ2 、Ｃf 及びＲf の値は、いずれか一方のスイッチング装置３（４）を遅れ電流でスイッチング可能となるような定数に設定すればよい。
【００４１】
図６は、第２の実施例を示し、インダクタ５の一次巻線５−１とスイッチング装置３及び４の接続点Ｔ1 との間に限流インダクタ６０を直列に挿入することもできる。この場合は、限流インダタ６０が、放電灯７の限流インピーダンスとして作用する。全体の動作については、上記第１の実施例と同様のため、説明を省略する。
【００４２】
図７は、第３の実施例を示す回路図である。この実施例において、負荷回路９ａの等価回路は図８に示すようになる。なお、Ｚは、以下説明する各等価回路のインピーダンスを表している。図８（ａ）の等価回路は、インダクタ５ａの一次巻線５ａ−１の励磁インダクタンスであるＬｐ（以下、単にＬｐと称する。）と、直列の漏れインダクタンスＬｂ（以下、単にＬｂと称する。）を有する一次側回路と理想トランスで結合された二次側回路の形状となる。二次回路側には、理想トランスの二次巻線に並列に放電灯９の点灯後の抵抗分ＲL （以下、単にＲL と称する。）が接続されると共に、フィラメント抵抗Ｒf （以下、単にＲf と称する。）と予熱用のコンデンサ８のリアリタンス１／ωＣf の直列回路が接続されたものとなる。この場合、理想トランスの一次巻線及び二次巻線の巻数は、夫々Ｎ1 及びＮ2 とする。また、インダクタ５ａの一次と二次巻線の結合係数をｋとする。
【００４３】
上記において、漏れインダクタンスＬｂは、Ｌｂ＝｛（１−ｋ2 ）／ｋ2 ｝・Ｌｐとなり、ｎは、理想トランスの２次側インピーダンスを１次側インピーダンスに換算する比で、ｎ＝（Ｎ1 ／Ｎ2 ）2 と置いている。
【００４４】
図８（ａ）の等価回路は、図８（ｂ）のように簡略化できる。即ち、Ｌｂを介して、ｎ倍された放電灯７の点灯後の抵抗ｎ・ＲL と、ｎ倍された放電灯のフィラメント抵抗ｎ・Ｒf 及びｎ倍されたリアタンスｎ／ωＣf との直列回路とが並列に接続されたものである。
【００４５】
さらに、図８（ｂ）の等価回路は、さらに図８（ｃ）に示すように簡略化できる。即ち、リアクタンス分ωＬｅと抵抗分Ｒｅの直列回路で表すことができる。このように簡略化された、等価回路のインピーダンスは、次に示す式で計算できる。
【００４６】
【数１】
また、Ｚの実数部Ｒｅは、Ｒｅ：＝Ｒｅ（Ｚ）であり、
【００４８】
Ｚの虚数部Ｌｅは、Ｌｅ：＝Ｉｍ（Ｚ）／ωである。
【００４９】
さらに、図８（ｃ）の等価回路の直列共振周波数ｆ1 及び並列共振周波数ｆ2 は夫々、
【００５０】
【数２】
【数３】
【００５２】
本例において、インダクタ５ａとしてリーケージトランスを使用した場合にも、上述した等価回路のインピーダンスＺは、前述した実施例と同様、図３に示すように周波数に応じて円形の軌跡を描く。
【００５３】
なお、実験によると、リーケージトランスの他の条件としての各定数は、次のようになる。
Ｌｐ ＝０．５７６６（ｍＨ）（一次インダクタンス）
Ｌｐｓ＝０．４２３５（ｍＨ）（二次側短絡時の一次インダクタンス）
Ｌｓ ＝２．３８７ （ｍＨ）（二次インダクタンス）
Ｌｓｓ＝１．７７ （ｍＨ）（一次側短絡時の二次インダクタンス）
ｋ＝０．５１５３
ｎ＝０．９０９７
【００５４】
また、放電灯７の点灯後の等価回路のインピーダンスＺの純抵抗分Ｒｅ、リアクタンス分Ｌｅ、及び点灯後の放電灯７の抵抗分ＲL は、次のようになる。
Ｒｅ＝３７．５（Ω）
Ｌｅ＝０．４２６７（ｍＨ）
ＲL ＝６００（Ω）
【００５５】
図９は、照明装置の一実施例を示す外観図である。９０は、照明装置本体であり、例えば天井などに配設され、この本体９０に放電灯７が装着されると共に、前述した放電灯点灯装置が内蔵されている。また、放電灯点灯装置は、本体９０内に設けることなく、本体外に配置することもできる。
【００５６】
なお、本発明は上述した実施例に限ることなく、本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成をとり得ることはもちろんである。例えば整流装置は、高速用ダイオード或いは低速用ダイオードのいずれでも使用できる。低速用のダイオードを使用した場合には、整流装置の出力側に高速用のダイオードを接続するようにしてもよい。また、前述の各実施例を適宜組み合わせることもできる。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、放電灯の始動時の動作周波を高周波リップル電圧の低い部分に設定できるので、無負荷時の二次電圧の上昇も抑えることができ、スイッチング装置に通常の耐圧の素子が使用でき、コストの増加を防止できる利点がある。
【００５９】
請求項３に記載の本発明によれば、リーケージトランスを使用することにより、限流インダクタを設けることなく、放電灯の限流インピーダンスの作用が得られ、回路が簡略化できる。
【００６０】
また、請求項４に記載の本発明によれば、スイッチング装置のパルス幅を変更できるようにしたので、放電灯に加わる二次電圧が調整でき、設計の自由度が大きくなる。
【００６１】
また、請求項４に記載の本発明によれば、スイッチング制御装置から一対のスイッチング装置のスイッチング周波数を一定にしてパルス幅を変更して出力できるので、インダクタの二次側に発生する二次電圧の高低を調整できる利点がある。
【００６２】
更に、請求項５に記載の本発明によれば、本発明の放電灯点灯装置を照明装置に使用することにより、放電灯の駆動電流の脈動が小さくなり、光リップルを減少できる利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の放電灯点灯装置の実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の負荷回路の等価回路を示す図である。
【図３】実施例の負荷回路のインピーダンスの軌跡を示す図である。
【図４】図１の実施例の放電灯始動時の動作周波数範囲を示す図である。
【図５】図１の実施例の二次電圧とスイッチング装置のパルス幅の関係を示す図である。
【図６】第２の実施例の要部構成を示す図である。
【図７】第３の実施例の構成を示すブロック図である。
【図８】図７の実施例の負荷回路の等価回路を示す図である。
【図９】本発明の照明装置を示す外観図である。
【図１０】従来例を示す回路図である。
【図１１】図１０の放電灯の動作点を示す図である。
【図１２】図１０の整流装置の出力波形図である。
【符号の説明】
２ 整流装置
３、４ 第１・第２のスイッチング装置
５ インダクタ
６ 第１のコンデンサ
７ 放電灯
８ コンデンサ
９ 負荷回路
１０ 第２のコンデンサ
１１ スイッチング制御装置
Claims (5)
- 商用交流電源に接続され、該電源の電圧を全波整流した平滑前の電圧を出力する整流装置と；
整流装置の出力端間に互いに直列的に配置され、バイポーラトランジスタとこのトランジスタに並列接続されたダイオードとにより構成されるか、または、電界効果トランジスタにより構成され、前記整流装置の出力周波数より高い周波数でオンオフする一対のスイッチング装置と；
一方のスイッチング装置の両端間に設けられた平滑用の第１のコンデンサおよびインダクタの直列回路と；
一対のスイッチング装置のオンオフに応じて前記インダクタと共同して共振する第２のコンデンサと；
前記インダクタおよび第２のコンデンサの共振に基づいて高周波出力を得る出力回路と；
前記出力回路に接続され、高周波出力により点灯され、フィラメント加熱用コンデンサが両端間に接続された放電灯と；を具備し、
前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとが直列接続され、該直列接続された第１と第２のコンデンサが前記整流装置の出力端間に接続されており；
直列接続された前記２つのスイッチング装置の接続点と、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点との間に、前記インダクタが接続されており；
前記インダクタの一次巻線と二次巻線、前記放電灯のフィラメント及び前記加熱用コンデンサにより負荷回路が構成され；
前記負荷回路が直列共振回路として動作するときの第１の共振周波数から、前記負荷回路が並列共振回路として動作するときの第２の共振周波数に０.８を乗じた周波数までの範囲に、前記放電灯の始動時の動作周波数を設定したことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 前記放電灯の始動時の動作周波数を前記第１の共振周波数から、前記第２の共振周波数までの間に設定したことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記インダクタをリーケージトランスで構成したことを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯装置。
- 一対のスイッチング装置のスイッチング周波数を一定とし、パルス幅を変更して出力できるようにしたスイッチング制御装置を有する請求項１〜３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
- 照明装置本体と；
照明装置本体に装着した請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と；
を具備してなることを特徴とする照明装置。
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