KR100289019B1 - 램프 밸러스트 회로 - Google Patents

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요트.게.아. 롤페즈
코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

밸러스트 회로는 램프 로드(LL)가 커패시터와 병렬 접속된 직렬 인덕터(L7)와 커패시터(C10)을 가진다. 램프로드의 사전-점화 동안, 사실상 구형 신호를 발생하는 발명자에 의해 인가되는 구동 신호는 발생하는 발명자에 의해 인가되는 구동 신호는 기본 주파수 f1을 포함한다. 직렬 접속된 L-C 회로의 공진 주파수는 기본 주파수 f1의 최소 2 배이다. 그러나 구동 신호의 제 3 고조파보다 적다.

Description

램프 밸러스트 회로
제1도는 본 발명에 따른 밸러스트 출력 회로의 회로 다이아그램.
제2(a)도, 제2(b)도 및 제2(c)도는 각각 제1도에 따른 회로에서의 실질적인 방형 출력 전압(rectangular output voltage)과 기본 주파수에서의 출력 전류와 제 3 고조파에서의 출력 전류의 타이밍 다이아그램.
제3도는 본 발명에 따른 밸러스트 회로의 개략도.
제4(a)도, 제4(b)도, 제4(c)도 및 제4(d)도는 램프 로드의 사전-점화 및 정상 상태 동작 동안 제3도의 밸러스트 회로내에서 발생된 신호의 타이밍 다이아그램.
제5도는 기본 주파수와 공진 주파수의 비의 함수로서 제1도의 회로에서의 전류 시뮬레이션의 다이아그램.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
30 : 정류기 40 : 승압 변환기
50 : 사전 조정기 제어 70 : 반 브릿지 드라이브
80 : 사전 조정기
[발명의 배경]
본 발명은 램프 로드를 점화시키기에 충분한 실질적으로 방형 구동 신호를 발생시키는 밸러스트 회로에 있어서, 인덕터 수단과, 상기 인덕터 수단에 직렬로 접속된 커패시터 수단과, 발생된 신호를 상기 직렬로 접속된 인덕터 수단과 커패시터 수단에 인가하기 위한 발생 수단을 포함하는 밸러스트 회로에 관한 것으로서, 상기 발생된 신호는 적어도 기본 주파수 f1을 가지고, 상기 인덕터 수단 및 커패시터 수단은 공진 주파수 fo를 가지는 밸러스트 회로에 관한 것이다.
인덕터 수단은 인덕터의 성질을 나타내는데 적용되는 수단으로 이해되며, 커패시터 수단은 커패시터의 성질을 나타내는데 적용되는 수단으로 이해된다.
일반적으로 램프 로드는 커패시터 양단간에 접속된다. 공지된 회로에서 직렬 L-C 회로는 실질적으로 공진 주파수에서 램프 로드의 사전-점화(pre-ignition) 동안 동작한다. 즉, 직렬 L-C 회로에 인가된 구동 신호는 직렬 L-C 회로의 공진 주파수에 있거나 또는 공진 주파수 주변에 있다. 이런식으로 충분히 높은 사전-점화 전압이 램프 로드의 점화를 위해 램프 로드 양단에 인가된다.
통상적으로 형광 타입인 점화 다음의 램프 로드는 구동 신호 주파수를 직렬 L-C 회로의 공진 주파수 훨씬 아래로 감소시킴으로써, 그것을 통과하는 실질적으로 정상-상태 사인 전류 흐름을 달성한다. 공진 주파수에서 다른 정상-상태 동작 주파수로 스위치 할 때를 결정시, 램프 점화를 감지하기 위해 공지된 밸러스트 회로에서 피드백 회로가 요구된다.
램프의 사전-점화 및 점화 후의 사인 램프 전류(즉, 정상 상태 동작) 동안 충분히 높은 전압은 브릿지 인버터에 의해 통상적으로 공급된다. 전 브릿지(full bridge)와 반-브릿지(half-bridge) 모두는 밸러스트 회로 기술에서 공지되어 있다. 상기 (반)-브릿지 인버터는 직렬 L-C 회로에 인가된 구동 신호의 주파수를 제어하는 스위칭을 포함한다. 피드백 회로에 응답하는 제어 회로는 스위칭이 일어나는 속도를 제어하기 위해 요구된다.
상술한대로, 공지된 램프 밸러스트 회로는 몇몇 결점으로 고민한다. 예를 들어, 공지된 램프 밸러스트 회로는 두가지 다른 주파수, 즉, 램프 로드의 사전-점화 동안의 공진 주파수와 이것과 다른 정상-상태 동작 주파수를 발생시키는 것을 요구한다. 이러한 밸러스트 회로는 공진 주파수로부터 정상 상태 동작 주파수로 언제 스위칭할 것인가를 결정하는 센스 회로 또한 필요로 한다.
불안정한, 높은 전압과 전류 레벨이 발생(즉, 하나 또는 그 이상의 밸러스트 회로 콤포넌트의 최대 레이팅(rating) 이상)할 수 있으므로 램프 점화전에 직렬 L-C 회로의 공진 주파수에서나 혹은 그 주변에서 동작하는 것은 특히 바람직하지 않다. 램프 로드의 사전-점화 동안 공진 아래로 동작시킴으로써, 인버터의 용량성 스위칭이 높은 스위칭 손실을 발생하며 쉽게 일어날 수 있다. 따라서, 인버터가 램프 로드의 사전 점화 동안 직렬 L-C 회로 공진 주파수 아래에서 동작하는 것을 방지하기 위해 부가 회로가 요구된다.
인덕터 L 의 인덕턴스는 대체로 정상 상태 조건 동안 소정의 램프 전류를 토대로 결정되어진다. 커패시터 C 의 커패시턴스는 공진 조건(통상 형광 램프에 대해 20-50kHz)을 제공하도록 후에 선택되어진다. 일반적으로 커패시터 C 의 커패시턴스는 프린트 회로 기판상에 비교적 큰 공간을 필요로 하는 비교적 비싼 커패시터의 원인이 되는 부가 고전압 능력을 갖는 대략 5 내지 10nF 사이에 존재한다.
따라서, 비교적 낮은 스위칭 손실을 갖는, 안정한 개방 회로(즉, 사전-점화) 전압과 전류 레벨을 가지는 램프 밸러스트 회로를 제공하는 것이 바람직하다. 상기 개선된 램프 밸러스트 회로는 한 주파수 이상에서 구동 신호를 필요로 해서는 안되며, 이러한 주파수는 직렬 L-C 회로의 공진 훨씬 아래이다. 상기 개선된 램프 밸러스트 회로가 램프 밸러스트 제조 비용을 낮추고 램프 점화 후에 커패시터를 통해 흐르는 리액티브(reactive) 전류를 감소시켜 회로 전력 손실을 낮추기 위하여 비교적 비용이 적고, 작은 커패시터의 사용을 가능케 하는 것이 또한 바람직하다.
[발명의 요약]
본 발명에 따라, 서문에서 언급한대로 램프-로드를 점화시키기에 충분한 구동 신호를 발생시키는 밸러스트 회로는, 기본 주파수 f1과 공진 주파수 fo에 대해 다음의 값을 유지하는 것을 특징으로 한다.
nf1＜ fo＜ (n+1)f1, n = 짝수인 정수
사전-점화 동안 상기 영역에서 동작함으로써, 안정한 전압 및 전류 레벨이 유지될 것이다. 단일 구동 주파수는 점화 후의 옳은 램프 전류뿐만 아니라 램프 점화전의 안정한 비-공진 동작을 초래한다. 다른 정상-상태 램프 동작 주파수로의 스위칭을 위해 램프 로드의 점화를 감지하기 위한 피드백 회로는 제공될 필요가 없다. 램프 로드의 사전-점화 동안 직렬 접속된 L-C 회로의 공진 주파수에서 동작해야 하는 필요성을 제거시킴으로써, 커패시터의 값과 결과적 크기는 공지된 밸러스트 회로에서 종래의 직렬 접속된 L-C 회로에 일반적으로 사용되는 것보다 훨씬 작게 선택될 수 있다.
본 발명의 특징에 따라, 방형파 열(train)인 발생된 신호는 양호하게는 반-브릿지(half-bridge) 또는 전 브릿지 인버터(full bridge inverter)에 의해 발생된다. 본 발명의 또다른 특징에서, 직렬 접속된 L-C 회로의 공진 주파수는 발생된 방형파 구동의 제 3 고조파 주파수보다 작아서 그로 인해 램프 로드의 사전-점화동안 불안정한 제 3 고조파 전압 및 전류 레벨을 피할 수 있다. 실질적으로 동일한 발생된 신호 주파수가 램프 로드의 사전-점화 및 정상-상태 동작 동안 사용된다.
따라서, 본 발명의 목적은 로드되지 않은 개방 회로 전압 및 전류 레벨이 밸러스트 회로 콤포넌트의 동작 범위내에 존재하는 개선된 밸러스트 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또다른 목적은 램프 로드의 사전-점화 및 정상-상태 동작 동안 동일한 인버터 구동 신호가 사용될 수 있는 개선된 밸러스트 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또다른 목적은 밸러스트의 제조 비용을 낮추기 위해 저비용 콤포넌트가 사용될 수 있는 개선된 밸러스트 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또다른 목적은 인버터 주파수 변경을 위해 램프 점화를 감지하는 피드백 회로의 필요성을 제거하는 개선된 밸러스트 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또다른 목적은 인버터 구동 신호 주파수가 램프 로드의 사전-점화 동안 직렬 접속된 L-C 출력 회로의 공진 주파수보다 실질적으로 더 작은 개선된 밸러스트 회로를 제공하는 것이다.
따라서 본 발명은 나머지 것들의 각각에 관하여 하나 내지 그 이상의 그러한 단계와 관련된 몇몇 단계와, 구성의 특징을 구체화하는 디바이스를 포함하며, 이러한 단계들을 실행하는데 적당한 소자 및 부분 장치의 조합은, 다음의 상세한 첨부서에서 예시되어 본 발명의 범위는 청구범위에서 나타날 것이다.
본 발명의 더욱 완전한 이해를 위해서, 첨부한 도면과 관련하여 고려된 다음의 설명에 대해 참고되어 있다.
[양호한 실시예의 상세한 설명]
여기에 보여진 도면들은 본 발명의 양호한 실시예를 설명한다. 하나 이상의 도면에서 도시된 소자/콤포넌트는 같은 참조 번호/문자로 인식되며 유사한 구성 및 동작을 가진다.
이제 제1도, 제2(a)도, 제2(b)도 및 제2(c)도를 언급하면, 밸러스트 출력회로(10)를 가진 밸러스트 회로는 방형파 발생기(13)의 출력 양단에 직렬 접속된 인덕터 L 및 커패시터 C 를 포함한다. 방형파 발생기(13)는 양호하게는, 그러나 그것에 제한되는 것은 아니고, 실질적으로 ±E 전압(즉, 인버터 출력 전압)의 방형파를 발생시키는 브릿지 인버터이다. 램프 로드(16)는 스위치 SW 를 통해 커패시터 C 양단에 접속된다. 인덕터 L 을 통해 흐르는 전류 I 는 기본 주파수 성분 If1과 기본 주파수의 제 3 고조파 성분 I3f1을 포함한다. 더 높은 홀수 고조파에서의 다른 전류도 나타나지만 현저히 더 작다. 이하에 설명될 양호한 실시예에 관한 계산의 단순성을 위해서 기본 주파수 f1과 제 3 고조파에 관련된 항만 고려된다.
푸리에 변환에 따라 방형파 전압(13)은 기본 주파수 f1에서 사인파와, 제 3 고조파 3f1에서의 사인파를 포함하는 기본 주파수의 홀수 고조파를 포함한다. 전압 E 의 제 3 고조파 성분 f1의 진폭은 전압 E 의 기본 주파수 성분 f1의 진폭의 1/3 이다.
램프 로드(16)의 사전-점화(일반적으로 전압 E의 하강 엣지 ET에서)동안 방형파 발생기(13)내의 낮은 스위칭 손실을 달성하기 위해서, 전류 I 는 양호하게는 전압 E 의 전압 천이동안 용량성(즉, 구동 전압을 앞서는 전류)이라기 보다는 유도성(즉, 구동 전압에 뒤지는 전류)이다. 따라서, 기본 주파수 전류 성분 If1과 제 3 고조파 전류 성분 I3f1과 의 합은 유도성이며 여기서 If1과 I3f1은 각각 I 의 용량성 성분과 유도성 성분이다. 총 유도성 전류 I 를 얻기 위해서는 방형파 발생기(13)에서 바라볼 회로(10)의 임피던스 Z 가 다음과 같은 것을 요구하는데 즉, 제 3 고조파 Z3f1에서의 유도성 임피던스가 기본 주파수 Zf1에서의 용량성 임피던스의 1/3 보다 작을 것을 요구한다. 다시 말하면, 제 3 고조파 성분 전류 I3f1은 기본 주파수 성분 If1보다 더 크다. 상기 관계는 제2(b)도 및 제2(c)도에 설명되어 있는데 여기서 진폭 P 는 기본 주파수 전류 성분 If1의 피크 값을 나타내며, 이것은 제 3 고조파 전류 성분 I3f1의 피크 값보다 더 작다. 이런 방법으로 If1과 I3f1의 합이 전압 E 의 전압 천이에서 유도성으로 유지된다.
점화(즉 사전-점화 동안)에 앞서 램프 로드(16)는 개방 회로로서 나타난다. 상기 개방 회로 조건은 개방 상태(턴 오프)의 스위치 SW 로 표시된다. 점화 다음에, 램프 로드(16)는 동작의 정상-상태 모드에 있으며 램프 로드(16)가 커패시터와 병렬 접속되도록 턴 온 상태의 스위치 SW 로 표시된다.
램프 로드(16)의 사전-점화 동안 임피던스 Zf1의 1/3 보다 더 작아야만 하는 임피던스 Z3f1은 따라서 개방 상태(즉, 턴 오프)의 스위치 SW 를 토대로 한다. 상기 조건은 다음과 같이 표현될 수 있다.
|Zf1| ＞ |3 Z3f1| (등식 1)
즉, |2πf1xL-1/(2πf1xC)|＞3|6πf1xL-1/(6πf1xC)| (등식 2)
임피던스 Z가 기본 주파수 f1에서 용량성이며 제 3 고조파 3f1에서 유도성이므로,
1/(2πf1xC)-2πf1xL ＞ 18πf1xL-1/(2πf1xC)
즉, 1/(2πf1xC) ＞ 5(2πf1xL) (등식 3)
등식 3 은 다음과 같이 다시 쓰여질 수 있다.
1/＞2πf1(등식 4)
사전-점화(즉, 스위치 SW 개방 상태)동안 회로(10)의 공진 주파수 fo는 다음과 같이 정의될 수 있다.
1/=2πf0(등식 5)
등식 4 에 의해서 정의된 1/값을 등식 5 의 1/값으로 대체하면,
2πf0＞2πf1(등식 6)
따라서, 공진 주파수 fo는 다음과 같이 표현될 수 있다.
f0＞f1(등식 7)
다시 말하면, 제 3 고조파 유도성 전류 성분 I3f1은 공진 주파수 fo가 전압 E 의 기본 주파수의배보다 더 크면 기본 주파수 용량성 전류 성분 If1보다 크다.
공진 주파수 fo에서 나타나는 불안정한 전압 및 전류가 발생할 수 없도록 보장하기 위해서, 공진 주파수 fo도 전압 E 의 제 3 고조파 주파수 3f1보다 또한 작아야 한다. 따라서, 인덕터 L 과 커패시터 C 의 값은 다음과 같이 선택되어져야 한다.
f1＜ f0＜3f1(등식 8)
공진 주파수 fo가 등식 8 에 의해 정의된 주파수 범위내에 있도록 밸러스트 회로(10)를 설계함으로써, 램프 로드(16)의 사전-점화동안 공진 주파수 fo에서 발생하는 불안정한 전압과 전류를 피할 수 있으며, 방형파 발생기(13)에 의해 전달된 총 전류가 유도성으로 유지된다. 종래의 밸러스트 회로에서처럼 램프 로드(16)의 사전-점화 동안 공진 주파수 fo와 다른 주파수 사이에 전압 E 의 주파수를 그것 후에 즉시 변화시킬 필요가 없다. 언제 전압 E 의 주파수를 공진 주파수 fo에서 다른 동작 주파수로 변화시킬 것인가를 결정하기 위해 램프 로드(16)의 점화를 감지하도록 설계된 피드백 회로가 제거될 수 있다. 본 발명에 따라서, 공진 주파수 fo를 등식 8 에 의해 정의된 경계내에 유지시킴으로써 더욱 안정하고 더욱 간단한 회로가 제공된다. 보여진 계산이 기본 주파수 f1과 제 3 고조파 3f1만을 고려했다는 사실 때문에, 공진 주파수 fo를 선택하기 위한 범위의 하위값은 f1의배이다. 그러나, 더 높은 고조파의 존재를 고려하면, 상기 값은 극한 2 에 달한다.
적어도 제 1 의 25 고조파가 고려된 시뮬레이션 결과가 제5도에 도시된다.
제5도에서 묘사된 곡선은 제1도의 회로에서 전압이 발생기(13)의 -E에서 +E 로 스위치되는 순간에서의 총 전류 It=0를 기본 주파수 f1과 공진 주파수 fo의 비율 함수로써 나타낸다. 상기 회로는 전류 It=0가 전압에 뒤지는, 따라서 네가티브(negative)인 모든 영역에서 유도성 모드에서 동작한다. 제5도로부터 상기 영역이 다음 관계를 만족한다는 것이 명백해진다.
nf1＜ fo＜ (n+1)f1, n = 짝수의 정수
본 발명에 따른 밸러스트 회로(20)가 제3도에 도시된다. 277 V, 60 hertz의 입력 전압이 전자기 간섭(electromagnetic interference : EM1) 억제 필터(23)에 인가된다. 필터(23)는 필터로 입력된 고주파수 성분을 필터링해서 전도되고 방사된 EMI 를 낮춘다. 한쌍의 단자(24)와 (25)에 공급된 필터(3)의 출력은 다이오드 D1, D2, D3, D4를 포함하는 전파 정류기(full wave rectifier)(30)에 인가된다. 다이오드 D1의 애노드와 다이오드 D2의 캐소드는 단자(24)에 접속된다. 다이오드 D3의 애노드와 다이오드 D4의 캐소드는 단자(25)에 접속된다. 한쌍의 출력 단자(31)과 (32)에서 정류기(30)의 출력(즉, 정류된 a.c. 신호)은 승압 변환기(Boost Converter)(40)에 인가된다. 다이오드 D1과 D3의 캐소드는 단자(31)에 접속된다. 다이오드 D2와 D4의 애노드는 단자(32)에 접속된다.
변환기(40)는 정류기(30)에 의해 공급된 정류된 A.C. 신호의 크기를 증대시키며 한쌍의 출력 단자(41)과 (42)에서 안정화 D.C. 전압원을 발생한다. 승압 변환기(40)는 애노드가 초크 L3의 한 말단에 접속된 다이오드 D5와 초크 L3를 포함한다. 초크 L3의 나머지 말단은 정류기(30)의 출력 단자(31)에 접속된다. 출력단자(41),(42)에서의 승압 변환기(40)의 출력은 전해질 커패시터 CE양단에 인가되며, 커패시터의 한 말단은 다이오드 D5의 캐소드에 접속된다. 트랜지스터(스위치) Q1는 초크 L3와 다이오드 D5의 애노드사이의 접합부(junction)에 접속된다. 트랜지스터 Q1의 나머지 말단은 커패시터 CE의 나머지 말단과 정류기(30)의 출력 단자(32)와 출력 단자(42)사이의의 접합부에 접속된다.
D.C. 전원 전압 V 에 의해 전원 공급되는 사전 조정기 제어(50)는 트랜지스터 Q1의 스위칭 지속 기간과 주파수를 제어한다. 사전 조정기 제어(50)는 양호하게는, 그러나 제한적으로는 아니고, 모토롤라 MC33261 전력 인자 제어기 집적 회로(Power Factor Controller Integrated Circuit)이다. 트랜지스터 Q1은 양호하게 MOSFET 이며, 이것의 게이트는 사전 조정기 제어(50)에 접속된다. 사전 조정기 제어(50)을 포함하여, 정류기(30)와 승압 변환기(40)는 밸러스트 회로(20)에 대한 사전 조정기(80)를 형성한다. 승압 변환기(40)의 출력 단자(41)과 (42)는 안정화 D.C. 전압이 양단에서 발생되는 사전 조정기(80)에 대한 출력으로서 동작한다.
사전 조정기(80)에 의해 출력된 안정화 D.C. 전압이 공급되는 램프 드라이브(90)는 반-브릿지 드라이브(70)와 레벨 시프터(level shifter)(60)를 갖는 반-브릿지 인버터를 포함한다. 상기 반-브릿지 인버터는 스위치 역할을 하는 한쌍의 트랜지스터 Q6및 Q7와 한쌍의 커패시터 C5및 C6와 변압기 T1을 포함한다. 반-브릿지 드라이브(70)은 트랜지스터 Q7을 구동하기 위하여 방형파 구동 신호를 발생시키며 50-50 듀티 사이클(duty cycle)을 갖는다. 레벨 시프터(60)는 트랜지스터 Q6를 구동시키기 위해 트랜지스터 Q7에 인가된 구동 신호를 반전시킨다. 레벨 시프터(60)와 반-브릿지 드라이브(70)에 의해 발생된 구동 신호들은 트랜지스터 Q6과 Q7가 동시에 도통되는 것을 막기 위하여 서로에 대해 근사적으로 180° 위상을 달리한다.
트랜지스터 Q6의 소오스 S 와 레벨 시프터(60)의 한 말단은 승압 변환기(40)의 출력 단자(41)에 접속된다. 트랜지스터 Q6의 드레인 D 는 단자 A 에 접속된다. 레벨 시프터(60)의 나머지 말단, 반-브릿지 구동(70)의 한 말단 및 트랜지스터 Q7의 소오스 S 또한 단자 A 에 접속된다. 반-브릿지 드라이브(70)의 나머지 말단과 트랜지스터 Q7의 드레인 D 는 승압 변환기(40)의 출력 단자(42)에 접속된다. 커패시터 C5는 한 말단에서 출력 단자(41)에 접속된다. 커패시터 C5의 나머지 말단과 커패시터 C6의 한 말단은 단자 B 에 접속된다. 커패시터 C6의 나머지 말단은 출력 단자(42)에 접속된다.
변압기 T1의 1 차 와인딩 TP는 단자 A 와 B에 접속된다. 2 차 와인딩 Ts은 한 말단에서 인덕터 L7에 접속되고, 후자는 일반적으로 변압기 T1의 누출 인덕턴스 또는 이산 초크를 나타낸다. 커패시터 C10의 한 말단과 램프 로드 LL의 한 말단은 인덕터 L7의 나머지 말단에 접속된다. 램프 로드 LL 은 램프의 어떠한 조합을 포함할 수 있고, 두개의 형광 램프 LL1과 LL2의 직렬 조합으로 도시되지만 그러나 여기에 제한되지는 않는다. 커패시터 C10의 나머지 말단과 램프 로드 LL 는 2 차 와인딩 Ts의 나머지 말단에 접속된다.
변압기 T1의 1 차 와인딩 TP와 와인딩 Ts간의 권선비(turns ratio)는 Np/Ns이다. 변압기 T1은 사전 조정기(80)에 의해 발생된 출력 전압으로부터 램프 로드 LL 을 전기적으로 격리시키고 램프 로드 LL 을 점화하기 위해 사전-점화 동안 충분한 개방 회로 전압을 공급한다.
인덕터 L7의 인덕턴스는 램프 로드 LL이 점화되면 램프 로드 LL 을 통해 흐르는 소정의 전류를 기초로 하며 동작의 정상-상태 모드에 있는다. 커패시터 C5와 커패시터 C6양단의 DC 전압은 대략 사전 조정기(80)의 출력 전압의 반이다.
밸러스트 회로(20)에 의해 발생된 제4(a)도, 제4(b)도, 제4(c)도 및 제4(d)도에 도시된 파형은 명목적으로 630 V에서 정격된, 약 1.5 의 권선비 Ns/Np, 약 4.3 mH 의 인덕터 L7, 약 1.2 nF 의 커패시터 C10과 0.33nF 의 커패시터 C3및 C4를 기초로 한다. 램프 LL1과 LL2는 모두 40 W 저압력 수은 증기 튜브형 형광 램프이다. 반-브릿지 인버터에 의해 발생된 방형파의 기본 주파수는 약 28kHz 이다. 인덕터 L7과 커패시터 C10의 공진 주파수는 약 70kHz, 기본 주파수 f1의 약 2.5 배 정도이다.
램프 로드 LL 의 사전-점화 동안, 단자 A-B 양단의 반-브릿지 인버터의 출력은 실질적으로 방형파 전압 열(train)을 형성한다. 인덕터 L7과 커패시터 C10는 L-C 직렬 접속된 회로를 형성한다. 사전-점화 동안, 램프 로드 LL 는 필라멘트 열을 제외하고는 실질적으로 전력을 전혀 끌어내지 않는 사실상 개방 회로(즉 로드 조건 없는)처럼 보인다.(램프 LL1과 LL2가 예를 들어, 신속-시작형(rapid-start type) 형광 램프라고 가정하면)
제4(a)도는 단자 A 와 B 간의 전압 VAB를 예시한다. 전압 VAB는 1 차 와인딩 TP양단에 인가되는 방형파 전압 열이며 로드 조건이 없는 동안 +240V 에서 -240V 사이에서 변화한다. 제4(b)도는 로드 조건이 없는 동안, 즉, 램프 로드 LL의 점화전에 1 차 와인딩 TP를 통해 흐르며 약 ±400mA 의 피크 값을 갖는 전류 IPRI를 나타낸다. 일단 램프 로드 LL 이 점화하고 정상-상태 동작에 있으면, 제4(c)도에 도시된 대로, 1 차 와인딩 TP를 통해 흐르는 전류 IPRI는 대략 ±800mA의 피크 값을 갖는 약간의 사인파형이다. 커패시터 C10는 이러한 약간의 사인 전류 파형을 평탄화시켜 제4(d)도에 도시되듯이 대략 ±380mA 의 피크 값을 가지는 사실상 사인 램프 전류 ILAMP를 초래한다.
인덕터 L7는 램프 전류 밸러스트 소자 역할을 한다. 램프 로드 LL 양단에 놓여진 커패시터 C10는 더 많은 사인 개방 회로 전압을 제공하며, 램프 로드 LL 을 통해 흐르는 전류의 더 높은 고조파 내용을 낮추면서 총 반 브릿지 전류를 유도성으로 유지한다. 인덕터 L7및 커패시터 C10는 함께 직렬 접속된 L-C 출력회로를 형성한다. 커패시터 C10에 대한 값은 안정한 개방 회로 동작이 제공되도록, 즉, 등식 8 에 의해 정의된 공진 주파수의 범위내에 있도록 선택된다. 따라서, 램프 드라이브 회로(90)를 보호하기 위한 부가적 회로는 필요하지 않다.
전압이 사전 조성기(80)에 의해 승압되기 앞서, 밸러스트 회로(20)가 먼저 턴온되면, 약 277V 의 입력 전압이 변압기 T1의 1 차 와인딩 TP양단에 인가되는 390 V 피크 투 피크(peak to peak)의 방형파 전압을 초래하고 상기 전압은 2 차 와인딩 Ts양단에 약 570V 피크 투 피크 까지 촉진된다. 상기 시간 동안 램프 케소드는 열을 받게 된다. 약 0.5 초 후에, 사전 조정기(80)가 턴온되고 승압 변환기(40)의 출력 단자(41), (42) 양단에서 약 480V 의 정기적 D.C. 전압과 2 차 와인딩 Ts양단에서 약 700V 피크 투 피크의 전압을 초래하며, 상기중 후자는 램프 로드 LL을 점화하기에 충분하다. 일단 램프 로드 LL 가 점화되면 (즉, 정상-상태 램프 동작 동안), 램프 전압(즉, 램프 로드 LL 양단 전압)은 인덕터 L7양단의 2 차 와인딩 Ts출력 전압의 나머지와 함께 약 ±300 V 피크로 강하한다. 램프 로드 LL 내의 램프의 수 및 램프간의 접속은 램프 로드 LL 의 정상-상태 동작 동안 소정의 램프 전류 ILAMP를 공급하도록 선택된 인덕터 L7의 값에 따라 원하는 대로 변화될 수 있다.
다시 제3도를 언급하면, 다이오드 브릿지 정류기(30)로부터 사전 조정기(80)로 인가된 정류된 AC(즉, 진동하는 DC) 신호는 커패시터 CE,C5및 C6를 충전하기 위해 초크 L3와 다이오드 D5에 의해 크기에서 증가된다. 제3도에서, 커패시터 CE는 커패시터 C5및 C6로부터 분리되며, 커패시터 CE는 5 내지 100㎌ 의 범위의 큰 전해질 커패시터이다. 커패시터 C5와 C6는 고주파수 브릿지 커패시터이다. 커패시터 CE는 커패시터 C5와 C6의 직렬 조합과 병렬되기 때문에, 상기 세개의 커패시터는 커패시터 C5′ 및 C6′ 로 재구성될 수 있다.
사전 조정기(80)는 업-변환기이며 다음과 같이 정류된 AC 입력 전압을 승압시킨다. 트랜지스터 Q6(스위치 역할을 하는)가 닫히면, 초크 L3가 접지에 단락 회로된다. 전류는 초크 L3를 통하여 흐른다. 그후 트랜지스터 Q1이 개방(턴 오프) 된다. 트랜지스터 Q1오픈 상태에서 초크 L3는 저장된 에너지를 다이오드 D5를 통해 커패시터 CE로 전달한다. 커패시터 CE로 전달된 에너지 양은 트랜지스터 Q1이 턴 온되는 시간에 기초하는데, 즉, 사전 조정기 제어(50)에 의해 트랜지스터 Q1의 게이트에 인가된 구동 신호의 주파수 및 지속 기간에 기초한다. 전압 VLN에 관하여 트랜지스터 Q1의 비동기 동작이 발생한다.
초크 L3는 불연속 모드로 동작한다. 즉, 각 사이클 동안 초크 L3를 흐르는 전류는 새로운 사이클이 초기화되기 전에 사실상 제로로 경감된다. 트랜지스터 Q1이 턴 온 및 턴 오프되는 주파수는 사전 조정기 제어(50)에 의해 변화되므로 초크 L3를 흐르는 피크 전류는 일정하게 유지된다. 트랜지스터 Q6와 Q7는 내부 다이오드를 가진다.(도시되지 않음) 트랜지스터에 내부 또는 외부에 있을 수 있는 이러한 다이오드는 트랜지스터 Q6와 Q7의 초기 턴 온 및 오프시 유도성 전류가 트랜지스터 Q6와 Q7를 통해 흐르는 것을 가능하게 한다.
양호하게, 커패시터 C5와 C6는 각각 병렬인 한쌍의 방전 저항기를 가지는 전해질 커패시터이다. 변압기 T1는 누출 변압기인데, 즉 램프 로드 LL 에 대해 밸러스트 역할을 하는 (즉, 정상 상태 전류가 램프 로드를 통해 흐르도록 제한하는) 인덕턴스 LM 의 누출 인덕터를 가진다. 선택적으로, 변압기 T1이 적은 누출 인덕턴스를 가지거나 또는 누출 인덕턴스를 가지지 않으면 인덕턴스 LM의 외부 인덕터는 밸러스트 목적을 위해 요구된다.
변압기 T1는 주요 2 차 와인딩 TM을 가진다. 공진 커패시터 C10는 인덕터 L7와 직렬이면서 반브릿지 인버터 양단의 직렬 LC 조합으로 변압기 T1의 1 차 와인딩으로 뒤에 반사한다.
이제 쉽게 이해되듯이, 기본 사인 주파수 f1을 직렬 L-C 출력 회로의 공진 주파수 fo보다 낮게 유지함으로써, 램프 로드 LL 의 사전-점화 동안 종래의 밸러스트 회로에서 발생된 바람직하지 못하고 불안정한 고전압 및 전류 레벨을 피할 수 있다. 특히, 인덕터 L7및 커패시터 C10의 값을 공진 주파수 fo가 앞서 설명된 대로 정의하도록 선택함으로써, 인덕터 L7및 커패시터 C10양단의 전압 레벨과 그것을 통과해 흐르는 전류가 램프 로드 LL 의 사전-점화 동안 종래의 밸러스트 출력 회로 훨씬 아래의 레벨로 유지될 것이다.
인덕터 L7및 커패시터 C10의 조합이 램프 로드 LL 의 사전-점화 동안 공진 주파수 fo에서 동작되어야 하는 것을 요구하지 않음으로써, 커패시터 C10의 값은 충분히 감소될 수 있다. 예로, 커패시터 C10에 대한 종래값은 약 6.8nF 의 명목값 내지 약 9.2nF 의 명목값의 범위에 있다. 그러나, 본 발명에 따라, 커패시터 C10는 대략 1/4 내지 1/6 정도로 값이 감소될 수 있다(즉, 1.2nF). 따라서, 밸러스트 출력회로의 제조 비용 및 공간 필요성을 감소시켜주는 훨씬 작고, 적은 비용의 커패시터 C10가 요구된다.
상기 커패시터 C10의 감소된 값은, 커패시터 C10를 통해 상대적으로 적은 전류가 흐를 때, 사실상 모든 전류가 램프 로드 LL 을 통해 흐르게 되는 결과를 가져온다. 밸러스트 회로에 대한 전력 요구는 감소되고 적은 비용의 와이어링(보다 높은 저항)이, 종래 밸러스트 출력 회로에서와 같은 전력 요구를 유지하면서 직렬 접속된 L-C 밸러스트 출력 회로에서 사용될 수 있다. 다시 말하면, 본 발명에 의해 보다 작은 공간 요구를 가지면서 보다 적은 비용 및 더욱 효율적인 밸러스트가 제공된다.
양호하게, 공진 주파수 fo는 방형파 발생기에 의해 발생된 방형파의 기본 주파수 f1의 약 2.3 내지 2.6 배의 범위에 있어야 한다. 따라서, 부유 인덕턴스(stray inductances)와 고려하기 곤란한 유사한 것들은 전체 인덕턴스를 증가시키지 않을 것이다. 공진 주파수 fo는 제 3 고조파 주파수 3f1에 도달하지 않을 것이다. 밸러스트 회로(20)의 불안정한 동작(즉, 직렬 L-C 출력 회로의 공진 동작)은 방지된다.
일반적으로, 공진 주파수 fo를 결정하기 위해 인덕터 L7의 인덕턴스를 계산할 때, 변압기 T1의 누출 인덕턴스 또는 인덕터 L7에 대해 사용된 이산 초크(discrete choke)의 인덕턴스는 밸러스트 회로(20)내의 부유 인덕턴스 또는 다른 인덕턴스보다 훨씬 더 크다. 따라서, 1 차수 근사로써, 공진 주파수 fo를 결정할 때 인덕터 L7의 인덕턴스가 부유 인덕턴스 및 유사한 것들을 고려하지 않고 사용될 수 있다. 매우 작은 또는 불충분한 양의 누출 인덕턴스가 존재하는 빈틈없이 감겨진 변압기 T1에 대해서는, 이산 인덕터가 램프 로드 LL 에 대해 밸러스트 소자 역할을 하기 위해(즉, 램프 전류 ILAMP를 제어하기 위해) 요구되어진다.
이제 쉽게 이해되듯이, 발생된 전압(즉, 제1도의 전압 E 와 제4(a)도의 전압 VA-B)은 직렬 접속된 L-C 회로의 공진 주파수보다 훨씬 작은 주파수에 있으며 따라서 안정한 개방 회로(사전-점화) 전압 및 전류 레벨을 공급한다. 상기 발생된 신호의 주파수는 사전-점화를 뒤쫓아 변경될 필요가 없는데 이것은 상기 주파수가 직렬 접속된 L-C 회로의 공진 주파수에서나 혹은 그 주변에서는 결코 존재하지 않기 때문이다. 다른 정상-상태 램프 동작 주파수로 스위칭하기 위해 램프 로드 LL 의 점화를 감지하는 피드백 회로도 필요하지 않다. 램프 로드 LL 의 사전-점화 동안 직렬 L-C 회로의 공진 주파수 fo에서 동작할 필요를 제거함으로써, 직렬 접속된 L-C 회로에 대한 커패시터의 값과 결과적 크기는 종래의 직렬 접속된 L-C 회로에서 보통으로 사용된 것보다 훨씬 작아질 수 있다.

Claims (6)

  1. 램프 로드를 점화시키기에 충분한 실질적으로 방형 구동 신호(rectangular driving signal)를 발생시키는 밸러스트 회로로서, 인덕터 수단과, 상기 인덕터 수단에 직렬로 접속된 커패시터 수단과, 적어도 기본 주파수 f1을 가지는 발생된 신호를 상기 직렬 접속된 인덕터 수단과 커패시터 수단에 인가하기 위한 발생 수단을 포함하되, 상기 인덕터 수단과 상기 커패시터 수단은 공진 주파수 fo를 가지는 밸러스트 회로에 있어서, 상기 기본 주파수와 상기 공진 주파수에 대해, nf1＜ fo＜ (n+1)f1이고, 여기서 n = 짝수인 정수의 관계를 유지하는 것을 특징으로 하는 밸러스트 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 발생 수단은 반-브릿지 인버터(half-bridge inverter)를 포함하는 것을 특징으로 하는 밸러스트 회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 공진 주파수 fo는 상기 기본 주파수 f1의 제 3 고조파보다 더 작은 밸러스트 회로.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 점화 후 상기 램프 로드는, 상기 램프 로드를 통과하는 전류가 실질적으로 일정한 레벨로 유지되는 정상-상태 모드로 들어가는 밸러스트 회로로서, 상기 정상-상태 모드에서 상기 발생 수단이 상기 발생된 신호를 상기 직렬 접속된 인덕터 수단과 커패시터 수단에 인가하는 것을 특징으로 하는 밸러스트 회로.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 램프 로드는 상기 커패시터 수단 양단에 접속되는 밸러스트 회로.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 램프 로드가 적어도 하나의 형광 램프를 포함하는 밸러스트 회로.
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