JP3443654B2 - 電圧共振型インバータ回路 - Google Patents
電圧共振型インバータ回路Info
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- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、広い範囲で電流制御が
必要な負荷の電源として好適なインバータ装置に関し、
特に調光自在な冷陰極管を負荷とする電源に用いて好適
なインバータ装置に関する。
必要な負荷の電源として好適なインバータ装置に関し、
特に調光自在な冷陰極管を負荷とする電源に用いて好適
なインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来技術】インバータ装置は直流電力を交流電力に変
換する装置であって、いわゆる逆変換装置として各種の
電気機器に使用されている。
換する装置であって、いわゆる逆変換装置として各種の
電気機器に使用されている。
【０００３】図６は、放電管用として使用されている従
来のインバータ装置に示す回路図である。図６におい
て、トランスＴ１０は一次コイル１０Ｐ、二次コイル１
０Ｓ、帰還コイル１０Ｆを備えたロイヤー発振回路用の
トランスである。ＴＲ１１、ＴＲ１２はＮＰＮ型のスイ
ッチング作動用トランジスタで昇圧トランスＴ１０と共
に、ロイヤー発振回路を構成する。Ｃ１３は電圧共振用
のコンデンサ、Ｌ１４はチョークコイルである。これに
より、トランジスタＴＲ１１、ＴＲ１２のＯＦＦ時の電
圧波形は正弦波状となり、トランスＴ１０の一次コイル
１０Ｐ、二次コイル１０Ｓの電圧波形は正弦波となる。
チョークコイルＬ１４は、後に述べるＤＣ−ＤＣコンバ
ータに接続され、出力側にはＣＦＬ３１が接続されてい
る。このインバータの自励発振により、出力側には正弦
波状の高電圧が数１０ＫＨｚ単位の周波数で現れ、冷陰
極管ＣＦＬ３１が点灯する。ＩＣ２０はＤＣ−ＤＣコン
バータを構成するスイッチング作動用のＰＮＰ型トラン
ジスタＴＲ２１ベース回路を制御する集積回路（ＩＣ）
であり、降圧型チョッパー回路として動作する。このＩ
Ｃは三角波を発生する発振器ＯＳＣと二つの比較用演算
増幅器Ａ１演算増幅器Ａ２と発振器ＯＳＣと演算増幅器
Ａ１かＡ２のいずれか一方の出力電圧とを比較するＰＷ
ＮコンバータＣＯＭＰと、このＣＯＭＰコンバータによ
り駆動され、前記スイッチング作動用のＰＮＰトランジ
スタＴＲ２１のベースを駆動する出力トランジスタＴＲ
１１３とを有する。このＩＣは、前記のようにＰＷＭコ
ンバータで発振器ＯＳＣと比較する他方のＰＷＭコンバ
ータ入力回路には二つの演算増幅器Ａ１、Ａ２が接続さ
れているが、これら二つの演算増幅器の内の出力電圧が
高い方の電圧と発振器ＯＳＣの出力とが比較される。な
お、前記の構成を有するＩＣをここでＤＣ−ＤＣコンバ
ータ制御用ＩＣと定義し、また、これを他の用途に使用
しても内部の構成が変わらない限りＤＣ−ＤＣコンバー
タ制御用ＩＣと定義することにする。Ｄ２２はフライホ
イールダイオード、Ｌ２３はチョークコイルである。Ｃ
２４はコンデンサであり、チョークコイルＬ２３とコン
デンサＣ２４でＬＣフィルタを構成する。Ｃ２５、Ｒ２
６は発振周波数決定用のコンデンサと抵抗、Ｃ２７乃至
Ｒ３０は、ＤＣ−ＤＣコンバ−タ制御用ＩＣ２０の演算
増幅器Ａ１、Ａ２の位相補正用Ｃ、Ｒ素子である。ダイ
オードＤ１５、Ｄ１６はＣＦＬ３１に流れる放電電流の
正の成分を整流するためのものである。Ｒ１８、Ｃ１９
は電流波形を直流化するためのローパルフィルタを構成
する抵抗とコンデンサである。このフィルタ出力は、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ２の
＋入力端に接続される。即ち、コンデンサＣ１９の両端
には放電電流の正のサイクル平均値に比例した電圧が得
られ、この電圧とＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０
内部の基準電圧とが演算増幅器Ａ２で比較され、両者の
差電圧に比例した出力電圧が得られる。図７に示すよう
に、この出力電圧とＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２
０の発振器ＯＳＣの三角波出力とがＰＷＭコンパレータ
で比較される。即ち、放電電流が何等かの原因で増加す
ると、エラーアンプとなる演算増幅器Ａ２の出力電圧は
ＢラインからＡラインに移行する。その結果、ＰＷＭコ
ンパレータの出力はＣラインからＤラインへと変化す
る。即ち、出力トランジスタであるスイッチング作動用
のＰＮＰトランジスタＴＲ２１のオン時間は狭くなり、
ＤＣ＝ＤＣコンバータの出力電圧は減少し、ロイヤー発
振回路の電源電圧が下がることになるので放電電流は減
少する。従って、放電電流の定電流制御を可能としてい
る。抵抗Ｒ３２、Ｒ３３はＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧を定電圧化するための抵抗であり、これは冷陰極管
ＣＦＬ３１を接続しない時、又は放電を開始する以前の
昇圧トランス１０の二次コイル１０Ｓの電圧を定電圧化
するためのＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧検出用の抵抗
である。抵抗Ｒ３２、Ｒ３３の接続点はＤＣ−ＤＣコン
バータ制御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１の＋入力端に接
続され、負帰還ループを構成し、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧を定電圧化している。演算増幅器Ａ１、Ａ２
の出力はＯＲ接続されているので、演算増幅器Ａ１、Ａ
２の出力電圧の高い方が優先されてＰＷＭコンパレータ
に入力される。
来のインバータ装置に示す回路図である。図６におい
て、トランスＴ１０は一次コイル１０Ｐ、二次コイル１
０Ｓ、帰還コイル１０Ｆを備えたロイヤー発振回路用の
トランスである。ＴＲ１１、ＴＲ１２はＮＰＮ型のスイ
ッチング作動用トランジスタで昇圧トランスＴ１０と共
に、ロイヤー発振回路を構成する。Ｃ１３は電圧共振用
のコンデンサ、Ｌ１４はチョークコイルである。これに
より、トランジスタＴＲ１１、ＴＲ１２のＯＦＦ時の電
圧波形は正弦波状となり、トランスＴ１０の一次コイル
１０Ｐ、二次コイル１０Ｓの電圧波形は正弦波となる。
チョークコイルＬ１４は、後に述べるＤＣ−ＤＣコンバ
ータに接続され、出力側にはＣＦＬ３１が接続されてい
る。このインバータの自励発振により、出力側には正弦
波状の高電圧が数１０ＫＨｚ単位の周波数で現れ、冷陰
極管ＣＦＬ３１が点灯する。ＩＣ２０はＤＣ−ＤＣコン
バータを構成するスイッチング作動用のＰＮＰ型トラン
ジスタＴＲ２１ベース回路を制御する集積回路（ＩＣ）
であり、降圧型チョッパー回路として動作する。このＩ
Ｃは三角波を発生する発振器ＯＳＣと二つの比較用演算
増幅器Ａ１演算増幅器Ａ２と発振器ＯＳＣと演算増幅器
Ａ１かＡ２のいずれか一方の出力電圧とを比較するＰＷ
ＮコンバータＣＯＭＰと、このＣＯＭＰコンバータによ
り駆動され、前記スイッチング作動用のＰＮＰトランジ
スタＴＲ２１のベースを駆動する出力トランジスタＴＲ
１１３とを有する。このＩＣは、前記のようにＰＷＭコ
ンバータで発振器ＯＳＣと比較する他方のＰＷＭコンバ
ータ入力回路には二つの演算増幅器Ａ１、Ａ２が接続さ
れているが、これら二つの演算増幅器の内の出力電圧が
高い方の電圧と発振器ＯＳＣの出力とが比較される。な
お、前記の構成を有するＩＣをここでＤＣ−ＤＣコンバ
ータ制御用ＩＣと定義し、また、これを他の用途に使用
しても内部の構成が変わらない限りＤＣ−ＤＣコンバー
タ制御用ＩＣと定義することにする。Ｄ２２はフライホ
イールダイオード、Ｌ２３はチョークコイルである。Ｃ
２４はコンデンサであり、チョークコイルＬ２３とコン
デンサＣ２４でＬＣフィルタを構成する。Ｃ２５、Ｒ２
６は発振周波数決定用のコンデンサと抵抗、Ｃ２７乃至
Ｒ３０は、ＤＣ−ＤＣコンバ−タ制御用ＩＣ２０の演算
増幅器Ａ１、Ａ２の位相補正用Ｃ、Ｒ素子である。ダイ
オードＤ１５、Ｄ１６はＣＦＬ３１に流れる放電電流の
正の成分を整流するためのものである。Ｒ１８、Ｃ１９
は電流波形を直流化するためのローパルフィルタを構成
する抵抗とコンデンサである。このフィルタ出力は、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ２の
＋入力端に接続される。即ち、コンデンサＣ１９の両端
には放電電流の正のサイクル平均値に比例した電圧が得
られ、この電圧とＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０
内部の基準電圧とが演算増幅器Ａ２で比較され、両者の
差電圧に比例した出力電圧が得られる。図７に示すよう
に、この出力電圧とＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２
０の発振器ＯＳＣの三角波出力とがＰＷＭコンパレータ
で比較される。即ち、放電電流が何等かの原因で増加す
ると、エラーアンプとなる演算増幅器Ａ２の出力電圧は
ＢラインからＡラインに移行する。その結果、ＰＷＭコ
ンパレータの出力はＣラインからＤラインへと変化す
る。即ち、出力トランジスタであるスイッチング作動用
のＰＮＰトランジスタＴＲ２１のオン時間は狭くなり、
ＤＣ＝ＤＣコンバータの出力電圧は減少し、ロイヤー発
振回路の電源電圧が下がることになるので放電電流は減
少する。従って、放電電流の定電流制御を可能としてい
る。抵抗Ｒ３２、Ｒ３３はＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧を定電圧化するための抵抗であり、これは冷陰極管
ＣＦＬ３１を接続しない時、又は放電を開始する以前の
昇圧トランス１０の二次コイル１０Ｓの電圧を定電圧化
するためのＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧検出用の抵抗
である。抵抗Ｒ３２、Ｒ３３の接続点はＤＣ−ＤＣコン
バータ制御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１の＋入力端に接
続され、負帰還ループを構成し、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧を定電圧化している。演算増幅器Ａ１、Ａ２
の出力はＯＲ接続されているので、演算増幅器Ａ１、Ａ
２の出力電圧の高い方が優先されてＰＷＭコンパレータ
に入力される。
【０００４】
【発明が解決しようとする問題点】これに対して効率を
上げる手段として、準Ｅ級電圧共振型インバータを用い
ることが考えられるが、準Ｅ級電圧共振型インバータに
おいては、一般的に広範囲な入力電圧の変動に対してパ
ワースイッチを零電圧スイッチングさせることが難し
い。非零電圧スイッチングモードでは、スイッチングノ
イズやスイッチングロスの増大を伴う。本発明では入力
電圧の変動に対して、常に零電圧スイッチング動作が可
能となる電圧共振型インバータ回路を提供しようとする
ものである。
上げる手段として、準Ｅ級電圧共振型インバータを用い
ることが考えられるが、準Ｅ級電圧共振型インバータに
おいては、一般的に広範囲な入力電圧の変動に対してパ
ワースイッチを零電圧スイッチングさせることが難し
い。非零電圧スイッチングモードでは、スイッチングノ
イズやスイッチングロスの増大を伴う。本発明では入力
電圧の変動に対して、常に零電圧スイッチング動作が可
能となる電圧共振型インバータ回路を提供しようとする
ものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の如き本発明の目的
を達成するために、本発明の請求項１に記載の発明は、
準E級電圧共振インバータにより冷陰極管を直接ドライ
ブしている回路で、昇圧トランスの一次側に直列共振回
路を形成し、該直列共振回路をスイッチング素子により
該共直列振回路の共振周波数より位相が進んだタイミン
グでオン・オフする制御回路を設けて出力電圧を制御
し、かつ昇圧ランスの二次側に負荷に冷陰極管を接続し
た電圧共振型インバータ回路において、前記電圧共振型
インバータ回路の入力電圧を検知するコンパレータと、
前記共振回路の周波数を切り替える切り替え回路と、前
記入力電圧が高い程共振周波数を高く切り替える制御手
段と、を具備することにより入力電圧の変動に対し、常
に零電圧スイッチング動作が可能となることを特徴とす
る電圧共振型インバータ回路を提供する。本願の請求項
２に記載の発明は、請求項１に記載の発明に加えて、前
記共振回路の周波数を切り替える切り替え回路はコンデ
ンサの容量を切り替える切り替え回路であることを特徴
とする電圧共振型インバータ回路を提供する。本願の請
求項３に記載の発明は、請求項１に記載の発明に加え
て、前記共振回路の周波数を切り替える切り替え回路は
インダクタンスを切り替える切り替え回路であることを
特徴とする電圧共振型インバータ回路を提供する。
を達成するために、本発明の請求項１に記載の発明は、
準E級電圧共振インバータにより冷陰極管を直接ドライ
ブしている回路で、昇圧トランスの一次側に直列共振回
路を形成し、該直列共振回路をスイッチング素子により
該共直列振回路の共振周波数より位相が進んだタイミン
グでオン・オフする制御回路を設けて出力電圧を制御
し、かつ昇圧ランスの二次側に負荷に冷陰極管を接続し
た電圧共振型インバータ回路において、前記電圧共振型
インバータ回路の入力電圧を検知するコンパレータと、
前記共振回路の周波数を切り替える切り替え回路と、前
記入力電圧が高い程共振周波数を高く切り替える制御手
段と、を具備することにより入力電圧の変動に対し、常
に零電圧スイッチング動作が可能となることを特徴とす
る電圧共振型インバータ回路を提供する。本願の請求項
２に記載の発明は、請求項１に記載の発明に加えて、前
記共振回路の周波数を切り替える切り替え回路はコンデ
ンサの容量を切り替える切り替え回路であることを特徴
とする電圧共振型インバータ回路を提供する。本願の請
求項３に記載の発明は、請求項１に記載の発明に加え
て、前記共振回路の周波数を切り替える切り替え回路は
インダクタンスを切り替える切り替え回路であることを
特徴とする電圧共振型インバータ回路を提供する。
【０００６】
【作用】電圧共振用キャパシターの容量を入力電圧が高
くなると減少させることによって、共振回路の特性イン
ピーダンスを上げ、共振電圧の振幅を増加させて、前記
スイッチング素子の零電圧スイッチング動作を行なう。
くなると減少させることによって、共振回路の特性イン
ピーダンスを上げ、共振電圧の振幅を増加させて、前記
スイッチング素子の零電圧スイッチング動作を行なう。
【０００７】
【実施例】本発明の一実施例を図面を用いて詳細に説明
する。図１は冷陰極管（ＣＦＬ１）を負荷とした場合の
インバータ装置の回路図である。ＣＦＬ１の放電電流を
定電流制御する方法は、図３に示す従来例ではロイヤー
発振回路の電源電圧、即ちＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧を放電電流の値に応じて可変することによって行っ
ていたが、本発明では準Ｅ級電圧共振インバータにより
ＣＦＬ１を直接ドライブしている。準Ｅ級電圧共振イン
バータは、パワースイッチに流れる電流とスイッチにか
かる電圧が共に正弦波の一部になり、正弦波出力が可能
なインバータとして知られている。以下に動作原理を簡
単に説明する。図２に準Ｅ級電圧共振インバータの基本
回路を示す。図２においてリアクトルＬはチョークコイ
ルであり、その電流が近似的に直流Ｉｃとなる。インダ
クタＬT とコンデンサＣT は共振回路を構成する。スイ
ッチのＯＮ／ＯＦＦ動作によって、ＲＬＣ同調回路にパ
ルス状の電圧が加えられる。スイッチング周波数がＬT
−ＣT の共振周波数より少々高いとすれば、同調回路に
よってＲ−ＬT −ＣTを流れる電流が近似的に正弦波と
なる。この場合、Ｒ−Ｌ−Ｃ同調回路は誘導性リアクタ
ンスを持ち、同調回路に流れる電流ｉT は同調回路にか
かる電圧、即ちスイッチＳの電圧Ｖに基本波より位相が
遅れる。ここで、Ｉｃ＝Ｉｓｄｃ＋ｉTなので、直流電
流Ｉｃから正弦波電流ｉT を引いた分は、スイッチＳ、
ダイオードＤｓ、コンデンサＣｓの並列回路に流れる電
流Ｉｓｄｃとなり、これも正弦波となる。
する。図１は冷陰極管（ＣＦＬ１）を負荷とした場合の
インバータ装置の回路図である。ＣＦＬ１の放電電流を
定電流制御する方法は、図３に示す従来例ではロイヤー
発振回路の電源電圧、即ちＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧を放電電流の値に応じて可変することによって行っ
ていたが、本発明では準Ｅ級電圧共振インバータにより
ＣＦＬ１を直接ドライブしている。準Ｅ級電圧共振イン
バータは、パワースイッチに流れる電流とスイッチにか
かる電圧が共に正弦波の一部になり、正弦波出力が可能
なインバータとして知られている。以下に動作原理を簡
単に説明する。図２に準Ｅ級電圧共振インバータの基本
回路を示す。図２においてリアクトルＬはチョークコイ
ルであり、その電流が近似的に直流Ｉｃとなる。インダ
クタＬT とコンデンサＣT は共振回路を構成する。スイ
ッチのＯＮ／ＯＦＦ動作によって、ＲＬＣ同調回路にパ
ルス状の電圧が加えられる。スイッチング周波数がＬT
−ＣT の共振周波数より少々高いとすれば、同調回路に
よってＲ−ＬT −ＣTを流れる電流が近似的に正弦波と
なる。この場合、Ｒ−Ｌ−Ｃ同調回路は誘導性リアクタ
ンスを持ち、同調回路に流れる電流ｉT は同調回路にか
かる電圧、即ちスイッチＳの電圧Ｖに基本波より位相が
遅れる。ここで、Ｉｃ＝Ｉｓｄｃ＋ｉTなので、直流電
流Ｉｃから正弦波電流ｉT を引いた分は、スイッチＳ、
ダイオードＤｓ、コンデンサＣｓの並列回路に流れる電
流Ｉｓｄｃとなり、これも正弦波となる。
【０００８】図３の（ａ）にスイッチのデューティが５
０％の時のＥ級共振インバータの動作波形を示す。スイ
ッチＳがターン・オフされると正弦波の電流はコンデン
サＣｓを流れ、コンデンサＣｓが電流Ｉｃｓで充電さ
れ、電圧Ｖｓが零から正弦波に上昇する。そのためスイ
ッチのターン・オフは零電圧、非零電流スイッチングと
なる。最適負荷Ｒｏｐｔでは、図３の（ａ）に示す様に
スイッチの電圧Ｖｓは零に近い勾配ｄＶｓ／ｄｔで零に
降下し、Ｖｓ＝Ｏ、且つｄＶｓ／ｄｔ＝Ｏとなった時点
で、スイッチＳがターン・オンされる。負荷抵抗が最適
抵抗Ｒｏｐｔより小さい場合、図３の（ｂ）に示す様に
スイッチの電圧Ｖｓは大きな勾配ｄＶｓ／ｄｔで零に降
下し、並列の逆方向ダイオードＤＳがＯＮとなる。スイ
ッチの電圧Ｖｓは零電圧にクランプされ、この間スイッ
チＳがターン・オンされる。これは準Ｅ級動作であり、
電圧共振スイッチと同様で零電圧スイッチングとなる。
スイッチングレギュレータとして動作される場合、負
荷、入力電圧の可変範囲全体に亘ってＥ級動作させるこ
とは出来ず、準Ｅ級動作となる。Ｒ−Ｌ−Ｃ同調回路の
インピーダンスは、スイッチング周波数に敏感であるた
め、スイッチング周波数変調により、出力電圧Ｖｏ（＝
ｉT ）を制御した場合、スイッチング周波数の変化が少
ないという利点を持つ。
０％の時のＥ級共振インバータの動作波形を示す。スイ
ッチＳがターン・オフされると正弦波の電流はコンデン
サＣｓを流れ、コンデンサＣｓが電流Ｉｃｓで充電さ
れ、電圧Ｖｓが零から正弦波に上昇する。そのためスイ
ッチのターン・オフは零電圧、非零電流スイッチングと
なる。最適負荷Ｒｏｐｔでは、図３の（ａ）に示す様に
スイッチの電圧Ｖｓは零に近い勾配ｄＶｓ／ｄｔで零に
降下し、Ｖｓ＝Ｏ、且つｄＶｓ／ｄｔ＝Ｏとなった時点
で、スイッチＳがターン・オンされる。負荷抵抗が最適
抵抗Ｒｏｐｔより小さい場合、図３の（ｂ）に示す様に
スイッチの電圧Ｖｓは大きな勾配ｄＶｓ／ｄｔで零に降
下し、並列の逆方向ダイオードＤＳがＯＮとなる。スイ
ッチの電圧Ｖｓは零電圧にクランプされ、この間スイッ
チＳがターン・オンされる。これは準Ｅ級動作であり、
電圧共振スイッチと同様で零電圧スイッチングとなる。
スイッチングレギュレータとして動作される場合、負
荷、入力電圧の可変範囲全体に亘ってＥ級動作させるこ
とは出来ず、準Ｅ級動作となる。Ｒ−Ｌ−Ｃ同調回路の
インピーダンスは、スイッチング周波数に敏感であるた
め、スイッチング周波数変調により、出力電圧Ｖｏ（＝
ｉT ）を制御した場合、スイッチング周波数の変化が少
ないという利点を持つ。
【０００９】図１に示す本発明の一実施例において、Ｔ
１は一次コイルＮｐ、二次コイルＮｓ、帰還コイルＮｆ
を備えた昇圧トランスである。Ｑ１はＮチャンネルのパ
ワーＭＯＳ−ＦＥＴであり、スイッチング素子として機
能する。Ｌはチョークコイルである。ＬｔとトランスＴ
１のリーケージインダクタンスｌｇの直列合成インダク
タンスとコンデンサＣｔは共振回路を構成し、ＣＦＬ１
はその共振回路と直列に接続される。共振回路の共振周
波数Ｆｒは、
１は一次コイルＮｐ、二次コイルＮｓ、帰還コイルＮｆ
を備えた昇圧トランスである。Ｑ１はＮチャンネルのパ
ワーＭＯＳ−ＦＥＴであり、スイッチング素子として機
能する。Ｌはチョークコイルである。ＬｔとトランスＴ
１のリーケージインダクタンスｌｇの直列合成インダク
タンスとコンデンサＣｔは共振回路を構成し、ＣＦＬ１
はその共振回路と直列に接続される。共振回路の共振周
波数Ｆｒは、
【数１】
【００１０】となる。ただし、Ｃ２はバラストコンデン
サＣB のトランス一次換算値でＣ２＝ｎ2 ＣB となる。
ｎは一次：二次巻線比である。Ｃｓ１は電圧共振用コン
デンサである。チョークコイルＬとコンデンサＣｓ１に
よりスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ時のドレインーソー
ス間電圧は正弦波状になる。ＩＣ１はＱ１のゲート回路
を制御する電圧共振型スイッチング用ＩＣである。この
ＩＣは電圧制御発振器（ＶＣＯ）と演算増幅器Ａ１とス
イッチング周波数変調回路PFMLOGICにより駆動され、ス
イッチング素子Ｑ１のゲートを駆動するFETDRIVER より
なる。Ｒ４、Ｃ２はＩＣ１の演算増幅器Ａ１の位相補正
用のコンデンサと抵抗である。Ｒ５、Ｃ３はＩＣ１のＶ
ＣＯの発振周波数決定用のＣ−Ｒ素子である。Ｒ６、Ｒ
７はＩＣ１の演算増幅器Ａ１の−入力端のＤＣバイアス
用の抵抗である。Ｒ１はスイッチング素子Ｑ１のゲート
ドライブ抵抗である。Ｄ１はゲート蓄積電荷引き抜き用
のスピードアップダイオードである。抵抗Ｒ１２により
ランプ電流が検出され、ダイオードＤ３とコンデンサＣ
４によりランプ電流の正のサイクルが検出され、直流化
される。その出力はランプ電流設定用可変抵抗ＶＲ１、
抵抗Ｒ８を介してＩＣ１の演算増幅器Ａ１の＋入力端に
入力される。即ち、可変抵抗ＶＲ１のセンタータップに
は、放電電流の正のサイクルの平均値に比例した電圧が
得られ、この電圧とＩＣ１の内部基準電圧とが演算増幅
器Ａ１で比較され、両者の差電圧に比例した出力電圧が
得られる。この出力電圧は電圧制御発振器ＶＣＯの入力
端に接続されていて、ＶＣＯの発振周波数を制御する。
即ち、放電電流が何等かの原因で増加すると、演算増幅
器Ａ１の出力は上昇し、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周
波数は上昇する。電圧制御発振器ＶＣＯの出力の立ち下
がりで単安定マルチバイブレータ（ONESHOT)はセットさ
れ、その出力はハイレベルとなる。抵抗Ｒ２とコンデン
サＣ５は、ONESHOT の出力パルス幅決定用の抵抗とコン
デンサであり、その時定数で定まる時間のONESHOT の出
力をハイレベルに保つ。
サＣB のトランス一次換算値でＣ２＝ｎ2 ＣB となる。
ｎは一次：二次巻線比である。Ｃｓ１は電圧共振用コン
デンサである。チョークコイルＬとコンデンサＣｓ１に
よりスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ時のドレインーソー
ス間電圧は正弦波状になる。ＩＣ１はＱ１のゲート回路
を制御する電圧共振型スイッチング用ＩＣである。この
ＩＣは電圧制御発振器（ＶＣＯ）と演算増幅器Ａ１とス
イッチング周波数変調回路PFMLOGICにより駆動され、ス
イッチング素子Ｑ１のゲートを駆動するFETDRIVER より
なる。Ｒ４、Ｃ２はＩＣ１の演算増幅器Ａ１の位相補正
用のコンデンサと抵抗である。Ｒ５、Ｃ３はＩＣ１のＶ
ＣＯの発振周波数決定用のＣ−Ｒ素子である。Ｒ６、Ｒ
７はＩＣ１の演算増幅器Ａ１の−入力端のＤＣバイアス
用の抵抗である。Ｒ１はスイッチング素子Ｑ１のゲート
ドライブ抵抗である。Ｄ１はゲート蓄積電荷引き抜き用
のスピードアップダイオードである。抵抗Ｒ１２により
ランプ電流が検出され、ダイオードＤ３とコンデンサＣ
４によりランプ電流の正のサイクルが検出され、直流化
される。その出力はランプ電流設定用可変抵抗ＶＲ１、
抵抗Ｒ８を介してＩＣ１の演算増幅器Ａ１の＋入力端に
入力される。即ち、可変抵抗ＶＲ１のセンタータップに
は、放電電流の正のサイクルの平均値に比例した電圧が
得られ、この電圧とＩＣ１の内部基準電圧とが演算増幅
器Ａ１で比較され、両者の差電圧に比例した出力電圧が
得られる。この出力電圧は電圧制御発振器ＶＣＯの入力
端に接続されていて、ＶＣＯの発振周波数を制御する。
即ち、放電電流が何等かの原因で増加すると、演算増幅
器Ａ１の出力は上昇し、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周
波数は上昇する。電圧制御発振器ＶＣＯの出力の立ち下
がりで単安定マルチバイブレータ（ONESHOT)はセットさ
れ、その出力はハイレベルとなる。抵抗Ｒ２とコンデン
サＣ５は、ONESHOT の出力パルス幅決定用の抵抗とコン
デンサであり、その時定数で定まる時間のONESHOT の出
力をハイレベルに保つ。
【００１１】図４に各部の波形を示す。図４において、
Ｔoff はチョ−クコイルＬ、電圧共振型コンデンサＣＳ
等のばらつきや温度変化による共振周波数の変動を考慮
して準Ｅ級動作が満足されるように設定する。すなわ
ち、Ｔoff は一定のまま発振周波数が上昇するのでスイ
ッチのオン時間が減少しその結果ＣＦＬ１に供給される
電流が減少し、定電流制御が保たれる。ランプ電流が減
少すると演算増幅器Ａ１の出力は低下し、電圧制御発振
器ＶＣＯの発振周波数は低くなり、定電流制御が行われ
る。
Ｔoff はチョ−クコイルＬ、電圧共振型コンデンサＣＳ
等のばらつきや温度変化による共振周波数の変動を考慮
して準Ｅ級動作が満足されるように設定する。すなわ
ち、Ｔoff は一定のまま発振周波数が上昇するのでスイ
ッチのオン時間が減少しその結果ＣＦＬ１に供給される
電流が減少し、定電流制御が保たれる。ランプ電流が減
少すると演算増幅器Ａ１の出力は低下し、電圧制御発振
器ＶＣＯの発振周波数は低くなり、定電流制御が行われ
る。
【００１２】ＣＦＬ１が放電を開始するためには、約１
ｋＶ程度の高電圧をこれに印加する必要がある。これを
開放電圧というが、該開放電圧の設定方法としては、昇
圧トランスＴ１の二次コイルＮｓの電圧を分圧し、ダイ
オードとコンデンサにより直流化し、電圧共振型スイッ
チング用ＩＣであるＩｃ１の演算増幅器Ａ１のプラス入
力端子に加える方法も考えられるが、高耐圧の抵抗が必
要となったり、これらに用いる抵抗やコンデンサによる
遅れ時定数による不帰還ループの不安定性が増すなどの
欠点を有する。この問題を解決するために、図１に示す
ように、昇圧トランスＴ１に帰還コイルＮｆを設け、こ
の帰還コイルＮｆの電圧をダイオードＤ２、コンデンサ
Ｃ６により直流化し、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１で分圧した
後、抵抗Ｒ９を介して前記Ｉｃ１の演算増幅器Ａ１のプ
ラス入力端子に入力して、帰還を掛ける。二次コイルＮ
ｓの巻数、電圧をそれぞれｎｓ、Ｅｓ、帰還コイルＮｆ
の巻数、電圧をそれぞれｎｆ，Ｅｆとすると、二次コイ
ルＮｓの電圧Ｅｓは、 Ｅｓ＝（ｎｓ／ｎｆ）＊Ｅｆ なのでＥｆを安定化することにより、入力される直流電
圧の値いかんにかかわらず、Ｅｓを一定化できる。ま
た、帰還コイルＮｆの電圧は演算増幅器Ａ１の入力電圧
と同レベルでよいので、電圧も低くてよく、位相遅れも
生じない。
ｋＶ程度の高電圧をこれに印加する必要がある。これを
開放電圧というが、該開放電圧の設定方法としては、昇
圧トランスＴ１の二次コイルＮｓの電圧を分圧し、ダイ
オードとコンデンサにより直流化し、電圧共振型スイッ
チング用ＩＣであるＩｃ１の演算増幅器Ａ１のプラス入
力端子に加える方法も考えられるが、高耐圧の抵抗が必
要となったり、これらに用いる抵抗やコンデンサによる
遅れ時定数による不帰還ループの不安定性が増すなどの
欠点を有する。この問題を解決するために、図１に示す
ように、昇圧トランスＴ１に帰還コイルＮｆを設け、こ
の帰還コイルＮｆの電圧をダイオードＤ２、コンデンサ
Ｃ６により直流化し、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１で分圧した
後、抵抗Ｒ９を介して前記Ｉｃ１の演算増幅器Ａ１のプ
ラス入力端子に入力して、帰還を掛ける。二次コイルＮ
ｓの巻数、電圧をそれぞれｎｓ、Ｅｓ、帰還コイルＮｆ
の巻数、電圧をそれぞれｎｆ，Ｅｆとすると、二次コイ
ルＮｓの電圧Ｅｓは、 Ｅｓ＝（ｎｓ／ｎｆ）＊Ｅｆ なのでＥｆを安定化することにより、入力される直流電
圧の値いかんにかかわらず、Ｅｓを一定化できる。ま
た、帰還コイルＮｆの電圧は演算増幅器Ａ１の入力電圧
と同レベルでよいので、電圧も低くてよく、位相遅れも
生じない。
【００１３】切り替え用トランジスタＱ２ののコレクタ
は抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１の接続点に接続されてい
る。ＣＦＬ１を接続しないとき、または放電を開始する
前にはコンデンサＣ４の両端の電圧は０ボルトなので、
切り替え用トランジスタＱ２はオフである。したがっ
て、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ９、演算増幅器Ａ１による
負帰還により昇圧トランスＴ１の二次コイルＮｓの電圧
は入力直流電圧にかかわらず一定となる。ＣＦＬ１が接
続されていて、放電電流が流れている時に、コンデンサ
４の電圧を０．７ボルト以上に設定することにより切り
替え用トランジスタＱ２はオンし、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１
による定電圧動作を阻止し演算増幅器Ａ１による定電流
制御のみになる。
は抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１の接続点に接続されてい
る。ＣＦＬ１を接続しないとき、または放電を開始する
前にはコンデンサＣ４の両端の電圧は０ボルトなので、
切り替え用トランジスタＱ２はオフである。したがっ
て、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ９、演算増幅器Ａ１による
負帰還により昇圧トランスＴ１の二次コイルＮｓの電圧
は入力直流電圧にかかわらず一定となる。ＣＦＬ１が接
続されていて、放電電流が流れている時に、コンデンサ
４の電圧を０．７ボルト以上に設定することにより切り
替え用トランジスタＱ２はオンし、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１
による定電圧動作を阻止し演算増幅器Ａ１による定電流
制御のみになる。
【００１４】入力電圧が高くなると、ランプ電流を一定
電流に制御するために電圧共振型スイッチング用ＩＣで
あるＩＣ１の発振周波数が上昇する。すなわち、パワー
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン時間が短くなるため、共振
エネルギーは減少し、結果的に共振電圧の振幅が減少
し、図５の（ａ）に示すように、非零電圧スイッチング
となる。Ａ２は入力電圧検出用のコンパレータ、Ｑ３は
共振コンデンサ切り替え用のトランジスタ、ＺＤは入力
電圧検出用の基準電圧を発生するツェナーダイオードで
ある。
電流に制御するために電圧共振型スイッチング用ＩＣで
あるＩＣ１の発振周波数が上昇する。すなわち、パワー
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン時間が短くなるため、共振
エネルギーは減少し、結果的に共振電圧の振幅が減少
し、図５の（ａ）に示すように、非零電圧スイッチング
となる。Ａ２は入力電圧検出用のコンパレータ、Ｑ３は
共振コンデンサ切り替え用のトランジスタ、ＺＤは入力
電圧検出用の基準電圧を発生するツェナーダイオードで
ある。
【００１５】ここで、入力電圧をＶINとすると、
ＶIN［Ｒ１５／（Ｒ１４＋Ｒ１５）］＜VZ（ツェナーダ
イオードＺＤの電圧） の時は、コンパレータＡ２はハイレベルとなり、トラン
ジスタＱ３はオンし、電圧共振用のコンデンサはＣｓ１
＋Ｃｓ２となる。
イオードＺＤの電圧） の時は、コンパレータＡ２はハイレベルとなり、トラン
ジスタＱ３はオンし、電圧共振用のコンデンサはＣｓ１
＋Ｃｓ２となる。
【００１６】ＶIN［Ｒ１５／（Ｒ１４＋Ｒ１５）］＞VZ
にすると、コンパレータＡ２はローレベルとなり、トラ
ンジスタＱ３はオフし、電圧共振コンデンサはＣｓ１の
みとなる。したがって、図５の（ｂ）に示すように、共
振周波数が上昇し、かつ特性インピーダンスも上昇する
ので、共振電圧の振幅は増加し、零電圧スイッチングが
保たれる。
にすると、コンパレータＡ２はローレベルとなり、トラ
ンジスタＱ３はオフし、電圧共振コンデンサはＣｓ１の
みとなる。したがって、図５の（ｂ）に示すように、共
振周波数が上昇し、かつ特性インピーダンスも上昇する
ので、共振電圧の振幅は増加し、零電圧スイッチングが
保たれる。
【００１７】上記実施例では、電圧共振用のコンデンサ
の容量を、入力電圧が高くなると減少させるように構成
し、共振回路の特性インピーダンスを上げるようにして
いるが、電圧共振用のインダクタを複数個設けるととも
に、これらインダクタを入力電圧の変動により切り替え
るようにして共振回路の特性インピーダンスを上げるよ
うにしても良い。さらに、電圧共振用のコンデンサやイ
ンダクタは２個に限る事無く、切り替え回路の増設とと
もに３個以上に増設して、木目の細かい周波数変更制御
を行なうこともできる
の容量を、入力電圧が高くなると減少させるように構成
し、共振回路の特性インピーダンスを上げるようにして
いるが、電圧共振用のインダクタを複数個設けるととも
に、これらインダクタを入力電圧の変動により切り替え
るようにして共振回路の特性インピーダンスを上げるよ
うにしても良い。さらに、電圧共振用のコンデンサやイ
ンダクタは２個に限る事無く、切り替え回路の増設とと
もに３個以上に増設して、木目の細かい周波数変更制御
を行なうこともできる
【００１８】本発明では、準Ｅ級電圧共振インバータの
電圧共振用コンデンサを入力電圧の大小に応じて切り替
えることっができ、このために、スイッチング素子（Ｑ
１）のターンオンを常に零電圧スイッチングとすること
ができ、スイッチング損失を低減でき、インバータの効
率を高めることができると同時に、スイッチングノイズ
も低減できる。
電圧共振用コンデンサを入力電圧の大小に応じて切り替
えることっができ、このために、スイッチング素子（Ｑ
１）のターンオンを常に零電圧スイッチングとすること
ができ、スイッチング損失を低減でき、インバータの効
率を高めることができると同時に、スイッチングノイズ
も低減できる。
【００１９】
【発明の効果】本発明によれば、一石のパワースイッチ
ング素子からなる電圧共振型インバ−タ−を用いること
により、パワ−スイッチング素子の数を一個に減らすこ
とができ、インバータ回路全体の効率も向上する。起動
パルスとして、インバ−タ−出力を利用することによ
り、特別な起動回路が不要となり、部品点数を大幅に減
らすことができる。起動方式として、高周波パルスを用
いることにより、従来の低周波起動パルスに比べて、パ
ルス振幅を５分の１〜７分の１に減らすことができる。
市販の電圧共振型制御ＩＣを使用できるので、部品点数
を少なくでき小型化できる。さらに電圧共振用のコンデ
ンサの容量を、入力電圧が高くなると減少させるように
構成し、共振回路の特性インピーダンスを上げるように
したので、共振電圧の振幅を増加させ、零電圧スイッチ
ングを実現することができる。
ング素子からなる電圧共振型インバ−タ−を用いること
により、パワ−スイッチング素子の数を一個に減らすこ
とができ、インバータ回路全体の効率も向上する。起動
パルスとして、インバ−タ−出力を利用することによ
り、特別な起動回路が不要となり、部品点数を大幅に減
らすことができる。起動方式として、高周波パルスを用
いることにより、従来の低周波起動パルスに比べて、パ
ルス振幅を５分の１〜７分の１に減らすことができる。
市販の電圧共振型制御ＩＣを使用できるので、部品点数
を少なくでき小型化できる。さらに電圧共振用のコンデ
ンサの容量を、入力電圧が高くなると減少させるように
構成し、共振回路の特性インピーダンスを上げるように
したので、共振電圧の振幅を増加させ、零電圧スイッチ
ングを実現することができる。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】Ｅ級電圧共振回路の回路図である。
【図３】Ｅ級動作の共振回路の波形図である。
【図４】本発明の実施例の各部の波形図である。
【図５】本発明の実施例の異なる動作状態の各部の波形
図である。
図である。
【図６】従来例を示す回路図である。
【図７】従来例の波形図である。
ＣＦＬ１・・・冷陰極管
Ｔ１・・・・・昇圧トランス
Ｌ・・・・・・チョークコイル
ＬT ・・・・・インダクタ
Ｓ・・・・・・スイッチ
Ｄｓ・・・・・ダイオード
Ｃｓ・・・・・コンデンサ
ＣB ・・・・・バラストコンデンサ
Ｃｓ１・・・・コンデンサ
Ｑ１・・・・・スイッチング素子
Ｑ２・・・・・切り替え用トランジスタ
Ｑ３・・・・・共振コンデンサ切り替え用のトランジス
タ ＺＤ・・・・・ツェナーダイオード ＣT ・・・・・コンデンサ ＩＣ１・・・・電圧共振型スイッチング用ＩＣ ＶＣＯ・・・・電圧制御発振器 Ａ１・・・・・演算増幅器 Ａ２・・・・・入力電圧検出用のコンパレータ ＰＦＭＲＯＧＩＣ・・スイッチング周波数変調回路 ＦＥＴＤＲＩＶＥＲ・・ゲート駆動回路 Ｄ１・・・・・スピードアップダイオード ＶＲ１・・・・ランプ電流設定用可変抵抗器 ＯＮＥＳＨＯＴ・・単安定マルチバイブレータ
タ ＺＤ・・・・・ツェナーダイオード ＣT ・・・・・コンデンサ ＩＣ１・・・・電圧共振型スイッチング用ＩＣ ＶＣＯ・・・・電圧制御発振器 Ａ１・・・・・演算増幅器 Ａ２・・・・・入力電圧検出用のコンパレータ ＰＦＭＲＯＧＩＣ・・スイッチング周波数変調回路 ＦＥＴＤＲＩＶＥＲ・・ゲート駆動回路 Ｄ１・・・・・スピードアップダイオード ＶＲ１・・・・ランプ電流設定用可変抵抗器 ＯＮＥＳＨＯＴ・・単安定マルチバイブレータ
─────────────────────────────────────────────────────
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(56)参考文献 特開 昭60−139180（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−100295（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−162681（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−14556（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H05B 41/24
Claims (3)
- 【請求項１】準E級電圧共振インバータにより冷陰極管
を直接ドライブしている回路で、昇圧トランスの一次側
に直列共振回路を形成し、該直列共振回路をスイッチン
グ素子により該共直列振回路の共振周波数より位相が進
んだタイミングでオン・オフする制御回路を設けて出力
電圧を制御し、かつ昇圧トランスの二次側に負荷に冷陰
極管を接続した電圧共振型インバータ回路において、 前記電圧共振型インバータ回路の入力電圧を検知するコ
ンパレータと、前記共振回路の周波数を切り替える切り
替え回路と、前記入力電圧が高い程共振周波数を高く切
り替える制御手段と、を具備することにより入力電圧の
変動に対し、常に零電圧スイッチング動作が可能となる
ことを特徴とする電圧共振型インバータ回路。 - 【請求項２】前記共振回路の周波数を切り替える切り替
え回路はコンデンサの容量を切り替える切り替え回路で
あることを特徴とする請求項１に記載の電圧共振型イン
バータ回路。 - 【請求項３】前記共振回路の周波数を切り替える切り替
え回路はインダクタンスを切り替える切り替え回路であ
ることを特徴とする請求項１に記載の電圧共振型インバ
ータ回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31415694A JP3443654B2 (ja) | 1994-11-24 | 1994-11-24 | 電圧共振型インバータ回路 |
| US08/562,178 US5666279A (en) | 1994-11-24 | 1995-11-22 | Voltage resonance inverter circuit for dimable cold cathode tubes |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31415694A JP3443654B2 (ja) | 1994-11-24 | 1994-11-24 | 電圧共振型インバータ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08149836A JPH08149836A (ja) | 1996-06-07 |
| JP3443654B2 true JP3443654B2 (ja) | 2003-09-08 |
Family
ID=18049918
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31415694A Expired - Fee Related JP3443654B2 (ja) | 1994-11-24 | 1994-11-24 | 電圧共振型インバータ回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5666279A (ja) |
| JP (1) | JP3443654B2 (ja) |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP4252117B2 (ja) * | 1997-05-16 | 2009-04-08 | 株式会社デンソー | 放電灯装置 |
| US5978244A (en) * | 1997-10-16 | 1999-11-02 | Illinois Tool Works, Inc. | Programmable logic control system for a HVDC power supply |
| US6144570A (en) * | 1997-10-16 | 2000-11-07 | Illinois Tool Works Inc. | Control system for a HVDC power supply |
| US6900600B2 (en) * | 1998-12-11 | 2005-05-31 | Monolithic Power Systems, Inc. | Method for starting a discharge lamp using high energy initial pulse |
| US6144173A (en) * | 1999-11-10 | 2000-11-07 | General Electric Company | Single switch electronic ballast |
| US6215680B1 (en) * | 2000-05-24 | 2001-04-10 | Garmin Corporation | Circuit for obtaining a wide dimming ratio from a royer inverter |
| US6864755B2 (en) | 2000-10-06 | 2005-03-08 | Alfred E. Mann Institute For Biomedical Engineering At The University Of Southern California | Switched reactance modulated E-class oscillator design |
| US7005935B2 (en) * | 2001-10-05 | 2006-02-28 | Alfred E. Mann Institute For Biomedical Engineering At The University Of Southern California | Switched reactance modulated E-class oscillator |
| KR100488448B1 (ko) * | 2001-11-29 | 2005-05-11 | 엘지전자 주식회사 | 플라즈마 디스플레이 패널의 서스테인펄스 발생장치 |
| JP4345385B2 (ja) * | 2003-07-15 | 2009-10-14 | ウシオ電機株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた高圧放電ランプ点灯装置 |
| JP2005051845A (ja) * | 2003-07-30 | 2005-02-24 | Ushio Inc | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた高圧放電ランプ点灯装置 |
| JP2005063819A (ja) * | 2003-08-13 | 2005-03-10 | Koito Mfg Co Ltd | 放電灯点灯回路 |
| JP2005063821A (ja) * | 2003-08-13 | 2005-03-10 | Koito Mfg Co Ltd | 放電灯点灯回路及び放電灯点灯方法 |
| US20050136733A1 (en) * | 2003-12-22 | 2005-06-23 | Gorrell Brian E. | Remote high voltage splitter block |
| KR100616538B1 (ko) * | 2004-01-05 | 2006-08-29 | 삼성전기주식회사 | 싱글 스테이지 백라이트 인버터 및 그 구동방법 |
| JP5048920B2 (ja) * | 2004-11-01 | 2012-10-17 | 昌和 牛嶋 | 電流共振型インバータ回路と電力制御手段 |
| US7908080B2 (en) | 2004-12-31 | 2011-03-15 | Google Inc. | Transportation routing |
| US7332871B2 (en) * | 2005-04-04 | 2008-02-19 | Chao-Cheng Lu | High frequency power source control circuit and protective circuit apparatus |
| US7619368B2 (en) * | 2005-07-05 | 2009-11-17 | Chao-Cheng Lu | Power source apparatus |
| CN101154113B (zh) * | 2006-09-26 | 2010-05-12 | 尼克森微电子股份有限公司 | 电源供应器的准谐振控制电路及其控制方法 |
| US7701731B2 (en) * | 2007-02-13 | 2010-04-20 | Akros Silicon Inc. | Signal communication across an isolation barrier |
| JP2014528688A (ja) * | 2011-10-14 | 2014-10-27 | インディス、プロプライエタリー、リミテッドＩｎｄｉｃｅ Ｐｔｙ Ｌｔｄ | 電力制御 |
| EP3783788B1 (en) * | 2018-04-20 | 2023-05-10 | Nissan Motor Co., Ltd. | Method for controlling resonant power conversion device, and resonant power conversion device |
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|---|---|---|---|---|
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1994
- 1994-11-24 JP JP31415694A patent/JP3443654B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-11-22 US US08/562,178 patent/US5666279A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08149836A (ja) | 1996-06-07 |
| US5666279A (en) | 1997-09-09 |
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