JP3312369B2 - インバータ装置 - Google Patents
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- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
- H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
- H05B41/2821—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage
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- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、広い範囲の電流制御を
必要とする負荷に電力を供給するインバータ装置に関
し、特に調光自在な冷陰極管（以下、ＣＦＬという。）
をいわゆる高周波点灯する点灯装置に適用して好適なイ
ンバータ装置に関する。
必要とする負荷に電力を供給するインバータ装置に関
し、特に調光自在な冷陰極管（以下、ＣＦＬという。）
をいわゆる高周波点灯する点灯装置に適用して好適なイ
ンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来技術】インバータ装置は、直流電力を交流電力に
変換する装置であって、いわゆる逆変換装置として各種
の電機機器に使用されている。図７は放電管用として使
用されている従来のインバータ装置を示す回路図であ
る。図７において、１０は一次コイル１０Ｐ、二次コイ
ル１０Ｓ、帰還コイル１０Ｆを備えたロイヤー発振回路
用の昇圧トランスである。１１、１２はＮＰＮ型のスイ
ッチング作動用トランジスタで昇圧トランス１０ととも
にロイヤー発振回路を構成する。１３は電圧共振用のコ
ンデンサ、１４は同チョークコイルである。これにより
トランジスタ１１、１２のオフ時のコレクターエミッタ
間電圧は正弦波状となり、トランス１０の一次コイル１
０Ｐ、二次コイル１０Ｓの電圧波形は正弦波となる。チ
ョークコイル１４は、後に述べるＤＣ−ＤＣコンバータ
に接続され、出力側にはＣＦＬ３１が接続されている。
このインバータの自励発振により、出力側には正弦波状
の高電圧が数十ＫＨｚの単位の周波数で現われ、ＣＦＬ
３１が点灯する。２０はＤＣ−ＤＣコンバータを構成す
るスイッチング作動用のＰＮＰトランジスタ２１のベー
ス回路を制御する集積回路（ＩＣ）であり、降圧型チョ
ッパ回路として動作する。このＩＣは、三角波を発生す
る発振器ＯＳＣと、２つの比較用演算増幅器Ａ１と演算
増幅器Ａ２と、発振器ＯＳＣと演算増幅器Ａ１かＡ２の
いずれか一方の出力電圧とを比較するＰＷＭコンパレー
タＣＯＭＰと、このＰＷＭコンパレータにより駆動さ
れ、前記スイッチング作動用のＰＮＰトランジスタ２１
のベースを駆動する出力トランジスタとを有する。この
ＩＣは、前記のようにＰＷＭコンパレータで発振器ＯＳ
Ｃと比較する他方のＰＷＭコンパレータ入力回路には２
つの演算増幅器Ａ１、Ａ２が接続されているが、これら
２つの演算増幅器の内の出力電圧が高い方の電圧と発振
器ＯＳＣの出力とが比較される。なお、前記の構成を有
するＩＣをここでＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣと定
義し、またこれを他の用途に使用しても、内部の構成が
変わらない限りＤＣーＤＣコンバータ制御用ＩＣと呼ぶ
ことにする。２２はフライホイールダイオード、２３は
チョークコイルである。２４はコンデンサであり、チョ
ークコイル２３とコンデンサ２４でＬＣフイルタを構成
する。２５、２６は発振周波数決定用のコンデンサと抵
抗、２７乃至３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ
２０の演算増幅器Ａ１，Ａ２の位相補正用Ｃ，Ｒ素子で
ある。ダイオード１５、１６はＣＦＬ３１に流れる放電
電流の正の成分を整流するためのものである。１８、１
９は電流波形を直流化するためのローパスフィルタを構
成する抵抗とコンデンサである。このフィルタ出力は、
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ２
の＋入力端に接続される。すなわちコンデンサ１９の両
端には放電電流の正のサイクルの平均値に比例した電圧
が得られ、この電圧とＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ
２０内部の基準電圧とが演算増幅器Ａ２で比較され、両
者の差電圧に比例した出力電圧が得られる。図８に示す
ように、この出力電圧とＤＣ−ＤＣコンバータ制御用Ｉ
Ｃ２０の発振器ＯＳＣの三角波出力とがＰＷＭコンパレ
ータで比較される。すなわち放電電流が何等かの原因で
増加すると、エラーアンプとなる演算増幅器Ａ２の出力
電圧はＢラインからＡラインに移行する。その結果、Ｐ
ＷＭコンパレータの出力はＣラインからＤラインへと変
化する。すなわち出力トランジスタであるスイッチング
作動用のＰＮＰトランジスタ２１のオン時間は狭くな
り、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は減少し、ロイヤ
ー発振回路の電源電圧が下がることになるので、放電電
流は減少する。したがって、放電電流の定電流制御を可
能としている。３２、３３はＤＣーＤＣコンバータの出
力電圧を定電圧化するための抵抗であり、これはＣＦＬ
３１を接続しない時、または放電を開始する以前の昇圧
トランス１０の二次コイル１０Ｓの電圧を定電圧化する
ためのＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧検出用の抵抗であ
る。抵抗３２、３３の接続点はＤＣ−ＤＣコンバータ制
御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１の＋入力端に接続され負
帰還ループを構成し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
を定電圧化している。演算増幅器Ａ１，Ａ２の出力はＯ
Ｒ接続されているので、演算増幅器Ａ１，Ａ２の出力電
圧の高い方が優先されてＰＷＭコンパレータに入力され
る。
変換する装置であって、いわゆる逆変換装置として各種
の電機機器に使用されている。図７は放電管用として使
用されている従来のインバータ装置を示す回路図であ
る。図７において、１０は一次コイル１０Ｐ、二次コイ
ル１０Ｓ、帰還コイル１０Ｆを備えたロイヤー発振回路
用の昇圧トランスである。１１、１２はＮＰＮ型のスイ
ッチング作動用トランジスタで昇圧トランス１０ととも
にロイヤー発振回路を構成する。１３は電圧共振用のコ
ンデンサ、１４は同チョークコイルである。これにより
トランジスタ１１、１２のオフ時のコレクターエミッタ
間電圧は正弦波状となり、トランス１０の一次コイル１
０Ｐ、二次コイル１０Ｓの電圧波形は正弦波となる。チ
ョークコイル１４は、後に述べるＤＣ−ＤＣコンバータ
に接続され、出力側にはＣＦＬ３１が接続されている。
このインバータの自励発振により、出力側には正弦波状
の高電圧が数十ＫＨｚの単位の周波数で現われ、ＣＦＬ
３１が点灯する。２０はＤＣ−ＤＣコンバータを構成す
るスイッチング作動用のＰＮＰトランジスタ２１のベー
ス回路を制御する集積回路（ＩＣ）であり、降圧型チョ
ッパ回路として動作する。このＩＣは、三角波を発生す
る発振器ＯＳＣと、２つの比較用演算増幅器Ａ１と演算
増幅器Ａ２と、発振器ＯＳＣと演算増幅器Ａ１かＡ２の
いずれか一方の出力電圧とを比較するＰＷＭコンパレー
タＣＯＭＰと、このＰＷＭコンパレータにより駆動さ
れ、前記スイッチング作動用のＰＮＰトランジスタ２１
のベースを駆動する出力トランジスタとを有する。この
ＩＣは、前記のようにＰＷＭコンパレータで発振器ＯＳ
Ｃと比較する他方のＰＷＭコンパレータ入力回路には２
つの演算増幅器Ａ１、Ａ２が接続されているが、これら
２つの演算増幅器の内の出力電圧が高い方の電圧と発振
器ＯＳＣの出力とが比較される。なお、前記の構成を有
するＩＣをここでＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣと定
義し、またこれを他の用途に使用しても、内部の構成が
変わらない限りＤＣーＤＣコンバータ制御用ＩＣと呼ぶ
ことにする。２２はフライホイールダイオード、２３は
チョークコイルである。２４はコンデンサであり、チョ
ークコイル２３とコンデンサ２４でＬＣフイルタを構成
する。２５、２６は発振周波数決定用のコンデンサと抵
抗、２７乃至３０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ
２０の演算増幅器Ａ１，Ａ２の位相補正用Ｃ，Ｒ素子で
ある。ダイオード１５、１６はＣＦＬ３１に流れる放電
電流の正の成分を整流するためのものである。１８、１
９は電流波形を直流化するためのローパスフィルタを構
成する抵抗とコンデンサである。このフィルタ出力は、
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ２
の＋入力端に接続される。すなわちコンデンサ１９の両
端には放電電流の正のサイクルの平均値に比例した電圧
が得られ、この電圧とＤＣ−ＤＣコンバータ制御用ＩＣ
２０内部の基準電圧とが演算増幅器Ａ２で比較され、両
者の差電圧に比例した出力電圧が得られる。図８に示す
ように、この出力電圧とＤＣ−ＤＣコンバータ制御用Ｉ
Ｃ２０の発振器ＯＳＣの三角波出力とがＰＷＭコンパレ
ータで比較される。すなわち放電電流が何等かの原因で
増加すると、エラーアンプとなる演算増幅器Ａ２の出力
電圧はＢラインからＡラインに移行する。その結果、Ｐ
ＷＭコンパレータの出力はＣラインからＤラインへと変
化する。すなわち出力トランジスタであるスイッチング
作動用のＰＮＰトランジスタ２１のオン時間は狭くな
り、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は減少し、ロイヤ
ー発振回路の電源電圧が下がることになるので、放電電
流は減少する。したがって、放電電流の定電流制御を可
能としている。３２、３３はＤＣーＤＣコンバータの出
力電圧を定電圧化するための抵抗であり、これはＣＦＬ
３１を接続しない時、または放電を開始する以前の昇圧
トランス１０の二次コイル１０Ｓの電圧を定電圧化する
ためのＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧検出用の抵抗であ
る。抵抗３２、３３の接続点はＤＣ−ＤＣコンバータ制
御用ＩＣ２０の演算増幅器Ａ１の＋入力端に接続され負
帰還ループを構成し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
を定電圧化している。演算増幅器Ａ１，Ａ２の出力はＯ
Ｒ接続されているので、演算増幅器Ａ１，Ａ２の出力電
圧の高い方が優先されてＰＷＭコンパレータに入力され
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のイ
ンバ−タ装置の電力変換効率には限界が有ることが知ら
れている。なぜならば、インバータ装置の総合効率η
は、η＝（コンバ−タ部分の効率）＊（インバ−タ−部
分の効率）となり、総合効率ηを上げるためには、それ
ぞれの効率を高める必要があった。例えば、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの効率悪化の最大原因は、スイッチング用ト
ランジスタ２１、ダイオ−ド２２のスイッチング損失、
チョ−クコイル２３の銅損である。したがって、これら
の損失をゼロにすることはできない。また、上述した従
来のインバータ装置は部品数も多く、小型化、低価格化
を図ることがかなりむづかしい。
ンバ−タ装置の電力変換効率には限界が有ることが知ら
れている。なぜならば、インバータ装置の総合効率η
は、η＝（コンバ−タ部分の効率）＊（インバ−タ−部
分の効率）となり、総合効率ηを上げるためには、それ
ぞれの効率を高める必要があった。例えば、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの効率悪化の最大原因は、スイッチング用ト
ランジスタ２１、ダイオ−ド２２のスイッチング損失、
チョ−クコイル２３の銅損である。したがって、これら
の損失をゼロにすることはできない。また、上述した従
来のインバータ装置は部品数も多く、小型化、低価格化
を図ることがかなりむづかしい。
【０００４】そこで本発明は、上述のような従来の不都
合を解消しようとするものであり、その目的は、可及的
に効率を向上することができるような、また広い範囲で
電流制御が可能なインバータ装置であって、部品点数を
極力減ずることができるようなインバータを提供しよう
とするものである。
合を解消しようとするものであり、その目的は、可及的
に効率を向上することができるような、また広い範囲で
電流制御が可能なインバータ装置であって、部品点数を
極力減ずることができるようなインバータを提供しよう
とするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上述した課題解決のた
め、本願の請求項１に記載の発明は、直流電源から供給
される直流電流を、オン・オフするスイッチング素子の
動作により流れる方向を交互に転換する転換手段により
転換して交流に変換するインバータ装置において、該昇
圧トランスの一次側に直列共振回路を形成し、かつ昇圧
トランスに帰還巻線を設けて、該昇圧トランスの誘起電
圧に相当する出力電圧を検出する検出手段、及び二次側
に負荷を接続し、該負荷に流れる電流値を検出する検出
手段を設け、該直列共振回路をスイッチング素子により
この共振回路の共振周波数より高い周波数でオン・オフ
する制御手段を設け、該制御手段は演算増幅器の出力に
応じて発振周波数を変える電圧制御発振器と単安定マル
チバイブレータにより、上記スイッチング素子のオン時
間を制御する回路構成を具備し、該負荷に流れる電流値
を検出する検出手段からの出力と該昇圧トランスの帰還
巻線から検出した電圧との何れか一方がそれぞれが設定
した値を越えた場合、該設定値を越えた検出手段の出力
を該演算増幅器の入力端子に入力させる選択回路をも
ち、該演算増幅器は前記選択された検出手段の出力と該
演算増幅器の他方の入力端子に加えた設定電圧とを比較
して、該電圧制御発振器に出力することを特徴とするイ
ンバータ装置を提供する。本願の請求項２に記載の発明
は、請求項１に記載の発明に加えて、上記負荷は冷陰極
管であることを特徴とするインバータ装置を提供する。
め、本願の請求項１に記載の発明は、直流電源から供給
される直流電流を、オン・オフするスイッチング素子の
動作により流れる方向を交互に転換する転換手段により
転換して交流に変換するインバータ装置において、該昇
圧トランスの一次側に直列共振回路を形成し、かつ昇圧
トランスに帰還巻線を設けて、該昇圧トランスの誘起電
圧に相当する出力電圧を検出する検出手段、及び二次側
に負荷を接続し、該負荷に流れる電流値を検出する検出
手段を設け、該直列共振回路をスイッチング素子により
この共振回路の共振周波数より高い周波数でオン・オフ
する制御手段を設け、該制御手段は演算増幅器の出力に
応じて発振周波数を変える電圧制御発振器と単安定マル
チバイブレータにより、上記スイッチング素子のオン時
間を制御する回路構成を具備し、該負荷に流れる電流値
を検出する検出手段からの出力と該昇圧トランスの帰還
巻線から検出した電圧との何れか一方がそれぞれが設定
した値を越えた場合、該設定値を越えた検出手段の出力
を該演算増幅器の入力端子に入力させる選択回路をも
ち、該演算増幅器は前記選択された検出手段の出力と該
演算増幅器の他方の入力端子に加えた設定電圧とを比較
して、該電圧制御発振器に出力することを特徴とするイ
ンバータ装置を提供する。本願の請求項２に記載の発明
は、請求項１に記載の発明に加えて、上記負荷は冷陰極
管であることを特徴とするインバータ装置を提供する。
【０００６】
【作用】本発明に係るインバータ装置は、準Ｅ級電圧共
振型インバータであるため、パワースイッチング素子１
個のみで構成でき、効率が高い。また単一のインバータ
で動作するため、部品数の大幅な減少が可能である。
振型インバータであるため、パワースイッチング素子１
個のみで構成でき、効率が高い。また単一のインバータ
で動作するため、部品数の大幅な減少が可能である。
【０００７】
【実施例】本発明の一実施例を図面を用いて詳細に説明
する。図１は、ＣＦＬを負荷とした場合のインバータ装
置の回路図である。図１から分かるように、本発明で
は、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１、チョークコイルＬ、コイ
ルＬｔ、キャパシタＣｔ、電圧共振用キャパシタＣｓを
もった回路を準Ｅ級電圧共振インバータとして作用させ
る。この準Ｅ級電圧共振インバータにより発生した高周
波交流電圧を昇圧トランスＴ１で昇圧した後、ＣＦＬを
直接駆動している。準Ｅ級電圧共振インバータは、パワ
ースイッチング素子に流れる電流とスイッチに印加され
る電圧が共に正弦波の一部になり、正弦波出力が可能な
インバータとして知られている。
する。図１は、ＣＦＬを負荷とした場合のインバータ装
置の回路図である。図１から分かるように、本発明で
は、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１、チョークコイルＬ、コイ
ルＬｔ、キャパシタＣｔ、電圧共振用キャパシタＣｓを
もった回路を準Ｅ級電圧共振インバータとして作用させ
る。この準Ｅ級電圧共振インバータにより発生した高周
波交流電圧を昇圧トランスＴ１で昇圧した後、ＣＦＬを
直接駆動している。準Ｅ級電圧共振インバータは、パワ
ースイッチング素子に流れる電流とスイッチに印加され
る電圧が共に正弦波の一部になり、正弦波出力が可能な
インバータとして知られている。
【０００８】以下、図２を用いて準Ｅ級電圧共振インバ
ータの動作原理を説明する。図２は準Ｅ級電圧共振イン
バータの基本回路である。この図面において、リアクト
ル４１はチョークコイルであり、その電流が近似的に直
流Ｉｃとなる。インダクタ４２とコンデンサ４３は共振
回路を構成する。スイッチ４４のＯＮ・ＯＦＦ動作によ
って、インダクタ４２、コンデンサ４３及び抵抗器４５
の同調回路にパルス状の電圧が印加される。スイッチ４
４のＯＮ・ＯＦＦ周波数すなわちスイッチング周波数
を、インダクタ４２とコンデンサ４３との共振周波数よ
り少し高い周波数とすれば、前記同調回路を流れる電流
（ｉT ）は近似的に正弦波となる。この場合前記同調回
路は、誘導性リアクタンスを持ち、前記同調回路に流れ
る電流は、電圧に対して位相が遅れる。ここで、ダイオ
ード４６、コンデンサ４７およびスイッチ４４の並列回
路の電流（ｉｓｄｃ）も、Ｉｃ＝ｉｓｄｃ＋ｉT である
ことからｉT が正弦波であるので、正弦波となる。
ータの動作原理を説明する。図２は準Ｅ級電圧共振イン
バータの基本回路である。この図面において、リアクト
ル４１はチョークコイルであり、その電流が近似的に直
流Ｉｃとなる。インダクタ４２とコンデンサ４３は共振
回路を構成する。スイッチ４４のＯＮ・ＯＦＦ動作によ
って、インダクタ４２、コンデンサ４３及び抵抗器４５
の同調回路にパルス状の電圧が印加される。スイッチ４
４のＯＮ・ＯＦＦ周波数すなわちスイッチング周波数
を、インダクタ４２とコンデンサ４３との共振周波数よ
り少し高い周波数とすれば、前記同調回路を流れる電流
（ｉT ）は近似的に正弦波となる。この場合前記同調回
路は、誘導性リアクタンスを持ち、前記同調回路に流れ
る電流は、電圧に対して位相が遅れる。ここで、ダイオ
ード４６、コンデンサ４７およびスイッチ４４の並列回
路の電流（ｉｓｄｃ）も、Ｉｃ＝ｉｓｄｃ＋ｉT である
ことからｉT が正弦波であるので、正弦波となる。
【０００９】図３の（ａ）にスイッチのデューティが５
０％の時のＥ級共振インバータの動作波形を示す。スイ
ッチＳが、ターンオフされると正弦波の電流はキャパシ
タＣｓを流れ、キャパシタＣｓが、電流ｉｃｓで充電さ
れ、電圧ｖｓが零から正弦波状に上昇する。そのため、
スイッチのターンオフは零電圧、非零電流スイッチング
となる。最適負荷Ｒｏｐｔでは、図３（ａ）に示すよう
にスイッチの電圧ｖｓは零に近い勾配ｄｖｓ／ｄｔで零
に降下し、ｖｓ＝０，かつｄｖｓ／ｄｔ＝０となった時
点で、スイッチＳがターンオンされる。負荷抵抗が最適
抵抗Ｒｏｐｔより小さい場合、図３の（ｂ）に示すよう
に、スイッチの電圧ｖｓは大きな勾配ｄｖｓ／ｄｔで零
に降下し、並列の逆方向ダイオードＤｓがオンとなる。
スイッチの電圧Ｖｓは零電圧にクランプされこの間スイ
ッチＳがターンオンされる。これは準Ｅ級動作であり、
電圧共振スイッチと同様で零電圧スイッチングとなる。
スイッチングレギュレータとして動作させる場合、負
荷、入力電圧の可変範囲全体に亘ってＥ級動作させるこ
とはできず準Ｅ級動作となる。Ｒ−Ｌ−Ｃ同調回路のイ
ンピーダンスは、スイッチング周波数に敏感であるた
め、スイッチング周波数変調により、出力電圧Ｖ0 （＝
ｉｔ）を制御した場合、スイッチング周波数の変化が少
ないという利点を持つ。
０％の時のＥ級共振インバータの動作波形を示す。スイ
ッチＳが、ターンオフされると正弦波の電流はキャパシ
タＣｓを流れ、キャパシタＣｓが、電流ｉｃｓで充電さ
れ、電圧ｖｓが零から正弦波状に上昇する。そのため、
スイッチのターンオフは零電圧、非零電流スイッチング
となる。最適負荷Ｒｏｐｔでは、図３（ａ）に示すよう
にスイッチの電圧ｖｓは零に近い勾配ｄｖｓ／ｄｔで零
に降下し、ｖｓ＝０，かつｄｖｓ／ｄｔ＝０となった時
点で、スイッチＳがターンオンされる。負荷抵抗が最適
抵抗Ｒｏｐｔより小さい場合、図３の（ｂ）に示すよう
に、スイッチの電圧ｖｓは大きな勾配ｄｖｓ／ｄｔで零
に降下し、並列の逆方向ダイオードＤｓがオンとなる。
スイッチの電圧Ｖｓは零電圧にクランプされこの間スイ
ッチＳがターンオンされる。これは準Ｅ級動作であり、
電圧共振スイッチと同様で零電圧スイッチングとなる。
スイッチングレギュレータとして動作させる場合、負
荷、入力電圧の可変範囲全体に亘ってＥ級動作させるこ
とはできず準Ｅ級動作となる。Ｒ−Ｌ−Ｃ同調回路のイ
ンピーダンスは、スイッチング周波数に敏感であるた
め、スイッチング周波数変調により、出力電圧Ｖ0 （＝
ｉｔ）を制御した場合、スイッチング周波数の変化が少
ないという利点を持つ。
【００１０】本発明の実施例を示す図１において、昇圧
トランスＴ１は一次コイルＮｐ、二次コイルＮｓ、帰還
コイルＮｆを備えている。Ｑ１はＮチャンネルのパワー
ＭＯＳＦＥＴである。Ｌはチョークコイルである。コイ
ルＬｔと昇圧トランスＴ１のリーケージインダクタンス
ｌｇの直列合成インピーダンスとキャパシタＣｔは共振
回路を構成し、ＣＦＬ１はその共振回路と直列に接続さ
れる。該共振回路の共振周波数Ｆｒは、
トランスＴ１は一次コイルＮｐ、二次コイルＮｓ、帰還
コイルＮｆを備えている。Ｑ１はＮチャンネルのパワー
ＭＯＳＦＥＴである。Ｌはチョークコイルである。コイ
ルＬｔと昇圧トランスＴ１のリーケージインダクタンス
ｌｇの直列合成インピーダンスとキャパシタＣｔは共振
回路を構成し、ＣＦＬ１はその共振回路と直列に接続さ
れる。該共振回路の共振周波数Ｆｒは、
【数式１】
【００１１】となる。ただし、Ｃ２はバラストコンデン
サＣｂのトランス一次換算値で、Ｃ2 ＝ｎ2 Ｃｂとな
る。ｎは昇圧トランスＴ１の昇圧比である。Ｃｓは電圧
共振用キャパシタである。チョークコイルＬと電圧共振
用キャパシタＣｓによりパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ
時のドレインとソース間電圧は正弦波状になる。ＩＣ１
はパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート回路を制御する電圧
共振型スイッチング用ＩＣである。この電圧共振型スイ
ッチング用ＩＣは電圧制御発振器（ＶＣＯ）と演算増幅
器Ａ１とスイッチング周波数変調回路（ＰＦＭＬＯＧＩ
Ｃ）とこのスイッチング周波数変調回路（ＰＦＭＬＯＧ
ＩＣ）により駆動され、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲー
トを駆動するＦＥＴＤＲＩＶＥＲよりなる。Ｒ４，Ｃ２
は電圧共振型スイッチング用ＩＣであるＩＣ１の演算増
幅器Ａ１の位相補正用の抵抗とコンデンサである。Ｒ
５，Ｃ３は上記ＩＣ１の内部にある電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）の発振周波数決定用のＣ−Ｒ素子である。Ｒ６，
Ｒ７は上記ＩＣ１の演算増幅器Ａ１のマイナス入力端子
のＤＣバイアス用の抵抗である。Ｒ１はパワーＭＯＳＦ
ＥＴＱ１のゲートドライブ抵抗である。Ｄ１はゲート蓄
積電荷引き抜き用のスピードアップダイオードである。
抵抗Ｒ１２によりランプ電流が検出されダイオードＤ３
とコンデンサＣ４によりランプ電流の正のサイクルが検
出され、直流化される。その出力は、ランプ電流設定用
可変抵抗器ＶＲ１、抵抗Ｒ８を介して上記ＩＣ１の演算
増幅器Ａ１のプラス入力端子に入力される。すなわち、
可変抵抗ＶＲ１のセンタータップには、放電電流の正の
サイクルの平均値に比例した電圧が得られ、この電圧と
上記ＩＣ１の内部基準電圧とが、演算増幅器Ａ１で比較
され、両者の差電圧に比例した出力電圧が得られる。こ
の出力電圧は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の入力端子に
接続されていて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波
数を制御する。すなわち、放電電流が何等かの原因で増
加すると、演算増幅器Ａ１の出力は上昇し、電圧制御発
振器（ＶＣＯ）の発振周波数は上昇する。電圧制御発振
器（ＶＣＯ）の出力の立ち下がりで、単安定マルチバイ
ブレータ（ＯＮＥＳＨＯＴ）はセットされ、その出力は
ハイレベルとなる。抵抗Ｒ２とコンデンサＣ５は、単安
定マルチバイブレータ（ＯＮＥＳＨＯＴ）の出力パルス
幅決定用でその時定数で決まる時間単安定マルチバイブ
レータ（ＯＮＥＳＨＯＴ）の出力をハイレベルに保つ。
サＣｂのトランス一次換算値で、Ｃ2 ＝ｎ2 Ｃｂとな
る。ｎは昇圧トランスＴ１の昇圧比である。Ｃｓは電圧
共振用キャパシタである。チョークコイルＬと電圧共振
用キャパシタＣｓによりパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のオフ
時のドレインとソース間電圧は正弦波状になる。ＩＣ１
はパワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート回路を制御する電圧
共振型スイッチング用ＩＣである。この電圧共振型スイ
ッチング用ＩＣは電圧制御発振器（ＶＣＯ）と演算増幅
器Ａ１とスイッチング周波数変調回路（ＰＦＭＬＯＧＩ
Ｃ）とこのスイッチング周波数変調回路（ＰＦＭＬＯＧ
ＩＣ）により駆動され、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲー
トを駆動するＦＥＴＤＲＩＶＥＲよりなる。Ｒ４，Ｃ２
は電圧共振型スイッチング用ＩＣであるＩＣ１の演算増
幅器Ａ１の位相補正用の抵抗とコンデンサである。Ｒ
５，Ｃ３は上記ＩＣ１の内部にある電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）の発振周波数決定用のＣ−Ｒ素子である。Ｒ６，
Ｒ７は上記ＩＣ１の演算増幅器Ａ１のマイナス入力端子
のＤＣバイアス用の抵抗である。Ｒ１はパワーＭＯＳＦ
ＥＴＱ１のゲートドライブ抵抗である。Ｄ１はゲート蓄
積電荷引き抜き用のスピードアップダイオードである。
抵抗Ｒ１２によりランプ電流が検出されダイオードＤ３
とコンデンサＣ４によりランプ電流の正のサイクルが検
出され、直流化される。その出力は、ランプ電流設定用
可変抵抗器ＶＲ１、抵抗Ｒ８を介して上記ＩＣ１の演算
増幅器Ａ１のプラス入力端子に入力される。すなわち、
可変抵抗ＶＲ１のセンタータップには、放電電流の正の
サイクルの平均値に比例した電圧が得られ、この電圧と
上記ＩＣ１の内部基準電圧とが、演算増幅器Ａ１で比較
され、両者の差電圧に比例した出力電圧が得られる。こ
の出力電圧は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の入力端子に
接続されていて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波
数を制御する。すなわち、放電電流が何等かの原因で増
加すると、演算増幅器Ａ１の出力は上昇し、電圧制御発
振器（ＶＣＯ）の発振周波数は上昇する。電圧制御発振
器（ＶＣＯ）の出力の立ち下がりで、単安定マルチバイ
ブレータ（ＯＮＥＳＨＯＴ）はセットされ、その出力は
ハイレベルとなる。抵抗Ｒ２とコンデンサＣ５は、単安
定マルチバイブレータ（ＯＮＥＳＨＯＴ）の出力パルス
幅決定用でその時定数で決まる時間単安定マルチバイブ
レータ（ＯＮＥＳＨＯＴ）の出力をハイレベルに保つ。
【００１２】図４（ｂ）におけるＴｏｆｆは、チョーク
コイルｌ、電圧共振用コンデンサＣｓ等のバラツキや温
度変化による共振周波数の変動を考慮して、準Ｅ級動作
が満足されるように設定する。すなわち、図４に示すよ
うに、前記Ｔｏｆｆは一定のまま発振周波数が上昇する
ので、スイッチのオン時間が減少し、その結果ＣＦＬ１
に供給される電流が減少し、定電流制御が保たれる。ラ
ンプ電流が減少すると、演算増幅器Ａ１の出力は低下
し、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数は低くな
り、定電流制御が行なわれる。
コイルｌ、電圧共振用コンデンサＣｓ等のバラツキや温
度変化による共振周波数の変動を考慮して、準Ｅ級動作
が満足されるように設定する。すなわち、図４に示すよ
うに、前記Ｔｏｆｆは一定のまま発振周波数が上昇する
ので、スイッチのオン時間が減少し、その結果ＣＦＬ１
に供給される電流が減少し、定電流制御が保たれる。ラ
ンプ電流が減少すると、演算増幅器Ａ１の出力は低下
し、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数は低くな
り、定電流制御が行なわれる。
【００１３】ＣＦＬが放電を開始するためには、約１ｋ
Ｖ程度の高電圧をこれに印加する必要がある。これを開
放電圧というが、該開放電圧の設定方法としては、図５
に示すように、昇圧トランスＴ１の二次コイルＮｓの電
圧を抵抗Ｒ２０，Ｒ２１で分圧しダイオードＤ２０、コ
ンデンサＣ２０により直流化し、電圧共振型スイッチン
グ用ＩＣであるＩｃ１の演算増幅器Ａ１のプラス入力端
子に加える方法が考えられるが、高耐圧の抵抗Ｒ２０が
必要となったり、Ｒ２０，Ｄ２０，Ｃ２０，による遅れ
時定数による負帰還ループの不安定性が増すなどの欠点
を有する。この問題を解決するために、図１に示すよう
に、昇圧トランスＴ１に帰還コイルＮｆを設け、この帰
還コイルＮｆの電圧をダイオードＤ２、コンデンサＣ６
により直流化し、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１で分圧した後、抵
抗Ｒ９を介して前記ＩＣ１の演算増幅器Ａ１のプラス入
力端子に入力して、帰還を掛ける。二次コイルＮｓの巻
数、電圧をそれぞれＮｓ、Ｖｓ、帰還コイルＮｆの巻
数、電圧をそれぞれＮｆ，Ｖｆとすると、二次コイルＮ
ｓの電圧Ｖｓは、Ｖｓ＝（Ｎｓ／Ｎｆ）ＶｆなのでＶｆ
を安定化する事により、入力される直流電圧の値いかん
にかかわらず、Ｖｓを一定化できる。また、Ｎｆの電圧
は演算増幅器Ａ１の入力電圧と同レベルでよいので、電
圧も低くてよく、位相遅れも生じない。
Ｖ程度の高電圧をこれに印加する必要がある。これを開
放電圧というが、該開放電圧の設定方法としては、図５
に示すように、昇圧トランスＴ１の二次コイルＮｓの電
圧を抵抗Ｒ２０，Ｒ２１で分圧しダイオードＤ２０、コ
ンデンサＣ２０により直流化し、電圧共振型スイッチン
グ用ＩＣであるＩｃ１の演算増幅器Ａ１のプラス入力端
子に加える方法が考えられるが、高耐圧の抵抗Ｒ２０が
必要となったり、Ｒ２０，Ｄ２０，Ｃ２０，による遅れ
時定数による負帰還ループの不安定性が増すなどの欠点
を有する。この問題を解決するために、図１に示すよう
に、昇圧トランスＴ１に帰還コイルＮｆを設け、この帰
還コイルＮｆの電圧をダイオードＤ２、コンデンサＣ６
により直流化し、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１で分圧した後、抵
抗Ｒ９を介して前記ＩＣ１の演算増幅器Ａ１のプラス入
力端子に入力して、帰還を掛ける。二次コイルＮｓの巻
数、電圧をそれぞれＮｓ、Ｖｓ、帰還コイルＮｆの巻
数、電圧をそれぞれＮｆ，Ｖｆとすると、二次コイルＮ
ｓの電圧Ｖｓは、Ｖｓ＝（Ｎｓ／Ｎｆ）ＶｆなのでＶｆ
を安定化する事により、入力される直流電圧の値いかん
にかかわらず、Ｖｓを一定化できる。また、Ｎｆの電圧
は演算増幅器Ａ１の入力電圧と同レベルでよいので、電
圧も低くてよく、位相遅れも生じない。
【００１４】切り替え用トランジスタＱ２のコレクタは
抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１の接続点に接続されている。
ＣＦＬ１を接続しないとき、または放電を開始する前に
はコンデンサＣ４の両端の電圧は０ボルトなので、切り
替え用トランジスタＱ２はオフである。したがって、抵
抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ９、演算増幅器Ａ１による負帰還
により昇圧トランスＴ１の二次コイルＮｓの電圧は入力
直流電圧にかかわらず一定となる。ＣＦＬ１が接続され
ていて、放電電流が流れている時に、コンデンサ４の電
圧を０．７ボルト以上に設定することにより切り替え用
トランジスタＱ２はオンし、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１による
定電圧動作を阻止し演算増幅器Ａ１による定電流制御の
みになる。
抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１の接続点に接続されている。
ＣＦＬ１を接続しないとき、または放電を開始する前に
はコンデンサＣ４の両端の電圧は０ボルトなので、切り
替え用トランジスタＱ２はオフである。したがって、抵
抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ９、演算増幅器Ａ１による負帰還
により昇圧トランスＴ１の二次コイルＮｓの電圧は入力
直流電圧にかかわらず一定となる。ＣＦＬ１が接続され
ていて、放電電流が流れている時に、コンデンサ４の電
圧を０．７ボルト以上に設定することにより切り替え用
トランジスタＱ２はオンし、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１による
定電圧動作を阻止し演算増幅器Ａ１による定電流制御の
みになる。
【００１５】前記開放電圧の設定方法として、図６に示
す実施例を挙げることができる。図６に示すように、昇
圧トランスＴ１の一次コイルＮｐの電圧を、コンデンサ
ＣＦ、抵抗ＲＦで検出し、ダイオードＤ２０、コンデン
サＣ２０で直流化し、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧して前
記Ｉｃ１の演算増幅器Ａ１に加えるようにしても良い。
す実施例を挙げることができる。図６に示すように、昇
圧トランスＴ１の一次コイルＮｐの電圧を、コンデンサ
ＣＦ、抵抗ＲＦで検出し、ダイオードＤ２０、コンデン
サＣ２０で直流化し、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧して前
記Ｉｃ１の演算増幅器Ａ１に加えるようにしても良い。
【００１６】
【発明の効果】本発明に係るインバータ装置は、準Ｅ級
電圧共振型インバータを用いているので、パワースイッ
チング素子１個のみでインバータ装置を構成することが
でき、なおかつインバータ装置の効率が高い。また単一
のインバータで動作するため、部品数の大幅な減少が可
能であり、インバータ装置全体を小型化することができ
る。
電圧共振型インバータを用いているので、パワースイッ
チング素子１個のみでインバータ装置を構成することが
でき、なおかつインバータ装置の効率が高い。また単一
のインバータで動作するため、部品数の大幅な減少が可
能であり、インバータ装置全体を小型化することができ
る。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】準Ｅ級電圧共振インバータの基本回路図であ
る。
る。
【図３】Ｅ級共振形インバータの動作波形図である。
【図４】本発明の実施例の動作波形図である。
【図５】本発明の別の実施例の部分回路図である。
【図６】本発明の更に別の実施例の部分回路図である。
【図７】従来例の回路図である。
【図８】従来例の動作波形図である。
１・・・・・ＣＦＬ Ｔ１・・・・・昇圧トランス Ｌ・・・・・・チョークコイル Ｌｔ・・・・・コイル Ｎｐ・・・・・一次コイル Ｎｓ・・・・・二次コイル Ｎｆ・・・・・帰還コイル Ｑ１・・・・・パワーＭＯＳＦＥＴ Ｑ２・・・・・切り替え用トランジスタ Ｃｔ・・・・・キャパシタ Ｃｂ・・・・・バラストコンデンサ Ｃｓ・・・・・電圧共振用キャパッシタ ＩＣ１・・・・電圧共振型スイッチング用ＩＣ ＶＣＯ・・・・電圧制御発振器 Ａ１・・・・・演算増幅器 ＰＦＭＬＯＧＩＣ・・スイッチング周波数変調回路 Ｄ１・・・・・スピードアップダイオード ＶＲ１・・・・ランプ電流設定用可変抵抗器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H05B 41/24
Claims (2)
- 【請求項１】直流電源から供給される直流電流を、オン
・オフするスイッチング素子の動作により流れる方向を
交互に転換する転換手段により転換して交流に変換する
インバータ装置において、 該昇圧トランスの一次側に直列共振回路を形成し、かつ
昇圧トランスに帰還巻線を設けて、該昇圧トランスの誘
起電圧に相当する出力電圧を検出する検出手段、及び二
次側に負荷を接続し、該負荷に流れる電流値を検出する
検出手段を設け、該直列共振回路をスイッチング素子に
よりこの共振回路の共振周波数より高い周波数でオン・
オフする制御手段を設け、 該制御手段は演算増幅器の出力に応じて発振周波数を変
える電圧制御発振器と単安定マルチバイブレータによ
り、上記スイッチング素子のオン時間を制御する回路構
成を具備し、 該負荷に流れる電流値を検出する検出手段からの出力と
該昇圧トランスの帰還巻線から検出した電圧との何れか
一方がそれぞれが設定した値を越えた場合、該設定値を
越えた検出手段の出力を該演算増幅器の入力端子に入力
させる選択回路をもち、 該演算増幅器は前記選択された検出手段の出力と該演算
増幅器の他方の入力端子に加えた設定電圧とを比較し
て、該電圧制御発振器に出力することを特徴とするイン
バータ装置。 - 【請求項２】上記負荷は冷陰極管であることを特徴とす
る請求項１記載のインバータ装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30547194A JP3312369B2 (ja) | 1994-11-15 | 1994-11-15 | インバータ装置 |
| EP95308087A EP0713353B1 (en) | 1994-11-15 | 1995-11-13 | Inverter apparatus |
| DE69521972T DE69521972T2 (de) | 1994-11-15 | 1995-11-13 | Umrichtergerät |
| US08/555,708 US5818709A (en) | 1994-11-15 | 1995-11-14 | Inverter apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30547194A JP3312369B2 (ja) | 1994-11-15 | 1994-11-15 | インバータ装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08149823A JPH08149823A (ja) | 1996-06-07 |
| JP3312369B2 true JP3312369B2 (ja) | 2002-08-05 |
Family
ID=17945556
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30547194A Expired - Fee Related JP3312369B2 (ja) | 1994-11-15 | 1994-11-15 | インバータ装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0713353B1 (ja) |
| JP (1) | JP3312369B2 (ja) |
| DE (1) | DE69521972T2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JP3547837B2 (ja) * | 1995-03-31 | 2004-07-28 | ミネベア株式会社 | インバ−タ装置 |
| US5619402A (en) * | 1996-04-16 | 1997-04-08 | O2 Micro, Inc. | Higher-efficiency cold-cathode fluorescent lamp power supply |
| JP3238088B2 (ja) * | 1996-12-17 | 2001-12-10 | 日本電気株式会社 | 圧電トランス駆動回路およびこれを用いる冷陰極管照明装置 |
| US5781418A (en) * | 1996-12-23 | 1998-07-14 | Philips Electronics North America Corporation | Switching scheme for power supply having a voltage-fed inverter |
| US5978244A (en) | 1997-10-16 | 1999-11-02 | Illinois Tool Works, Inc. | Programmable logic control system for a HVDC power supply |
| US6144570A (en) * | 1997-10-16 | 2000-11-07 | Illinois Tool Works Inc. | Control system for a HVDC power supply |
| US6144173A (en) * | 1999-11-10 | 2000-11-07 | General Electric Company | Single switch electronic ballast |
| JP2004524669A (ja) * | 2001-04-20 | 2004-08-12 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Ｅ級駆動回路により駆動される共振ハーフブリッジ変換器を有する放電ランプ用回路配置 |
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| KR100616538B1 (ko) * | 2004-01-05 | 2006-08-29 | 삼성전기주식회사 | 싱글 스테이지 백라이트 인버터 및 그 구동방법 |
| US7332871B2 (en) * | 2005-04-04 | 2008-02-19 | Chao-Cheng Lu | High frequency power source control circuit and protective circuit apparatus |
| US7619368B2 (en) * | 2005-07-05 | 2009-11-17 | Chao-Cheng Lu | Power source apparatus |
| US7498751B2 (en) * | 2006-06-15 | 2009-03-03 | Himax Technologies Limited | High efficiency and low cost cold cathode fluorescent lamp driving apparatus for LCD backlight |
| EP2766981A4 (en) * | 2011-10-14 | 2015-07-01 | Indice Pty Ltd | POWER CONTROL |
| KR101768598B1 (ko) * | 2014-09-11 | 2017-08-17 | 한국전기연구원 | 전압센싱 및 제어 회로 |
| US11671032B2 (en) * | 2018-04-20 | 2023-06-06 | Nissan Motor Co., Ltd. | Control method for controlling resonance power converter, and resonance power converter |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4492899A (en) * | 1981-08-18 | 1985-01-08 | Indicator Controls Corporation | Solid state regulated power supply system for cold cathode luminous tube |
| US4532456A (en) * | 1982-07-12 | 1985-07-30 | Gte Products Corporation | Output circuit for an electronic ballast system |
| US4607323A (en) * | 1984-04-17 | 1986-08-19 | Sokal Nathan O | Class E high-frequency high-efficiency dc/dc power converter |
| DE3427493A1 (de) * | 1984-07-26 | 1986-01-30 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Schaltungsanordnung zum schalten eines stromes in einer induktiven last |
| US4651271A (en) * | 1985-04-25 | 1987-03-17 | Power Modifications Incorporated | Power supply having tuned radio frequency circuit |
| GB2177273A (en) * | 1985-06-26 | 1987-01-14 | Philips Electronic Associated | R f power amplifier |
| US4814962A (en) * | 1988-05-27 | 1989-03-21 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Zero voltage switching half bridge resonant converter |
| US5068570A (en) * | 1989-01-26 | 1991-11-26 | Koito Manufacturing Co., Ltd. | Lamp lighting circuit with an overload protection capability |
| US5065300A (en) * | 1991-03-08 | 1991-11-12 | Raytheon Company | Class E fixed frequency converter |
| US5159541A (en) * | 1991-10-31 | 1992-10-27 | Northern Telecom Limited | Asymmetrical pulse width modulated resonant DC/DC converter |
| US5315214A (en) * | 1992-06-10 | 1994-05-24 | Metcal, Inc. | Dimmable high power factor high-efficiency electronic ballast controller integrated circuit with automatic ambient over-temperature shutdown |
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- 1994-11-15 JP JP30547194A patent/JP3312369B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1995
- 1995-11-13 DE DE69521972T patent/DE69521972T2/de not_active Expired - Fee Related
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| DE69521972D1 (de) | 2001-09-06 |
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| EP0713353B1 (en) | 2001-08-01 |
| EP0713353A3 (en) | 1997-05-28 |
| EP0713353A2 (en) | 1996-05-22 |
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