JPH08279396A - 高力率蛍光灯点灯装置 - Google Patents
高力率蛍光灯点灯装置Info
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- JPH08279396A JPH08279396A JP8111095A JP8111095A JPH08279396A JP H08279396 A JPH08279396 A JP H08279396A JP 8111095 A JP8111095 A JP 8111095A JP 8111095 A JP8111095 A JP 8111095A JP H08279396 A JPH08279396 A JP H08279396A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】インバ−タと力率改善回路を同一のパワ−スイ
ッチ素子で動作させる回路構成の簡単で安価な蛍光灯点
灯装置。 【構成】出力を蛍光灯点灯用の高周波電力に変換するイ
ンバ−タを有する蛍光灯点灯装置において、共振回路の
共振周波数に対して進み角の位相で断続するパルスを共
振回路に供給するインバ−タ回路と、回路分離用のダイ
オ−ドを介してチョッパ−の回路断続部位をインバ−タ
回路のスイッチング素子に接続した力率改善用の昇圧型
チョッパ−と、インバ−タ回路の共振回路の負荷として
接続された蛍光灯と、電流を検知し、検知信号によりイ
ンバ−タの断続周波数を制御して蛍光灯の点灯電流を安
定化させる安定化回路と、を具備する高力率蛍光灯点灯
装置であり、インバ−タと力率改善回路のパワ−スイッ
チ素子を共通とすることにより、パワ−スイッチ素子の
数を一個に減らすことができ、効率も向上する。
ッチ素子で動作させる回路構成の簡単で安価な蛍光灯点
灯装置。 【構成】出力を蛍光灯点灯用の高周波電力に変換するイ
ンバ−タを有する蛍光灯点灯装置において、共振回路の
共振周波数に対して進み角の位相で断続するパルスを共
振回路に供給するインバ−タ回路と、回路分離用のダイ
オ−ドを介してチョッパ−の回路断続部位をインバ−タ
回路のスイッチング素子に接続した力率改善用の昇圧型
チョッパ−と、インバ−タ回路の共振回路の負荷として
接続された蛍光灯と、電流を検知し、検知信号によりイ
ンバ−タの断続周波数を制御して蛍光灯の点灯電流を安
定化させる安定化回路と、を具備する高力率蛍光灯点灯
装置であり、インバ−タと力率改善回路のパワ−スイッ
チ素子を共通とすることにより、パワ−スイッチ素子の
数を一個に減らすことができ、効率も向上する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は蛍光灯用高周波点灯装置
に関するものである。
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】蛍光灯用に使用されている高周波点灯装
置の回路図を図９に示す。図９において、商用交流電源
ＡＣをダイオ−ドＤ１〜Ｄ４とインダクタＬＦとコンデ
ンサＣＦとを含む整流回路にて直流化し、その出力はチ
ョ−クコイルＬ１とスイッチング素子ＳＷ１とダイオ−
ドＤ５とコンデンサＣとを含む昇圧チョッパ−方式正弦
波コンバ−タ回路に印加される。正弦波コンバ−タ回路
には、その負荷として電圧共振型インバ−タ回路に印加
される。正弦波コンバ−タ回路には、その負荷として電
圧共振型インバ−タ回路が接続されている。
置の回路図を図９に示す。図９において、商用交流電源
ＡＣをダイオ−ドＤ１〜Ｄ４とインダクタＬＦとコンデ
ンサＣＦとを含む整流回路にて直流化し、その出力はチ
ョ−クコイルＬ１とスイッチング素子ＳＷ１とダイオ−
ドＤ５とコンデンサＣとを含む昇圧チョッパ−方式正弦
波コンバ−タ回路に印加される。正弦波コンバ−タ回路
には、その負荷として電圧共振型インバ−タ回路に印加
される。正弦波コンバ−タ回路には、その負荷として電
圧共振型インバ−タ回路が接続されている。
【０００３】昇圧チョッパ−方式正弦波コンバ−タ回路
について簡単に説明する。入力電流Ｉi を商用交流電源
電圧ｅi の波形と同一にするため、まず抵抗Ｒ１、Ｒ２
によりｅi を検出し、掛算器ＭＰ１に入力する。この電
圧はｅi と同一波形の電流指令値Ｉi * となる。一方、
抵抗Ｒ４により、入力電流Ｉi を検出し、コンパレ−タ
ＣＭＰ１にてＩi * とＩi を比較し、差に比例したＰＷ
Ｍ信号を作り出し、これにより昇圧チョッパ−のスイッ
チング素子ＳＷ１を駆動すれば高周波の抑制と高力率を
フィ−ドフォワ−ド制御にて達成できる。このようにす
るとｅi の変動や負荷変動に対し、出力Ｖ0 が安定化さ
れない。従って、Ｖ0 を定電圧回路によりＶ0 の変動分
ΔＶ0 を得て、これとｅi との積をとり、電流指令値Ｉ
i * を作り出す。これによりフィ−ドバック回路が構成
され、Ｉi * の振幅がＶ0 の変動分により変化し、Ｖ0
が安定化され、同時にｅi と同一の電流波形が得られ
る。
について簡単に説明する。入力電流Ｉi を商用交流電源
電圧ｅi の波形と同一にするため、まず抵抗Ｒ１、Ｒ２
によりｅi を検出し、掛算器ＭＰ１に入力する。この電
圧はｅi と同一波形の電流指令値Ｉi * となる。一方、
抵抗Ｒ４により、入力電流Ｉi を検出し、コンパレ−タ
ＣＭＰ１にてＩi * とＩi を比較し、差に比例したＰＷ
Ｍ信号を作り出し、これにより昇圧チョッパ−のスイッ
チング素子ＳＷ１を駆動すれば高周波の抑制と高力率を
フィ−ドフォワ−ド制御にて達成できる。このようにす
るとｅi の変動や負荷変動に対し、出力Ｖ0 が安定化さ
れない。従って、Ｖ0 を定電圧回路によりＶ0 の変動分
ΔＶ0 を得て、これとｅi との積をとり、電流指令値Ｉ
i * を作り出す。これによりフィ−ドバック回路が構成
され、Ｉi * の振幅がＶ0 の変動分により変化し、Ｖ0
が安定化され、同時にｅi と同一の電流波形が得られ
る。
【０００４】このようにスイッチング毎の平均電流が入
力電圧に比例するので、スイッチング波形の高調波成分
をＬＦ、ＣＦによるロ−パスフィルタで取り除くことに
より、ＡＣラインの一周期では図２に示すように入力電
圧と相似型になり、力率はほぼ１が得られる。
力電圧に比例するので、スイッチング波形の高調波成分
をＬＦ、ＣＦによるロ−パスフィルタで取り除くことに
より、ＡＣラインの一周期では図２に示すように入力電
圧と相似型になり、力率はほぼ１が得られる。
【０００５】昇圧チョッパ−には、その負荷としてハ−
フブリッジ方式が接続されている。なお、Ｑ２とＱ３は
インバ−タを構成するパワ−スイッチ素子である。イン
バ−タには負荷としてチョ−クコイルＬ２と蛍光灯ＦＬ
が直列に接続されている。コンデンサＣ１はスイッチの
一周期に昇圧型チョッパ−にエネルギ−を供給するに足
りるだけの容量（１μＦ程度）である。
フブリッジ方式が接続されている。なお、Ｑ２とＱ３は
インバ−タを構成するパワ−スイッチ素子である。イン
バ−タには負荷としてチョ−クコイルＬ２と蛍光灯ＦＬ
が直列に接続されている。コンデンサＣ１はスイッチの
一周期に昇圧型チョッパ−にエネルギ−を供給するに足
りるだけの容量（１μＦ程度）である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
方式の点灯装置では効率は（力率改善回路の効率）×
（電圧共振インバ−タの効率）となり、高効率が得にく
く、部品点数も多く、小型化、低価格化が困難である。
そこで本発明は、インバ−タと力率改善回路を同一のパ
ワ−スイッチ素子で動作させる回路構成の簡単で安価な
蛍光灯点灯装置を提供することを目的とする。
方式の点灯装置では効率は（力率改善回路の効率）×
（電圧共振インバ−タの効率）となり、高効率が得にく
く、部品点数も多く、小型化、低価格化が困難である。
そこで本発明は、インバ−タと力率改善回路を同一のパ
ワ−スイッチ素子で動作させる回路構成の簡単で安価な
蛍光灯点灯装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上述した課題解決のた
め、本発明は前段に力率改善用の昇圧型チョッパ−を有
し、該出力を蛍光灯点灯用の高周波電力に変換するイン
バ−タを有する蛍光灯を高周波点灯させる蛍光灯点灯装
置において、共振回路を具備し該共振回路の共振周波数
に対して進み角の位相で断続するパルスを該共振回路に
供給するインバ−タ回路と、該インバ−タ回路の前段に
接続され、かつ回路分離用のダイオ−ドを介してチョッ
パ−の回路断続部位を前記インバ−タ回路のスイッチン
グ素子に接続した力率改善用の昇圧型チョッパ−と、上
記インバ−タ回路の共振回路の負荷として接続された蛍
光灯と、該蛍光灯を流れる電流を検知し、該検知信号に
より前記インバ−タの断続周波数を制御して蛍光灯の点
灯電流を安定化させる安定化回路と、を具備することを
特徴とする高力率蛍光灯点灯装置を提供する。
め、本発明は前段に力率改善用の昇圧型チョッパ−を有
し、該出力を蛍光灯点灯用の高周波電力に変換するイン
バ−タを有する蛍光灯を高周波点灯させる蛍光灯点灯装
置において、共振回路を具備し該共振回路の共振周波数
に対して進み角の位相で断続するパルスを該共振回路に
供給するインバ−タ回路と、該インバ−タ回路の前段に
接続され、かつ回路分離用のダイオ−ドを介してチョッ
パ−の回路断続部位を前記インバ−タ回路のスイッチン
グ素子に接続した力率改善用の昇圧型チョッパ−と、上
記インバ−タ回路の共振回路の負荷として接続された蛍
光灯と、該蛍光灯を流れる電流を検知し、該検知信号に
より前記インバ−タの断続周波数を制御して蛍光灯の点
灯電流を安定化させる安定化回路と、を具備することを
特徴とする高力率蛍光灯点灯装置を提供する。
【０００８】また本発明は、電源投入直後で蛍光灯が非
点灯時にパワ−スイッチ素子に印加される電圧を一定電
圧に制御するための制御回路を設け、さらに蛍光灯が非
接続時に出力を停止するための制御回路を設けるもので
あり、加えて蛍光灯に過大電流が流れた時に出力を停止
するための制御回路を設けるものである。
点灯時にパワ−スイッチ素子に印加される電圧を一定電
圧に制御するための制御回路を設け、さらに蛍光灯が非
接続時に出力を停止するための制御回路を設けるもので
あり、加えて蛍光灯に過大電流が流れた時に出力を停止
するための制御回路を設けるものである。
【０００９】
【作用】本発明は力率改善回路と準Ｅ級電圧共振型イン
バ−タのパワ−スイッチ素子を共通とし、単一の周波数
変調型制御回路によって、パワ−スイッチのＯＮ／ＯＦ
Ｆを制御する。
バ−タのパワ−スイッチ素子を共通とし、単一の周波数
変調型制御回路によって、パワ−スイッチのＯＮ／ＯＦ
Ｆを制御する。
【００１０】
【実施例】本発明の一実施例を図面を用いて詳細に説明
する。図１は本発明の蛍光灯点滅装置示す回路図であ
る。図１においてＴ１は準Ｅ級電圧共振型インバ−タの
一次コイルＮP 、二次コイルＮS 、帰還コイルＮf を備
えた昇圧トランスである。ＩＣ１は電圧共振型スイッチ
ング電源用制御回路であり、集積回路からなる。Ｑ１は
パワ−スイッチ素子（POWER MOS FET ）である。抵抗Ｒ
２は起動用抵抗で電源がＯＮすると該起動用抵抗Ｒ２に
より共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１に電源が
供給され、これが動作する。この共振型スイッチング電
源用制御回路ＩＣ１は、電圧制御発振器ＶＣＯ、ワンシ
ョットマルチバイブレ−タＭＢ１、パルス周波数変調器
ＰＦＭ、ドライバＤＢ、エラ−アンプＯＰＡ１、５Ｖの
基準電圧Ｖref を発生する基準電圧発生回路ＳＶＧを含
む。
する。図１は本発明の蛍光灯点滅装置示す回路図であ
る。図１においてＴ１は準Ｅ級電圧共振型インバ−タの
一次コイルＮP 、二次コイルＮS 、帰還コイルＮf を備
えた昇圧トランスである。ＩＣ１は電圧共振型スイッチ
ング電源用制御回路であり、集積回路からなる。Ｑ１は
パワ−スイッチ素子（POWER MOS FET ）である。抵抗Ｒ
２は起動用抵抗で電源がＯＮすると該起動用抵抗Ｒ２に
より共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１に電源が
供給され、これが動作する。この共振型スイッチング電
源用制御回路ＩＣ１は、電圧制御発振器ＶＣＯ、ワンシ
ョットマルチバイブレ−タＭＢ１、パルス周波数変調器
ＰＦＭ、ドライバＤＢ、エラ−アンプＯＰＡ１、５Ｖの
基準電圧Ｖref を発生する基準電圧発生回路ＳＶＧを含
む。
【００１１】商用交流電源ＡＣはブリッジ整流器ＲＥＣ
により全波整流され、力率改善用の昇圧型チョッパ−の
入力電圧となる。昇圧型チョッパ−はチョ−クコイルＬ
１とダイオ−ドＤ１とコンデンサＣ１とパワ−スイッチ
素子Ｑ１とで構成され、その負荷として準Ｅ級電圧共振
型インバ−タが接続されている。このインバ−タは昇圧
トランスＴ１をパワ−スイッチ素子Ｑ１とインダクタＬ
２、ＬＴとコンデンサＣＳ、ＣＴとで構成されている。
また、昇圧トランスＴ１の二次コイルＮS には蛍光灯Ｆ
Ｌとチョ−クコイルＬＢとランプ電流検出用コンデンサ
ＣＤとが直列に接続されている。
により全波整流され、力率改善用の昇圧型チョッパ−の
入力電圧となる。昇圧型チョッパ−はチョ−クコイルＬ
１とダイオ−ドＤ１とコンデンサＣ１とパワ−スイッチ
素子Ｑ１とで構成され、その負荷として準Ｅ級電圧共振
型インバ−タが接続されている。このインバ−タは昇圧
トランスＴ１をパワ−スイッチ素子Ｑ１とインダクタＬ
２、ＬＴとコンデンサＣＳ、ＣＴとで構成されている。
また、昇圧トランスＴ１の二次コイルＮS には蛍光灯Ｆ
Ｌとチョ−クコイルＬＢとランプ電流検出用コンデンサ
ＣＤとが直列に接続されている。
【００１２】次に本発明の実施例動作を説明するが、こ
の説明に先立ち回路の基本的な動作を説明する。図３は
力率改善用の昇圧型チョッパ−と準Ｅ級電圧共振型イン
バ−タとからなる蛍光灯点灯装置の基本的な回路であ
る。力率改善用の昇圧型チョッパ−はパワ−スイッチ素
子Ｑ１とダイオ−ドＤ１とチョ−クコイルＬ１とコンデ
ンサＣ１とで構成され、商用交流電源から全波整流され
た入力Ｑ１によりスイッチングし、インバ−タへ出力す
る。パワ−スイッチ素子Ｑ１のスイッチング動作は力率
改善回路制御用ＩＣによって制御される。チョ−クコイ
ルＬ１を流れる電流、すなわち入力電圧と相似であり、
高い力率が得られる。
の説明に先立ち回路の基本的な動作を説明する。図３は
力率改善用の昇圧型チョッパ−と準Ｅ級電圧共振型イン
バ−タとからなる蛍光灯点灯装置の基本的な回路であ
る。力率改善用の昇圧型チョッパ−はパワ−スイッチ素
子Ｑ１とダイオ−ドＤ１とチョ−クコイルＬ１とコンデ
ンサＣ１とで構成され、商用交流電源から全波整流され
た入力Ｑ１によりスイッチングし、インバ−タへ出力す
る。パワ−スイッチ素子Ｑ１のスイッチング動作は力率
改善回路制御用ＩＣによって制御される。チョ−クコイ
ルＬ１を流れる電流、すなわち入力電圧と相似であり、
高い力率が得られる。
【００１３】準Ｅ級電圧共振型インバ−タはパワ−スイ
ッチ素子Ｑ２とコンデンサＣＴ，ＣＳとインダクタＬＴ
と昇圧トランスＴ１とで構成され、昇圧トランスＴ１の
二次側にはバラストチョ−クコイルＬＢと蛍光灯ＦＬと
が直列に接続されている。またランプ電流検出用コンデ
ンサＣＤによりランプ電流を検出し、スイッチング周波
数を制御することによりランプ電流を定電流制御してい
る。
ッチ素子Ｑ２とコンデンサＣＴ，ＣＳとインダクタＬＴ
と昇圧トランスＴ１とで構成され、昇圧トランスＴ１の
二次側にはバラストチョ−クコイルＬＢと蛍光灯ＦＬと
が直列に接続されている。またランプ電流検出用コンデ
ンサＣＤによりランプ電流を検出し、スイッチング周波
数を制御することによりランプ電流を定電流制御してい
る。
【００１４】図４は準Ｅ級電圧共振型インバ−タの基本
回路図であり、図４においてスイッチＳに流れる電流と
該スイッチＳにかかる電圧が共に正弦波の一部になり、
正弦波出力が可能なインバ−タとして知られている。以
下に動作原理を簡単に説明する。
回路図であり、図４においてスイッチＳに流れる電流と
該スイッチＳにかかる電圧が共に正弦波の一部になり、
正弦波出力が可能なインバ−タとして知られている。以
下に動作原理を簡単に説明する。
【００１５】図４において、リアクトルＬ１はチョ−ク
コイルであり、その電流が近似的に直流ＩC となる。イ
ンダクタＬＴとキャパシタＣＴは共振回路を構成する。
また、抵抗Ｒもその回路の一部を構成する。スイッチＳ
のＯＮ／ＯＦＦ動作によって、ＲＬＣ同調回路にパルス
状の電圧が加えられる。スイッチング周波数が次に示す
ＬＴ−ＣＴの共振周波数Ｆ
コイルであり、その電流が近似的に直流ＩC となる。イ
ンダクタＬＴとキャパシタＣＴは共振回路を構成する。
また、抵抗Ｒもその回路の一部を構成する。スイッチＳ
のＯＮ／ＯＦＦ動作によって、ＲＬＣ同調回路にパルス
状の電圧が加えられる。スイッチング周波数が次に示す
ＬＴ−ＣＴの共振周波数Ｆ
【数１】 より少々高いとすれば、同調回路によってＲ−ＬＴ−Ｃ
Ｔを流れる電流が近似的に正弦波となる。この場合ＲＬ
Ｃ同調回路は誘導性リアクタンスを持ち、同調回路に流
れる電流ｉT は同調回路にかかる電圧、すなわちスイッ
チの電圧ＶS の基本波より位相が遅れる。
Ｔを流れる電流が近似的に正弦波となる。この場合ＲＬ
Ｃ同調回路は誘導性リアクタンスを持ち、同調回路に流
れる電流ｉT は同調回路にかかる電圧、すなわちスイッ
チの電圧ＶS の基本波より位相が遅れる。
【００１６】ここでＩc ＝ｉsdc ＋ｉT なので、直流電
流％Ｉc から正弦波電流ｉT を引いた分はスイッチＳ、
ダイオ−ドＤS 、キャパシタＣS の並列回路に流れる電
流ｉsdc となり、これも正弦波状となる。図５の（ａ）
にスイッチＳのデュ−ティが５０％のときＥ級共振イン
バ−タの動作波形を示す。スイッチＳがタ−ンオフされ
ると正弦波の電流はキャパシタＣS を流れ、キャパシタ
ＣS が電流ｉcsで充電され、電圧ＶS が零から正弦波状
に上昇する。そのためスイッチＳのタ−ンオフは零電
圧、非零電流スイッチングとなる。最適負荷Ｒopt では
図５（ａ）に示すようにスイッチＳの電圧Ｖs は零に近
い匂配ｄvs／ｄｔで零に降下し、Ｖs ＝０、且つｄvs／
ｄｔ＝０となった時点でスイッチＳがタ−ンオンされ
る。
流％Ｉc から正弦波電流ｉT を引いた分はスイッチＳ、
ダイオ−ドＤS 、キャパシタＣS の並列回路に流れる電
流ｉsdc となり、これも正弦波状となる。図５の（ａ）
にスイッチＳのデュ−ティが５０％のときＥ級共振イン
バ−タの動作波形を示す。スイッチＳがタ−ンオフされ
ると正弦波の電流はキャパシタＣS を流れ、キャパシタ
ＣS が電流ｉcsで充電され、電圧ＶS が零から正弦波状
に上昇する。そのためスイッチＳのタ−ンオフは零電
圧、非零電流スイッチングとなる。最適負荷Ｒopt では
図５（ａ）に示すようにスイッチＳの電圧Ｖs は零に近
い匂配ｄvs／ｄｔで零に降下し、Ｖs ＝０、且つｄvs／
ｄｔ＝０となった時点でスイッチＳがタ−ンオンされ
る。
【００１７】負荷抵抗Ｒが最適抵抗値よりも小さい場
合、図５の（ｂ）に示すようにスイッチＳの電圧Ｖs は
大きな勾配ＤＶs ／ｄt で零に降下し、並列の逆方ダイ
オ−ドＤＳがオンとなる。スイッチＳの電圧Ｖs は零電
圧にクランプされ、この間スイッチＳがタ−ンオンされ
る。これは準Ｅ級動作であり、電圧共振スイッチと同様
で零電圧スイッチングとなる。スイッチングレギュレ−
タとして動作させる場合、負荷、入力電圧の可変範囲全
体に渡って準Ｅ級動作させることはできず、準Ｅ級動作
となる。ＲＬＣ同調回路のインピ−ダンスはスイッチン
グ周波数に敏感であるため、スイッチング周波数変調に
より、出力電圧Ｖ0 又は、出力電流ｉT を制御した場
合、スイッチング周波数の変化が少ないという利点を持
つ。
合、図５の（ｂ）に示すようにスイッチＳの電圧Ｖs は
大きな勾配ＤＶs ／ｄt で零に降下し、並列の逆方ダイ
オ−ドＤＳがオンとなる。スイッチＳの電圧Ｖs は零電
圧にクランプされ、この間スイッチＳがタ−ンオンされ
る。これは準Ｅ級動作であり、電圧共振スイッチと同様
で零電圧スイッチングとなる。スイッチングレギュレ−
タとして動作させる場合、負荷、入力電圧の可変範囲全
体に渡って準Ｅ級動作させることはできず、準Ｅ級動作
となる。ＲＬＣ同調回路のインピ−ダンスはスイッチン
グ周波数に敏感であるため、スイッチング周波数変調に
より、出力電圧Ｖ0 又は、出力電流ｉT を制御した場
合、スイッチング周波数の変化が少ないという利点を持
つ。
【００１８】図３の回路ではパワ−スイッチ素子が２個
必要であり、またそれぞれに制御用ＩＣが必要であるこ
とから高い効率が得にくく、部品点数も多くなる、そこ
でパワ−スイッチ素子を１個に減らした回路を図６に示
す。
必要であり、またそれぞれに制御用ＩＣが必要であるこ
とから高い効率が得にくく、部品点数も多くなる、そこ
でパワ−スイッチ素子を１個に減らした回路を図６に示
す。
【００１９】図６の回路において、パワ−スイッチ素子
Ｑ１は力率改善用の昇圧型チョッパ−と準Ｅ級電圧共振
型インバ−タとに共通である。チョ−クコイルＬ１に流
れる電流のピ−ク値は入力電圧にほぼ比例するため、ス
イッチングによる高調波を取り除くことにより入力電圧
に相似形となる。また、ランプ電流検出用コンデンサＣ
Ｄによりランプ電流を検出し、スイッチング周波数を制
御することによりランプ電流を定電流制御することは図
３の回路と同様である。
Ｑ１は力率改善用の昇圧型チョッパ−と準Ｅ級電圧共振
型インバ−タとに共通である。チョ−クコイルＬ１に流
れる電流のピ−ク値は入力電圧にほぼ比例するため、ス
イッチングによる高調波を取り除くことにより入力電圧
に相似形となる。また、ランプ電流検出用コンデンサＣ
Ｄによりランプ電流を検出し、スイッチング周波数を制
御することによりランプ電流を定電流制御することは図
３の回路と同様である。
【００２０】次に本発明の実施例動作を説明する。図１
に示す回路において、ブリッジ整流器ＲＥＣに電源が投
入された当初は蛍光灯ＦＬが点灯せず、これには電流が
流れないので、電流検出用コンデンサＣＤの両端の電圧
は０Ｖである。通常動作時において蛍光灯ＦＬが点灯し
ているとき、電流検出用コンデンサＣＤの両端には電圧
が発生し、この電圧ダイオ−ドＤ１２、コンデンサＣ１
１により整流、平滑され、抵抗Ｒ２１とＲ２２により分
圧されてオペアンプＯＰＡ２の反転入力端子に入力され
るようになっているが、現状では電流検出用コンデンサ
ＣＤの両端の電圧が零であるので、ＯＰＡ２の反転入力
端子の電圧はＯＶである。従って、ＯＰＡ２の出力はハ
イレベルであり、制御用ＩＣの制御入力端の電圧もハイ
レベルである。共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ
１は、制御入力端の電圧が低くなると発振周波数が高く
なり、逆に制御入力端の電圧が高くなると発振周波数が
低下するような、いわゆるパルス周波数変調（ＰＦＭ）
を行う。従って、蛍光灯ＦＬに電流が流れている定常動
作時に比べて電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は低下
する。従って、定常動作時よりも昇圧トランスＴ１の一
次電流は増えるので、その出力電圧も大きくなる。昇圧
トランスＴ１の巻数比をその出力電圧が蛍光灯の放電開
始電圧以上になるように選べば、蛍光灯ＦＬは点灯す
る。
に示す回路において、ブリッジ整流器ＲＥＣに電源が投
入された当初は蛍光灯ＦＬが点灯せず、これには電流が
流れないので、電流検出用コンデンサＣＤの両端の電圧
は０Ｖである。通常動作時において蛍光灯ＦＬが点灯し
ているとき、電流検出用コンデンサＣＤの両端には電圧
が発生し、この電圧ダイオ−ドＤ１２、コンデンサＣ１
１により整流、平滑され、抵抗Ｒ２１とＲ２２により分
圧されてオペアンプＯＰＡ２の反転入力端子に入力され
るようになっているが、現状では電流検出用コンデンサ
ＣＤの両端の電圧が零であるので、ＯＰＡ２の反転入力
端子の電圧はＯＶである。従って、ＯＰＡ２の出力はハ
イレベルであり、制御用ＩＣの制御入力端の電圧もハイ
レベルである。共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ
１は、制御入力端の電圧が低くなると発振周波数が高く
なり、逆に制御入力端の電圧が高くなると発振周波数が
低下するような、いわゆるパルス周波数変調（ＰＦＭ）
を行う。従って、蛍光灯ＦＬに電流が流れている定常動
作時に比べて電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は低下
する。従って、定常動作時よりも昇圧トランスＴ１の一
次電流は増えるので、その出力電圧も大きくなる。昇圧
トランスＴ１の巻数比をその出力電圧が蛍光灯の放電開
始電圧以上になるように選べば、蛍光灯ＦＬは点灯す
る。
【００２１】チョ−クコイルＬＢは、蛍光灯ＦＬが点灯
時に該ランプ両端の電圧は放電維持電圧になるので、昇
圧トランスＴ１の二次側の出力電圧と放電維持電圧の差
を分担するバラストインダクタである。
時に該ランプ両端の電圧は放電維持電圧になるので、昇
圧トランスＴ１の二次側の出力電圧と放電維持電圧の差
を分担するバラストインダクタである。
【００２２】蛍光灯ＦＬを流れるランプ電流を定電流制
御するには、ランプ電流を検出コンデンサＣＤで検出
し、Ｄ１２、Ｃ１１で整流、平滑した直流電圧をオペア
ンプＯＰＡ２を介して、共振型スイッチング電源用制御
回路ＩＣ１の制御入力端に接続する事により行われる。
すなわち、何等かの原因でランプ電流が増加すると検出
コンデンサＣＤの両端の電圧が上昇すると、共振スイッ
チング電源用制御回路ＩＣ１の制御入力端の電圧は低下
する。従って、電圧制御発信器ＶＣＯの発振周波数は上
昇し、ランプ電流は減少する。抵抗Ｒ２１とＲ２２はラ
ンプ電流設定用である。コンデンサＣＳはインダクタＬ
２と直列共振回路を構成し、パワ−スイッチ素子Ｑ１が
ＯＦＦ時のドレイン電圧波形を正弦波状にする。Ｒ１３
はパワ−スイッチ素子Ｑ１のゲ−トドライブ抵抗、Ｄ１
３はパワ−スイッチ素子Ｑ１のゲ−ト・ソ−ス間の蓄積
電荷引き抜き用である。ダイオ−ドＤ１４、コンデンサ
Ｃ１２は共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１の電
源供給用整流器を構成する。
御するには、ランプ電流を検出コンデンサＣＤで検出
し、Ｄ１２、Ｃ１１で整流、平滑した直流電圧をオペア
ンプＯＰＡ２を介して、共振型スイッチング電源用制御
回路ＩＣ１の制御入力端に接続する事により行われる。
すなわち、何等かの原因でランプ電流が増加すると検出
コンデンサＣＤの両端の電圧が上昇すると、共振スイッ
チング電源用制御回路ＩＣ１の制御入力端の電圧は低下
する。従って、電圧制御発信器ＶＣＯの発振周波数は上
昇し、ランプ電流は減少する。抵抗Ｒ２１とＲ２２はラ
ンプ電流設定用である。コンデンサＣＳはインダクタＬ
２と直列共振回路を構成し、パワ−スイッチ素子Ｑ１が
ＯＦＦ時のドレイン電圧波形を正弦波状にする。Ｒ１３
はパワ−スイッチ素子Ｑ１のゲ−トドライブ抵抗、Ｄ１
３はパワ−スイッチ素子Ｑ１のゲ−ト・ソ−ス間の蓄積
電荷引き抜き用である。ダイオ−ドＤ１４、コンデンサ
Ｃ１２は共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１の電
源供給用整流器を構成する。
【００２３】次に共振型スイッチング電源用制御回路Ｉ
Ｃ１の動作を図１及び図１０を用いて、詳しく説明す
る。ランプ電流が何等かの原因で増加すると、ＩＣ１の
制御入力端の電圧は低下し、電圧制御発信器ＶＣＯの発
振周波数は高くなる。電圧制御発振器ＶＯＣの出力の立
ち下がりで、ワンショットマルチバイブレ−タＭＢ１の
ワンショットはセットされ、その出力はハイレベルとな
る。抵抗Ｒ１８とコンデンサＣ１６はワンショットの出
力パルス幅決定用で、その時定数で定まる時間Ｔoff の
間 、ワンショットの出力をハイレベルに保つ。Ｔoff は
チョ−クコイルＬ２、電圧共振コンデンサＣＳ等のばら
つきや温度変化による共振周波数の変動を考慮して、電
圧共振動作が満足されるように設定する。すなわち、Ｔ
off は一定のまま、 電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数
（＝スイッチング周波数）を変化させるパルス周波数制
御を行う。
Ｃ１の動作を図１及び図１０を用いて、詳しく説明す
る。ランプ電流が何等かの原因で増加すると、ＩＣ１の
制御入力端の電圧は低下し、電圧制御発信器ＶＣＯの発
振周波数は高くなる。電圧制御発振器ＶＯＣの出力の立
ち下がりで、ワンショットマルチバイブレ−タＭＢ１の
ワンショットはセットされ、その出力はハイレベルとな
る。抵抗Ｒ１８とコンデンサＣ１６はワンショットの出
力パルス幅決定用で、その時定数で定まる時間Ｔoff の
間 、ワンショットの出力をハイレベルに保つ。Ｔoff は
チョ−クコイルＬ２、電圧共振コンデンサＣＳ等のばら
つきや温度変化による共振周波数の変動を考慮して、電
圧共振動作が満足されるように設定する。すなわち、Ｔ
off は一定のまま、 電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数
（＝スイッチング周波数）を変化させるパルス周波数制
御を行う。
【００２４】コンデンサＣ１４、抵抗Ｒ１４は電圧制御
発信器ＶＯＣの発振周波数決定用のものである。Ｒ１
６、Ｒ１７はエラ−アンプＯＰＡ２＋入力端のＤＣバイ
アス用素子であり、Ｒ１５、Ｃ１５はエラ−アンプＯＰ
Ａ２の位相補正用の素子である。Ｄ１１、Ｃ２はＡＣラ
イン電圧の整流平滑用の素子である。コンデンサＣ２は
スイッチングの一周期に昇圧型チョッパ−へエネルギ−
を供給するのに足りるだけの容量（１μＦ程度）あれば
良い。
発信器ＶＯＣの発振周波数決定用のものである。Ｒ１
６、Ｒ１７はエラ−アンプＯＰＡ２＋入力端のＤＣバイ
アス用素子であり、Ｒ１５、Ｃ１５はエラ−アンプＯＰ
Ａ２の位相補正用の素子である。Ｄ１１、Ｃ２はＡＣラ
イン電圧の整流平滑用の素子である。コンデンサＣ２は
スイッチングの一周期に昇圧型チョッパ−へエネルギ−
を供給するのに足りるだけの容量（１μＦ程度）あれば
良い。
【００２５】次に本発明の第２の実施例を説明する。図
７に示す実施例回路は、図１に示す第１の実施例とほぼ
同様な回路であるが、電源投入時にパワ−スイッチ素子
Ｑ１にかかる電圧ストレスを制御するための制御回路を
付加したものなのである。なお、ＩＣ１は電圧共振型ス
イッチング電源用制御回路であり、図１に示すものと同
様な構成を有するので、詳細な構成と作用の説明を省略
すると共に、図１の回路図に示す部品と同一部分には同
一符号を付し、また実施例回路全体の詳細な説明は省略
する。
７に示す実施例回路は、図１に示す第１の実施例とほぼ
同様な回路であるが、電源投入時にパワ−スイッチ素子
Ｑ１にかかる電圧ストレスを制御するための制御回路を
付加したものなのである。なお、ＩＣ１は電圧共振型ス
イッチング電源用制御回路であり、図１に示すものと同
様な構成を有するので、詳細な構成と作用の説明を省略
すると共に、図１の回路図に示す部品と同一部分には同
一符号を付し、また実施例回路全体の詳細な説明は省略
する。
【００２６】図７の回路において、電源を投入すると起
動用抵抗Ｒ２により抵抗Ｒ２５とＲ２６に電流が供給さ
れＲ２５とＲ２６の接続点の電圧が上昇し、オペアンプ
ＯＰＡ３の入力電圧が上昇する。従って、ＯＰＡ３の出
力電圧は上昇し、ワンショットマルチバイブレ−タＭＢ
２がセットされ、該ワンショットマルチバイブレ−タＭ
Ｂ２の出力は一定時間ＴLIM の期間ハイレベルになる。
ＴLIM の期間はトランジスタＱ１１がオンするため、Ｉ
Ｃ１の制御入力端の電圧はツェナ−ダイオ−ドＺＤ１の
電圧を抵抗Ｒ２７とＲ２８とで分圧した電圧ＶLIM にほ
ぼ等しくなる。この電圧ＶLIM を適当な値に設定するこ
とによりＩＣ１の発振周波数は固定され、昇圧型チョッ
パ−の出力電圧は一定に保たれるので、パワ−スイッチ
素子Ｑ１に過大な電圧ストレスが印加されることを阻止
できる。
動用抵抗Ｒ２により抵抗Ｒ２５とＲ２６に電流が供給さ
れＲ２５とＲ２６の接続点の電圧が上昇し、オペアンプ
ＯＰＡ３の入力電圧が上昇する。従って、ＯＰＡ３の出
力電圧は上昇し、ワンショットマルチバイブレ−タＭＢ
２がセットされ、該ワンショットマルチバイブレ−タＭ
Ｂ２の出力は一定時間ＴLIM の期間ハイレベルになる。
ＴLIM の期間はトランジスタＱ１１がオンするため、Ｉ
Ｃ１の制御入力端の電圧はツェナ−ダイオ−ドＺＤ１の
電圧を抵抗Ｒ２７とＲ２８とで分圧した電圧ＶLIM にほ
ぼ等しくなる。この電圧ＶLIM を適当な値に設定するこ
とによりＩＣ１の発振周波数は固定され、昇圧型チョッ
パ−の出力電圧は一定に保たれるので、パワ−スイッチ
素子Ｑ１に過大な電圧ストレスが印加されることを阻止
できる。
【００２７】電源投入後、時間ＴLIM を経過するとワン
ショットマルチバイブレ−タＭＢ２の出力はロ−レベル
となり、トランジスタＱ１１がオフするため、ＩＣ１の
制御入力端の電圧はオペアンプＯＰＡ２の出力電圧に等
しくなり、ランプ電流がで定電流制御されるようにな
る。
ショットマルチバイブレ−タＭＢ２の出力はロ−レベル
となり、トランジスタＱ１１がオフするため、ＩＣ１の
制御入力端の電圧はオペアンプＯＰＡ２の出力電圧に等
しくなり、ランプ電流がで定電流制御されるようにな
る。
【００２８】図８は本発明の第３の実施例を示す回路図
である。この実施例は蛍光灯が本点灯装置に未装着のと
き、または過大なランプ電流が流れたときに本点灯装置
の出力を停止するための制御回路を設けたものである。
図８において、ＣＯＮＴはドライバＤＢの制御回路を示
す。この制御回路ＣＯＮＴの入力がハイレベルのときド
ライバＤＢは動作し、本点灯装置は出力を発生する。逆
にＣＯＮＴの入力がロ−レベルのときＤＢは動作せず、
本点灯装置は出力を停止する。
である。この実施例は蛍光灯が本点灯装置に未装着のと
き、または過大なランプ電流が流れたときに本点灯装置
の出力を停止するための制御回路を設けたものである。
図８において、ＣＯＮＴはドライバＤＢの制御回路を示
す。この制御回路ＣＯＮＴの入力がハイレベルのときド
ライバＤＢは動作し、本点灯装置は出力を発生する。逆
にＣＯＮＴの入力がロ−レベルのときＤＢは動作せず、
本点灯装置は出力を停止する。
【００２９】電源を投入すると、起動用抵抗Ｒ２により
抵抗Ｒ２５とＲ２６に電流が供給され、Ｒ２５とＲ２６
の接続点の電圧が上昇する。このためオペアンプＯＰＡ
３の出力電圧は上昇し、ワンショットマルチバイブレ−
タＭＢ２がセットされ、ＭＢ２の出力は一定時間ＴLIM
の期間ハイレベルになる。このため、トランジスタＱ１
３はオンし、トランジスタＱ１４はオフする。従って、
トランジスタＱ１４のコレクタ電圧は高レベルになり、
オペアンプＯＰＡ４の出力、すなわち制御回路ＣＯＮＴ
の入力はハイレベルとなるため、ドライバＤＢは動作す
る。
抵抗Ｒ２５とＲ２６に電流が供給され、Ｒ２５とＲ２６
の接続点の電圧が上昇する。このためオペアンプＯＰＡ
３の出力電圧は上昇し、ワンショットマルチバイブレ−
タＭＢ２がセットされ、ＭＢ２の出力は一定時間ＴLIM
の期間ハイレベルになる。このため、トランジスタＱ１
３はオンし、トランジスタＱ１４はオフする。従って、
トランジスタＱ１４のコレクタ電圧は高レベルになり、
オペアンプＯＰＡ４の出力、すなわち制御回路ＣＯＮＴ
の入力はハイレベルとなるため、ドライバＤＢは動作す
る。
【００３０】電源投入後、時間ＴLIM を経過するとワン
ショットマルチバイブレ−タＭＢ２の出力がロ−レベル
となるため、トランジスタＱ１３はオフする。一方、ラ
ンプが装着されていればランプ電流が流れるため、ラン
プ電流検出用コンデンサＣＤの両端に電圧が発生する。
この電圧はダイオ−ドＤ１２、コンデンサＣ１１によっ
て整流、平滑され抵抗Ｒ３１とＲ３２によって分圧さ
れ、トランジスタＱ１２のベ−スに入力される。このた
めＱ１２はオンし、Ｑ１４はオフする。従って、制御回
路ＣＯＮＴの入力はハイレベルとなるためドライバＤＢ
は動作する。
ショットマルチバイブレ−タＭＢ２の出力がロ−レベル
となるため、トランジスタＱ１３はオフする。一方、ラ
ンプが装着されていればランプ電流が流れるため、ラン
プ電流検出用コンデンサＣＤの両端に電圧が発生する。
この電圧はダイオ−ドＤ１２、コンデンサＣ１１によっ
て整流、平滑され抵抗Ｒ３１とＲ３２によって分圧さ
れ、トランジスタＱ１２のベ−スに入力される。このた
めＱ１２はオンし、Ｑ１４はオフする。従って、制御回
路ＣＯＮＴの入力はハイレベルとなるためドライバＤＢ
は動作する。
【００３１】次に蛍光灯が未装着の場合はランプ電流が
流れないため、ランプ電流検出用コンデンサＣＤの両端
の電圧は０Ｖであり、このためトランジスタＱ１２はオ
フする。また電源投入後、時間ＴLIM を経過するとトラ
ンジスタＱ１３はオフする。従って、トランジスタＱ１
４がオンするためのＯＰＡ４の入力電圧はロ−レベルと
なり、ＣＯＮＴの入力もロ−レベルとなる。このためド
ライバＤＢは動作せず本点灯装置は出力を発生しない。
流れないため、ランプ電流検出用コンデンサＣＤの両端
の電圧は０Ｖであり、このためトランジスタＱ１２はオ
フする。また電源投入後、時間ＴLIM を経過するとトラ
ンジスタＱ１３はオフする。従って、トランジスタＱ１
４がオンするためのＯＰＡ４の入力電圧はロ−レベルと
なり、ＣＯＮＴの入力もロ−レベルとなる。このためド
ライバＤＢは動作せず本点灯装置は出力を発生しない。
【００３２】また、過大なランプ電流が流れるとトラン
スＴ２の二次巻線に大きな電圧が発生し、この電圧がダ
イオ−ドＤ１６、コンデンサＣ１６によって整流、平滑
され、抵抗Ｒ３０を介して、トランジスタＱ１５のベ−
スに入力されるためトランジスタＱ１５はオンする。ト
ランスＴ２の巻数比やＲ３０を適当に設定すれば、正常
なランプ電流が流れているときにはＱ１５がオフするよ
うにできる。過大なランプ電流が流れてＱ１５がオンす
ると、オペアンプＯＰＡ４の入力電圧はロ−レベルとな
り、制御回路ＣＯＮＴの入力もロ−レベルとなる。この
ためドライバＤＢは動作を停止し、本点灯装置の出力も
停止する。
スＴ２の二次巻線に大きな電圧が発生し、この電圧がダ
イオ−ドＤ１６、コンデンサＣ１６によって整流、平滑
され、抵抗Ｒ３０を介して、トランジスタＱ１５のベ−
スに入力されるためトランジスタＱ１５はオンする。ト
ランスＴ２の巻数比やＲ３０を適当に設定すれば、正常
なランプ電流が流れているときにはＱ１５がオフするよ
うにできる。過大なランプ電流が流れてＱ１５がオンす
ると、オペアンプＯＰＡ４の入力電圧はロ−レベルとな
り、制御回路ＣＯＮＴの入力もロ−レベルとなる。この
ためドライバＤＢは動作を停止し、本点灯装置の出力も
停止する。
【００３３】
【発明の効果】本発明によれば、インバ−タと力率改善
回路のパワ−スイッチ素子を共通とすることにより、パ
ワ−スイッチ素子の数を一個に減らすことができ、効率
も向上する。また、部品点数を少なくでき、小型化低価
格化できる。
回路のパワ−スイッチ素子を共通とすることにより、パ
ワ−スイッチ素子の数を一個に減らすことができ、効率
も向上する。また、部品点数を少なくでき、小型化低価
格化できる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】準Ｅ級動作を説明する波形図である。
【図３】チョッパとインバ−タとの動作を説明するため
の回路図である。
の回路図である。
【図４】準Ｅ級動作を説明する回路図である。
【図５】準Ｅ級動作の回路の各部の波形図である。
【図６】本発明の実施例動作を説明するための回路図で
ある。
ある。
【図７】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図８】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図９】従来例の回路図である。
【図１０】共振型スイッチング電源用制御回路の各部の
波形図である。
波形図である。
Ｑ１、Ｑ２・・・・・トランジスタ（パワ−スイッチ素
子） Ｄ１、Ｄ２・・・・・ダイオ−ド ＺＤ１・・・・・・・ツェナ−ダイオ−ド Ｌ１、Ｌ２、ＬF ・・インダクタ（又は、チョ−クコイ
ル） Ｃ１、Ｃ２、ＣT ・・コンデンサ Ｒ１、Ｒ２・・・・・抵抗 ＮP 、ＮS 、Ｎf ・・一次二次帰還コイル ＦＬ・・・・・・・・蛍光灯 ＲＥＣ・・・・・・・ブリッジ整流器 ＯＰＡ１、ＯＰＡ２・・オペアンプ ＶCO・・・・・・・・電圧制御型発振器 ＭＢ１、ＭＢ２・・・ワンショットマルチバイブレ−タ ＰＦＭ・・・・・・・パルス周波数変調器 ＤＢ・・・・・・・・ドライバ ＣＯＮＴ・・・・・・制御回路 ＳＶＧ・・・・・・・基準電圧発生回路
子） Ｄ１、Ｄ２・・・・・ダイオ−ド ＺＤ１・・・・・・・ツェナ−ダイオ−ド Ｌ１、Ｌ２、ＬF ・・インダクタ（又は、チョ−クコイ
ル） Ｃ１、Ｃ２、ＣT ・・コンデンサ Ｒ１、Ｒ２・・・・・抵抗 ＮP 、ＮS 、Ｎf ・・一次二次帰還コイル ＦＬ・・・・・・・・蛍光灯 ＲＥＣ・・・・・・・ブリッジ整流器 ＯＰＡ１、ＯＰＡ２・・オペアンプ ＶCO・・・・・・・・電圧制御型発振器 ＭＢ１、ＭＢ２・・・ワンショットマルチバイブレ−タ ＰＦＭ・・・・・・・パルス周波数変調器 ＤＢ・・・・・・・・ドライバ ＣＯＮＴ・・・・・・制御回路 ＳＶＧ・・・・・・・基準電圧発生回路
Claims (4)
- 【請求項１】前段に力率改善用の昇圧型チョッパ−を有
し、該出力を蛍光灯点灯用の高周波電力に変換するイン
バ−タを有する蛍光灯を高周波点灯させる蛍光灯点灯装
置において、共振回路を具備し該共振回路の共振周波数
に対して進み角の位相で断続するパルスを該共振回路に
供給するインバ−タ回路と、該インバ−タ回路の前段に
接続され、かつ回路分離用のダイオ−ドを介してチョッ
パ−の回路断続部位を前記インバ−タ回路のスイッチン
グ素子に接続した力率改善用の昇圧型チョッパ−と、上
記インバ−タ回路の共振回路の負荷として接続された蛍
光灯と、該蛍光灯を流れる電流を検知し、該検知信号に
より前記インバ−タの断続周波数を制御して蛍光灯の点
灯電流を安定化させる安定化回路と、を具備することを
特徴とする高力率蛍光灯点灯装置。 - 【請求項２】電源投入直後で蛍光灯が非点灯時にパワ−
スイッチ素子に印加される電圧を一定電圧に制御するた
めの制御回路を設けたことを特徴とする請求項１に記載
の高力率蛍光灯点灯装置。 - 【請求項３】蛍光灯が非接続時に出力を停止するための
制御回路を設けたことを特徴とする請求項１に記載の高
力率蛍光灯点灯装置。 - 【請求項４】蛍光灯に過大電流が流れた時に出力を停止
するための制御回路を設けたことを特徴とする請求項１
に記載の高力率蛍光灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8111095A JPH08279396A (ja) | 1995-04-06 | 1995-04-06 | 高力率蛍光灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8111095A JPH08279396A (ja) | 1995-04-06 | 1995-04-06 | 高力率蛍光灯点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08279396A true JPH08279396A (ja) | 1996-10-22 |
Family
ID=13737249
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8111095A Pending JPH08279396A (ja) | 1995-04-06 | 1995-04-06 | 高力率蛍光灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08279396A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006222076A (ja) * | 2005-01-12 | 2006-08-24 | Masakazu Ushijima | 電流共振型放電管用インバータ回路 |
| JP2021145433A (ja) * | 2020-03-11 | 2021-09-24 | 日産自動車株式会社 | 力率改善回路 |
-
1995
- 1995-04-06 JP JP8111095A patent/JPH08279396A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006222076A (ja) * | 2005-01-12 | 2006-08-24 | Masakazu Ushijima | 電流共振型放電管用インバータ回路 |
| JP4526488B2 (ja) * | 2005-01-12 | 2010-08-18 | 昌和 牛嶋 | 電流共振型放電管用インバータ回路 |
| JP2021145433A (ja) * | 2020-03-11 | 2021-09-24 | 日産自動車株式会社 | 力率改善回路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Effective date: 20041006 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050406 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20050513 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050712 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20060307 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |