JP4526488B2 - 電流共振型放電管用インバータ回路 - Google Patents

Description

本発明は本願発明者の発明に係る特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）発明の利用発明又はその技術的趣旨の利用に係り、特に、熱陰極蛍光管、冷陰極蛍光管（ＣＣＦＬ）（Cold Cathode Fluorescent Lamp）、外部電極冷陰極管（ＥＥＦＬ）（External Electrode Fluorescent Lamp）、ネオン灯などの容量性を有する光源用の電流共振型放電管用インバータ回路に関する。

近年、面光源の用途は広がり、広告表示装置やパソコン用表示装置だけでなく、液晶テレビジョンなどに用途が拡大している。

また、これらの面光源を駆動するインバータ回路には小型で、かつ高効率であることが求められている。

ここで、近年の冷陰極管用インバータ回路の変遷と特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）発明との関係を述べると以下のとおりである。

従来、冷陰極管用インバータ回路は、古典的な回路として、図２４に示すようなコレクタ共振型回路が広く用いられていた。これを別名、Royer回路と呼ぶことがあるが、正式なRoyer回路の定義は、トランスを飽和させてスイッチング動作の反転を行うものであって、コレクタ側の共振を利用して反転動作を行うものはコレクタ共振型回路と称するか、或いは、Royer回路と区別してコレクタ共振型Royer回路と称することが望ましい。

ところで、当初の冷陰極管用のインバータ回路は二次側回路の共振手段を全く利用しないものであって、昇圧トランスには漏れインダクタンスが少ない、いわゆる閉磁路型トランスが用いられていた。この時代背景において当業者における認識として、いわゆる閉磁路型トランスというのは漏れインダクタンスの少ないトランスを意味するものである。また、インバータ回路における昇圧トランスの漏れインダクタンスに対する認識は、トランス二次側の出力電圧を下げるものであり、好ましいものではないものとされ、できる限り少ないことが望ましいものとされていた。

その結果、この時代背景におけるトランスの二次側回路の共振周波数はインバータ回路の動作周波数とは無関係であり、インバータ回路の動作周波数に影響を与えないように、二次側回路の共振周波数はインバータ回路の動作周波数よりも遥かに高い周波数に設定されていたものである。また、バラストコンデンサＣｂは管電流の安定化のために必須のものである。

次に、冷陰極管用インバータ回路としては、図２５に示されているものが知られているが、それは特開平７−２１１４７２号公報に開示されているものであって、当該回路は、図２６に示すように、二次側回路の共振周波数が一次側回路の発振周波数の３倍である、いわゆる３倍共振型回路と呼ばれて普及した。この場合に使用される昇圧トランスは漏れインダクタンス値をある程度大きくしたものが適する。

この場合、図２７の説明図に示すように、インバータ回路の発振周波数と３次の高調波が合成されて台形の波形が生成される。

そして、実際の３倍共振型回路の冷陰極管に流れる電流は、図２８に示すような波形を呈する。

この場合の昇圧トランスの呼称には混乱がある。当業者の間で言うところの、いわゆる閉磁路トランスと称して良いものであるか否は議論があり、呼称の定義が曖昧となっている。磁路構造が閉じながら磁束漏れの多い状態をどう記述すべきかの問題がある。これらの用語は上記のような状態を想定した専門技術用語ではないという問題が依然存在する。

実際のいわゆる3倍共振に用いられるトランスの形状は、図２９に示されているように扁平なものであって、磁路構造が閉じていながら従来のものに比べて相当磁束漏れが大きくなっている。即ち、大きな漏れインダクタンス値を持っている。

いずれにせよ、この技術思想は、昇圧トランスの漏れインダクタンス値をある程度大きくすることにより、その漏れインダクタンスと昇圧トランスの二次側に構成される容量成分との間で共振回路を構成するものであって（図２５）、この共振周波数をインバータ回路の動作周波数の３倍の周波数に設定することにより、二次側回路に３次高調波を発生させて（図２６）、管電流波形を台形波状（図２７）とするものである。この場合のバラストコンデンサＣ２はバラストコンデンサでありながら共振コンデンサの一部として機能する。

これによって、特開平７−２１１４７２号公報に開示されているように、インバータ回路の変換効率はかなりの改善が見られ、その上、昇圧トランスもより小型化になった。また、この３倍共振の技術思想は、近年ないし現在におけるコレクタ共振型の冷陰極管用インバータ回路の基本となっており、現在普及しているコレクタ共振型インバータ回路の大半の相当数において当該の技術が利用されていると言っても過言ではない。

次に、本発明の基礎となる特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）の発明が開示されたことにより昇圧トランスはさらに劇的な小型化と高効率化を実現した。当該発明は１９９６年頃から広く実施され始め、ノート型パソコンのインバータ回路の小型化と高効率化に大きく貢献している。これはインバータ回路の動作周波数と二次側回路の共振周波数とをほぼ一致させる発明であって、前記３倍共振における昇圧トランスの漏れインダクタンス値をさらに大きくすると同時に二次側回路の容量成分を大きくすることによって実現される。

この技術は、インバータ回路を二次側回路の共振周波数付近で動作させた際に、昇圧トランス一次巻線に流れる励磁電流が少なくなる効果を利用したものであり、トランス一次巻線側から見た力率が向上し、昇圧トランスの銅損が減少するというものである。

同時に、当該発明の開示後、一次側回路の駆動手段としては、コレクタ共振型による従来回路の他に、以下に示す固定周波数の他励型駆動手段、及び、一次側巻線のゼロ電流を検出して切り替えるゼロ電流スイッチング型の駆動手段など多数の駆動手段が用いられるようになった。これら一連の周辺技術は、いずれも、当該発明とは密接な関係にあり、当該発明における二次側回路の共振技術の普及に寄与している。

これらの一連の冷陰極管用インバータ回路に関する背景技術の変遷を、昇圧トランスの漏れインダクタンス値の視点から見れば、これらは、図３０に示すように、インバータ回路の世代が新しくなるとともに昇圧トランスの漏れインダクタンス値も大きくなり、同時に、二次側回路の共振周波数が低くなっていった歴史であったと見なすことができる。 尚、図３０は、時代とともにインバータ回路の駆動周波数foと二次側回路の共振周波数frとの関係が変遷してきたことを説明する説明図である。

そして、インバータ回路の高効率化と小型化は、昇圧トランスの改良とその駆動周波数を適切に選ぶことにより実現されるものである。これについては、本発明の発明者の発明に係る特開２００３−１６８５８５（米国特許６，７７４，５８０ Ｂ２）公報において図３１（駆動手段側から見た力率改善の手法を説明する説明図である。横軸は周波数、θは昇圧トランス一次巻線の電圧位相と電流位相の位相差を示している。θがゼロに近づくほど力率が改善されることを示す。）に示す如き説明図とともに駆動手段側から見た高効率化の手法を詳細に開示している。

ところが一方で、米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号及び特開昭５９−０３２３７０号公報で示されているように、高効率のインバータ回路はゼロ電流スイッチング手段によってもたらされるとする技術思想が当業者の間で根強く唱えられている。

しかしながら、これらの技術思想は、昇圧トランスの力率改善効果の視点を欠いたものであり、高効率の由来をスイッチングトランジスタの発熱低減にあるものとする点で正しくない。

以下にこれを詳しく説明する。 ゼロ電流スイッチング手段はインバータ回路の電力制御手段の一つであり、代表的なものとしては、図３２に示される如きゼロ電流スイッチング型の回路例が米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号及び特開昭５９−０３２３７０号公報に開示されるものである。また、本発明の発明者も特開平８−２８８０８０号公報において同様の技術を開示している。この技術を米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号公報をもとに説明すれば以下のようになる。

米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号公報には、図３３に示すような従来のゼロ電流スイッチング型回路の動作を説明する説明図がＦｉｇ．１１で示されており、また、Ｆｉｇ．１１Ａ，Bは電力制御を全く行っていない状態、Ｆｉｇ．１１Ｃ，Dは電力制御を行った状態、Ｆｉｇ．１１Ｅ，Ｆは電圧実効値の位相が電流実効値の位相よりも進んだ状態でゼロ電流スイッチング動作をさせようとした場合が示されている。また、図３４に示すような図面がＦｉｇ．１２で示されており、Ｆｉｇ．１２Ａ，Ｂはゼロ電流スイッチング動作ではない制御の一例を示している。

前記図３３において、Ｆｉｇ．１１Aは駆動電力が最大の場合のトランス一次巻線の電圧を示しており、Ｆｉｇ．１１Bはその場合のトランス一次巻線に流れる電流を示している。ゼロ電流スイッチング手段の場合は、電流のゼロになるタイミングを検出して駆動手段のスイッチングを行うものである。最大電力の場合、即ち流通角を１００％にして電力制御を全くしない場合には、トランス一次巻線に与えられる電圧位相の実効値と電流位相の実効値との間には必然的に位相差がなくなる。このことは即ち力率が良好であることを意味する。

次に、前記図３３に示すＦｉｇ．１１Cは駆動電力を制御するために流通角を小さくした場合のトランス一次巻線の電圧を示している。そして、Ｆｉｇ．１１Dはその場合のトランス一次巻線に流れる電流を示している。この図３３において、駆動手段のスイッチングトランジスタがONとなるのは電流がゼロになるタイミングである。しかし、一方、スイッチングトランジスタがOFFとなるのはゼロ電流のタイミングではない。この場合、トランス一次巻線に与えられる電圧の実効値の位相とトランス一次巻線を流れる電流の実効値の位相との間に位相差が生じる。その結果、この場合の力率は良好ではない。

一方、前記図３４において、Ｆｉｇ．１２Aは同じように流通角を制限して電力制御をしたものであるが、ゼロ電流スイッチング手段を無視してトランス一次巻線における電圧の実効値の位相と、トランス一次巻線に流れる電流の位相を均しくなるように制御している。この場合、トランス一次巻線側から見た力率は実は良好であって昇圧トランスの発熱は少ない。しかし、これはゼロ電流スイッチング手段ではない。

ここで、ゼロ電流スイッチング手段は、インバータ回路の高効率をもたらすという技術思想に矛盾が生じる。米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号発明の技術思想、即ち、ゼロ電流スイッチング手段においては、前記図３４に示すＦｉｇ．１２Ａ，Ｂのような状態について、インバータ回路の変換効率が良くないものとして排除しているものである。

尚、前記図３４に示すＦｉｇ．１１Ｅ，Ｆは、電圧実効値の位相が電流実効値の位相よりも進んだ状態でゼロ電流スイッチング動作をさせようとした場合を説明する説明図であり、また、Ｆｉｇ．１２Ａ，Ｂはゼロ電流スイッチング動作ではない制御の一例を示す説明図である。

しかしながら、本願発明者が比較実験したところによれば、前記図３３に示すＦｉｇ．１１Ｃ，Ｄの制御方法よりも前記図３４に示すＦｉｇ．１２Ａ，Ｂの制御方法の方が明らかにインバータ回路の変換効率は高い。

結論として、ゼロ電流スイッチング手段がインバータ回路に高効率をもたらすというのは誤りである。そのような誤解が生じた背景は以下のとおりである。

ゼロ電流スイッチング手段のうちで、特に電力制御を全く行わない場合に限って、昇圧
トランスの一次巻線の電圧位相と電流位相との間に位相差が必然的になくなる。そのために昇圧トランスの力率が改善され、トランス一次巻線に流れる電流が減るとともに、スイッチングトランジスタに流れる電流も最小となり、その結果、昇圧トランス一次巻線の発熱とスイッチングトランジスタの発熱が減り、インバータ回路の効率が改善されるものである。これを、ゼロ電流スイッチング手段により高効率がもたらされたものと誤認したものと考えられる。

米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号公報におけるＦｉｇ．１１Ａ，Ｂのような状態は全く電力制御を行わない場合であって、この場合の動作状態は一般的な電流共振型の動作状態と等価なものとなる。即ち、高効率のインバータ回路はゼロ電流スイッチング手段によりもたらされるものではなくて、実は従来の電流共振型手段によりもたらされるものであったということである。

電流共振型のインバータ回路は熱陰極管点灯用としては公知であって、例えば、図３５に示すような回路が一般的に用いられている。このような電流共振型回路は基本回路の構成のみでは調光手段がない。そこで、電流共振型回路において調光を行う場合は、前段にＤＣ−ＤＣコンバータ回路を設けて調光する。

図３６は、従来の電流共振型回路と前段にＤＣ−ＤＣコンバータ回路と本発明の発明者が発明した漏洩磁束型トランスとを組み合わせた冷陰極管用インバータ回路の調光回路の例である。この例では、トランジスタQs、インダクタンスLc、ダイオードDs、コンデンサCvによりＤＣ−ＤＣコンバータ回路を構成している。

一方、電流共振型回路そのものを改良して調光する手法も提案されている。図３７は本発明の発明者が特開平８−２８８０８０号公報に開示する調光回路であって、タイマ回路１０，１１はゼロ電流を検出し一定の時間経過後、周波数制御回路１２はスイッチング素子２，３をOFFする。タイマ回路１０，１１はＲＳフリップフロップであって、ゼロ電流でセットされ、一定時間後にリセットされる。これは、ゼロ電流を検出してスイッチング手段をＯＮした後、一定時間後にスイッチング手段をＯＦＦする方法により調光するものである。

同様の手法が、米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号公報のＦｉｇ．９でも開示されている。それは図３８に示すとおりの回路図であって、ＲＳフリップフロップ１７２はゼロ電流でセットされ、一定時間後にリセットされる。米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号公報も特開平８−２８８０８０号公報もゼロ電流を検出してスイッチング手段をＯＮすると同時にＲＳフリップフロップをセットし、一定時間経過後リセットすることによってスイッチング手段をＯＦＦするものである。どちらも電流共振型回路のスイッチング手段に調光機能を持たせるもので、調光時には電圧実効値の位相よりも電流の位相が遅延するという特徴を持つものであり、全く同一の技術思想であるとともに、実現の方法においてもほぼ同一である。

本願発明者が自ら知るところでは、特開平８−２８８０８０号公報によって調光を行うと、冷陰極管あるいは熱陰極管を相当暗いところまで制御した際に、スイッチング手段のトランジスタに流れる電流が多くなり、発熱することを確認している。

いずれにしても、インバータ回路の高効率の由来は電流共振型にあることが明らかであるために、本願発明者は、特願２００４−３１８０５９の発明において、図３９の電流共振型の放電管用インバータ回路を開示した。
特許第２７３３８１７号明細書 特開昭５９−０３２３７０号公報 特開平７−２１１４７２号公報 特開平８−２８８０８０号公報 特開２００３−１６８５８５公報 米国特許第５４９５４０５号明細書 米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号明細書 特願２００４−３１８０５９明細書

従来の電流共振型回路はハーフ・ブリッジ型が主流であり、同時に、電流の検出手段はハーフ・ブリッジ出力の直後に電流トランスを設けて検出している。これらは主に熱陰極管用の点灯装置としては公知である。これを冷陰極管点灯用に応用したインバータ回路の一例を図４０に示す。

従来の電流共振型回路で冷陰極管用の昇圧回路を駆動した場合において、昇圧トランス一次巻線に与えられる電圧を示すと図４１のようになる。図４１は従来の電流共振型回路により昇圧トランスを駆動した場合の昇圧トランス一次巻線の電圧と電流の様子を説明する説明図である。ハーフ・ブリッジ出力段の電圧はそのまま昇圧トランスの一次巻線に与えられる。これをＶＴ１とする。この場合、ＶＴ１は矩形波の波形となる。昇圧トランス一次巻線に流れる電流はＩＴ１であり、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２はＩＴ１の位相にしたがってＯＮ−ＯＦＦする。

次に、電流共振型の回路において、電力制御の機能を持たせる方法として、ゼロ電流スイッチング回路と呼ばれる手段がある。しかし、特開昭５９−０３２３７０号公報に開示されるようなゼロ電流スイッチング手段によって電力制御を行い、冷陰極管の調光を行う場合は、調光した際の力率があまり良くない。またさらに、ハーフ・ブリッジ構成であるために、低い電源電圧には対応できず、低い電源電圧においては特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）に開示の力率改善効果を十分に活用することが難しい。

ゼロ電流スイッチング型により電力制御を行った場合に力率が悪化する理由について述べると以下のようになる。 前記図３８のような従来型のゼロ電流スイッチング型回路において、昇圧トランス一次巻線に与えられる電圧と電流との関係を模式的に示すと図４２のようになる。一次巻線側の電流は実際にはこれほど模式的な正弦波にはならない。電圧波形は電流のゼロポイントを検出して立ち上がる。スイッチング手段のONのタイミングはゼロ電流であるが、OFFのタイミングはゼロ電流ではない。

この電圧波形を実効値にしたものが破線で示す波形である。この図４２からも解るとおり、電圧実効値の位相よりも電流の位相の方が遅延する。これは力率が悪いということであり、ゼロ電流スイッチング手段の場合、電力を制御した場合の無効電流が多くなることによって昇圧トランス一次巻線の銅損が増加してインバータ回路の変換効率が悪化する。

次に、ゼロ電流スイッチング手段の場合に力率が低下する作用について計算図表を参照して説明する。ゼロ電流スイッチング手段の場合、図４３のように流通角を狭くした場合の力率が特に悪い。それは電圧に対する電流の位相遅延が激しいからである。

これをさらに詳しく見ると、次のようになる。 電圧実効値波形の位相に比べて電流波形の位相がどれだけ遅延するかについて、遅延角と流通角（デューティー比）との関係を見ると、単純な反比例関係になる。図４４はその様子を図にしたものである。

前記図４４は流通角の変化に伴って電圧実効値の位相と電流の位相とがどのように変化するかを算出した図であって、例えば、流通角が２５％の場合には、電圧に対する電流の遅延角が６７．５ｄｅｇ．であることを説明している。この図４４より、流通角（デューティー比）を２５％とした場合の電圧に対する電流の位相遅延は概ね６７．５ｄｅｇ．と求められる。

そして、図４５のように、ゼロ電流スイッチング回路においてはこの遅延角に該当する周波数と位相特性との交点がインバータ回路の動作周波数となる。したがって、ゼロ電流スイッチング回路においては電力制御を行った際の動作周波数の変動が避けられない。

次に、力率について検討した図が、図４６、図４７である。

図４６において、一次側換算した負荷電流をaとすれば、励磁電流はtanθで表され、トランス一次巻線の電流は1/cosθ（力率の逆数）で表される。

図４７は力率について検討する場合のトランス一次側換算負荷電流、励磁電流、トランス一次巻線電流の関係を表す説明図であって、遅延角が大きい場合、励磁電流が多く流れて無効電流が多くなることを説明している。

前記図４７において、合成電流比とは1/cosθ（力率の逆数）のことである。これを電圧実効値の位相に対する電流位相の遅れを電流遅延角θとして1/cosθ（力率の逆数）との関係を図に表したものである。負荷電流に対して何倍のトランス一次巻線電流が流れるのかを図４７より検討すると、次のようになる。電圧実効値の位相に対する電流の位相が６７．５ｄｅｇ．遅延した場合のトランス一次巻線の電流は全く遅延しない場合に比べて２．６１倍もの電流が流れる。そのため力率が非常に悪く、銅損の増加によりトランス一次巻線の発熱が多くなり、また、同様の理由によりスイッチング手段のトランジスタの発熱も多くなることがわかる。

つまり、ゼロ電流スイッチング手段を用いて電力を制御する場合、米国特許第６１１４８１４−Ｂ１号、特開平８−２８８０８０号あるいは特開昭５９−０３２３７０号の各公報に開示されている流通角制御手段により電力制御を行うことは力率改善の視点から見れば以下のように結論付けられる。

流通角が広い状態、即ち、電圧実効値位相に対する電流位相の遅延が少ない状態においてはインバータ回路の変換効率は良好である。しかし、流通角が小さい場合は電流位相の遅延が大きく、そのために力率が悪くなり、トランス一次巻線を流れる電流が多くなることによってインバータ回路の変換効率が悪化する。特に、流通角が狭く、電流位相の遅延が９０ｄｅｇ．に近づくにしたがって急激に無効電流が増え、著しく効率が悪化する。

このような状態は、具体的にはゼロ電流スイッチング手段をノート型パソコンに適用した際にＡＣアダプタを使用する場合は最も電源電圧が高くなるが、その条件下において、電力制限をして液晶画面を暗くした場合などに電流位相の遅延が最も大きくなる。この場合、実際にインバータ回路の著しい発熱を伴うものである。

さらに、ゼロ電流スイッチング手段により電流制御を行う場合、インバータ回路の動作周波数の変動が避けられないという問題も存在する。

ここで明らかなことは、電力制御をした状態において効率の良いインバータ回路を構成するためには、ゼロ電流スイッチングという技術的思想が必ずしも必須なものではない。それどころかむしろ有害である。変換効率の良いインバータ回路を構成するためには上記の技術思想を排除し、昇圧トランス一次巻線における力率が最も良くなる方法を採用する必要がある。

一方、特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）公報記載の技術的趣旨を実施するための駆動手段として、発振回路を容量Ｃと抵抗Ｒで構成する固定周波数の発振回路とし、固定周波数による他励型駆動手段を用いる場合が多いが、この場合、量産時において、組立方法による寄生容量のバラツキなどにより、二次側回路の共振周波数がずれたり、或いは、部品定数のバラツキなどにより一次側の駆動回路の駆動周波数がずれたりする場合がある。そのようになると、力率改善効果が現れる最適な共振周波数で常に駆動することが難しくなる。

二次側回路の共振周波数と一次側回路の駆動周波数とがずれるとインバータ回路の効率を極度に悪化させる。このようなことから、固定周波数の他励型駆動手段を用いる場合には二次側回路の共振回路のQ値を低くしてブロードな共振特性とし、周波数ずれに対処していた。そのような理由から固定周波数の他励型駆動手段においては二次側の共振回路のQ値を高くすることが難しかった。

一方、従来の電流共振型回路により、Q値の低い二次側の共振回路を駆動しようとすると、発振の継続が難しくなるという現象がある。したがって、電流共振型により駆動する場合はQ値があまり低くならないよう配慮する必要があった。

しかしながら、一般
的な冷陰極管用の昇圧トランスは二次側共振回路のQ値は決して高く設定されていない。つまり、Q値を高く設定するという技術的思想が本発明の出願時点において、当業者の間で公知であるとは言えないためである。

そのため、市販の固定周波数駆動用の昇圧トランスに対応するために、一次側のカップリングコンデンサＣｃの値を小さくして、昇圧トランス一次巻線側の漏れインダクタンスと共振させることにより、カップリングコンデンサＣｃを共振に関与させて発振の安定的な継続を確保していた。しかしながら、これらの対策は昇圧トランスが発熱しやすいという問題を抱えている。

本発明は、以上の如き観点に鑑みてなされたものであって、二次側回路の共振電流を検出することによって、安定度の高い電流共振型のインバータ回路を提供することによって特許２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）の技術的趣旨を反映して、より高効率な電流共振型放電管用インバータ回路を提供しようとするものである。

また、電力制限を行なった際においても力率の改善効果を害することなく、特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）の技術的趣旨を反映する、より高効率なインバータ回路を提供しようとするものである。すなわち、電力制限を行なう際、トランス一次側電圧の実効値の位相と電流位相とを等しく制御することにより力率を悪化させずに電力制御を行おうとするものである。

具体的には、電流共振型のインバータ回路の電流検出手段において、共振回路の共振コンデンサに流れる電流を検出することで、あるいは、トランスの二次巻線に流れる電流を検出することで、高いＱ値に対応するインバータ回路とするとともに、低いＱ値に対しても安定したインバータ回路を提供するものである。

また、電力制御を行う場合においては昇圧トランス一次巻線側から見た駆動電圧の実効値の位相と流れる電流の位相との間の位相差の少ない制御方法を採用することにより、力率の良い駆動を行おうとするものである。

まず、本件における共振回路とは図２に示すものである。図２において、二次側回路の容量成分Ｃｗ、Ｃａ、Ｃｓは合成されて共振容量となり、漏れインダクタンスＬｓとともに昇圧トランスの二次側の共振回路を構成する。この場合のＺは放電管のインピーダンスである。この場合、Ei＝Es・k・N2/N1、kは結合係数、N1,N2はトランスの一次巻線、二次巻線の巻数である。

そして、インバータ回路の発振周波数は、この二次側回路の共振周波数によって決定される。共振周波数をｆｒとすれば、

となる。

本発明の電流共振型回路の発振周波数はParallel loaded serial resonance回路の働きにより、上記の周波数か、または、少し低い周波数が発振周波数となる。

従来、固定周波数手段の他励型によって駆動される場合の二次側回路を例にとれば、二次側回路のこれらの定数は１４インチサイズのノート型パソコンの例では、放電管のインピーダンスＺは概ね１００ｋΩであり、インバータ回路の動作周波数は概ね６０ｋＨｚである。このような条件下では、漏れインダクタンスＬｓの適正値は２４０ｍＨ乃至２８０ｍＨであり、二次側容量の適正値は２５ｐＦ乃至３０ｐＦである。

これらのパラメータは液晶バックライトや面光源のサイズ、方式などによって適宜変わるが、上記の計算式はそのままあてはめられる。

図１は電流共振型回路の電流検出手段を昇圧トランスの二次側とした一実施例であり、図２はその等価回路図である。この実施例において、Ｔ１は昇圧トランスであり、Ｌｓは二次巻線の漏れインダクタンスであり、Ｃｗは巻線の分布容量である。Ｃａは二次側回路に適宜付加される補助的な共振コンデンサであり、Ｃｓは放電管周辺に発生する寄生容量である。

この例では、共振コンデンサＣａのＧＮＤ側を電流検出手段を介して接続することにより、その電流検出手段に生じる電圧をスイッチング手段の切り替えに利用している。スイッチング手段は通常考えられる冷陰極管用インバータ回路のスイッチング手段のいずれでも良く、ハーフ・ブリッジ形、フル・ブリッジ形、センター・タップ形、スイッチ・スナバ形などのスイッチング手段が使用可能である。

前記電流検出手段は抵抗でも良く、また、電流トランスや電流検出素子と増幅回路でも良く、ともに作用と効果は均等である。

又、図３のように電流検出手段としてツェナーダイオードＺｄを用いることもできる。この場合、ツェナーダイオードＺｄに流れる電流Ｉｚと発生する電圧Ｖｚとの関係は図４のようになる。ツェナーダイオードＺｄの降伏電圧を概ね５Ｖとすれば、デジタル波形に近い同期信号が簡単に得られることになる。

なお、技術的な主旨は全く同様であるが、ツェナーダイオードの代わりにフォトカプラとすることもできる。これを図５に示す。

図６は、センター・タップ形回路で構成した具体的実施例の一つである。昇圧トランスＴ１の一次巻線はセンター・タップを有し、センター・タップは電源に接続されている。他の二つの端子にはそれぞれスイッチング手段であるトランジスタＱ１、Ｑ２を介してＧＮＤに接続されている。この実施例は基本的に電流共振型回路であるので何らかの起動手段が必要となる。図中、抵抗Ｒ１、容量Ｃ１、サイリスタＳ１、ダイオードＤ１、ツェナーダイオードＺＤはこの起動手段を構成するものである。Ｃａは共振周波数調整用に補助的に付加される共振コンデンサであって、Ｒ２はＣａに流れる電流を検出する電流検出手段である。共振電流は共振コンデンサＣａ以外にも分布容量Ｃｗ及び寄生容量Ｃｓにも流れるが、これらの容量成分は等価的には共振コンデンサＣａと並列に接続されているために、共振コンデンサＣａに流れる電流は全ての容量性分に流れる共振電流と位相が等しい。したがって、共振コンデンサＣａに流れる電流を検出すれば正確な共振電流の位相が検出できることになる。Ｕ１はコンパレータであって、抵抗Ｒ２により検出された電流にしたがってトランジスタＱ１、Ｑ２をスイッチングするものである。

次に、図７に示す電流検出手段は、昇圧トランスの二次巻線に流れる電流を検出するものであり、この検出信号によってスイッチング手段のスイッチングタイミングを決定するものである。

この電流検出手段も図８に示す如く、図３と同様に、ツェナーダイオードＺｄで構成することも可能であり、また、ツェナーダイオードの代わりに、フォトカプラで構成できることは言うまでもないことである。これを図９に示す。

図１０は、これを具体的にセンター・タップ形回路で構成した一実施例である。

上記の回路はいずれも電力制御手段を持たないため、放電管の管電流を制御するためには電源電圧を制御するしかない。

そこで、電流検出手段に発生する電圧を利用して電力制御を行う方法を以下に示す。図１２はセンター・タップ型で構成したものであり、図１４はフル・ブリッジ型で構成したものである。この場合の電流検出手段は従来の電流共振型の電流検出手段も含む。

しかしながら、特願２００４−３１８０５９明細書及び特公昭６３−００５９９６号公報にも開示されるように、冷陰極管用の昇圧トランスの一次巻線には図１１のような「不所望な共振」が発生することがあり、必ずしも図４１に示すような理想的な正弦波にはなっていない場合が多い。この「不所望な共振」は、従来の電流共振型の電流検出手段においてはインバータ回路の動作不安定につながることがあるので注意が必要である。

一方、前記図６に示す電流検出手段は、共振コンデンサに流れる共振電流を検出するものであるから、最も正弦波に近い波形が得られる。前記図７に示す電流検出手段は、多少の歪みを含む正弦波となる。

また、放電管の定電圧特性により、図６において検出される電圧は、管電流の大小にかかわらず、ほぼ一定の電圧となる性質があるため、特段の波形整形を行わなくてもこのような比較器による制御回路が組みやすい特徴を持つものである。

図１２に示す回路の電力制御の様子を図１３に基づいて説明すれば、電流検出手段の抵抗Ｒ２に生じた電圧はコンパレータＡ２、Ａ３に与えられる。コンパレータＡ２及びＡ３は抵抗Ｒ２の電圧に対して逆位相で比較するように接続されている。抵抗Ｒ２の他の一端は基準電圧Ｖｒｅｆに接続されているが、これはコンパレータに対して基準電圧を与えるものである。Ｂｃは調光用の比較電圧であり、この比較電圧は抵抗Ｒ６を介してコンパレータＡ３の一方の入力端子に与えられると共にオペレーショナルアンプＡ１によって位相反転され、コンパレータＡ２にも与えられる。また、図１２の回路ではダイオードＤ２、Ｄ３、抵抗Ｒ４、容量Ｃ１によって管電流を検出し、管電流負帰還回路を構成している。

その結果、これらの電圧はコンパレータＡ２及びＡ３により電流検出手段の抵抗Ｒ２に発生する電圧と比較されることによってトランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチング信号を発生させる。これらのスイッチング信号は図１３に示すように相補的なものであって、それぞれ交互にトランジスタＱ１及びＱ２のゲートに与えられ、トランジスタＱ１およびＱ２をスイッチングする。これらのスイッチングタイミングは抵抗Ｒ２に発生する正弦波の頂点あるいは谷を中心にそのＯＦＦ時間が増減するようにタイミングが決定される。また、ＡＮＤ回路Ｇ１はこれらの信号をもとにトランジスタＱ３のスイッチングタイミングを生成する。ここで大切なことは、トランジスタＱ３がＯＮになるタイミングにより昇圧トランスＴ１の一次巻線に電圧が与えられるために、昇圧トランス一次巻線に与えられる電圧の実効値の位相と電流検出手段である抵抗Ｒ２に発生する電圧、即ち共振電流の位相とがほぼ一致するということである。

次に、このインバータ回路の動作周波数がどのように決定されるかについて述べれば下記のようになる。
仮に、二次側回路の共振周波数よりもインバータ回路の動作周波数が高くなった場合、電流検出手段Ｒ２に発生する電圧の位相は昇圧トランス一次巻線に与えられる電圧の実効値の位相に対して少し遅れる。その結果、コンパレータＡ２及びＡ３を介して生じるスイッチング信号の位相も遅れるようになり、インバータ回路の周波数は低くなる。逆にインバータ回路の動作周波数が低くなった場合にはコンパレータＡ２及びＡ３を介して生じるスイッチング信号の位相が進むようになりインバータ回路の動作周波数は高くなる。このようにして、インバータ回路の動作周波数は二次側回路の共振周波数に自動的に一致させられる。

つまり、この回路は二次側の共振回路の共振周波数を自動的に探すものであって、二次側回路の容量成分Ｃｗ、Ｃａ、Ｃｓが小さく設定されれば共振周波数は高くなり、それに伴ってインバータ回路の共振周波数も高くなる。逆に二次側回路の容量成分Ｃｗ、Ｃａ、Ｃｓが大きく設定されれば共振周波数は低くなり、それに伴ってインバータ回路の共振周波数も低くなるというものであるから、調光のために電力制御を行なった場合においてもインバータ回路の動作周波数は常に二次側回路の共振周波数に一致したものとなる。いずれ制御状態においてもスイッチング手段に流れる電流を検出するものではなく、ゼロ電流であることの情報を一切必要としないという点でゼロ電流スイッチング手段とは技術思想が大きく異なるものである。

次に、図１２の回路においてはトランジスタＱ１及びトランジスタＱ２のＯＮ時間は互いにオーバーラップするように構成されているが、これはオーバーラップ期間中は昇圧トランスの一次巻線に流れる電流をゼロ電位で短絡する働きをするものである。

しかしながら、オーバーラップはインバータ回路の効率改善に対して必須なものではない。小電力用途においては、ＭＯＳ型電界効果トランジスタＦＥＴに一般的に内蔵されるダイオードで代替することができ、大電力用途においても順方向電圧降下Ｖｒｆの低いショットキ型のダイオードを並列に接続することで代替できる。

むしろショットキ型のダイオードで代替し、適切な回生期間を設けた方が昇圧トランスの一次巻線に流れる電流が正弦波に近くなる。

したがって、本実施例は本発明を最も簡単に構成した一例に過ぎず、本願発明者の出願に係る特願２００４−３１８０５９発明に示すような回生期間を適宜設けて不所望な共振をダンプしても良いし、また、トランジスタＱ３を省略し、トランジスタＱ１とＱ２のスイッチング位相を逆にして、ＯＮ時間以外はすべて回生期間とし、電力制御を行っても良い。

次に、図１４は、フル・ブリッジ形回路で構成した実施例であり、コンパレータＡ２、Ａ３の出力までの基本的な構成は変わらない。フル・ブリッジ型回路であるので、片側のプシュプル回路を構成するトランジスタＱ３−Ｑ１間、或いは、トランジスタＱ４−Ｑ２間の貫通電流が発生しないように、上下のトランジスタのＯＮ時間のオーバーラップを防ぐデッドタイムが欠かせない。なお、デッドタイムの必要性については公知である。このタイミングを遅延回路およびＧ１ないしＧ４のゲートによって生成している。

カップリングコンデンサＣｃはフル・ブリッジ型回路のスイッチングのタイミングが狂い、バランスが崩れた場合に昇圧トランスの一次巻線に流れる直流電流をカットする目的のものである。なお、本発明においてはカップリングコンデンサＣｃについては十分に大きな容量とすることが好ましく、共振にかかわらせない方法を推奨するものである。

従前技術である固定周波数型駆動手段やゼロ電流型駆動手段の多くは、このカップリングコンデンサＣｃの容量の値を小さく設定することにより共振回路の一部として動作させている。しかしながら、この方法はトランス一次巻線の発熱を伴うものであってインバータ回路の変換効率を悪化させるものである。

なお、参考までに、図１４に示す回路の電力制御の様子を図１５に示す。デッドタイミングが設けられている他は、基本的な波形は図１３のものと同じである。

以上の実施例は、オペレーショナルアンプ及びゲート回路により構成した場合について述べたものであるが、全ての回路をＡＤコンバータ、デジタルカウンター、足し算器及びマグニチュードコンパレータで構成することも可能であり、又、中央制御ユニットＣＰＵなどを用いて計算により各スイッチング手段の制御信号を発生させても良い。

この他にも、本発明を実現する回路方式は多数あり、これらは本発明と均等である。
（作用）

まず、電流共振型の駆動手段がなぜインバータ回路に高効率をもたらすかについての一般論について述べる。

図１６は、昇圧トランスの一次側駆動回路までを含めた二次側共振回路の等価回路を示す説明図であって、従来の電流共振型回路による冷陰極管用インバータ回路における昇圧トランスと負荷である冷陰極管との関係を示したものである。この等価回路においては昇圧トランスを三端子等価回路で表してある。

米国特許第６，１１４，８１４−Ｂ１号、同第６，６３３，１３８号、同第６，２５９
，６１５号、同第６，２５９，６１５号及び特開２００２−２３３１５８の各公報では、これをtank circuitと称しており、特開昭５９−０３２３７０号の共振回路及び本発明の発明者による特許第２７３３８１７号（米国特許第５４９５４０５号）及び特開２００３−１６８５８５の各公報においては共振回路と称しているものであるが、いずれも同じものを意味するものである。この場合、電流検出手段は昇圧トランスの一次側に設けられている。

この図１６において、Ｃｃは一次側のカップリングコンデンサであり、従来の電流共振型回路においては直流をカットする目的で或いは駆動手段がフル・ブリッジ（H-Bridge）回路である場合にはスイッチングのアンバランスによる直流成分をカットするために必要に応じて挿入されるものである。冷陰極管用のインバータ回路においては一般的には十分に大きな値を有することで共振に関与させない方が良い。なお、カップリングコンデンサＣｃを共振に関与させた場合にはインバータ回路の発熱が多くなり変換効率が低下する。

Leはトランスの漏れインダクタンス（関係学会における称呼）であり、JIS測定法による漏れインダクタンス（JIS）Lsとは区別される。Mはトランスの相互インダクタンスである。Cｗはトランス二次巻線の分布容量、Caは共振周波数の調整のために適宜付加される共振容量、Csは放電管周辺に発生する寄生容量で、これらは合成されて二次側の共振容量を構成するものであり、Zは放電管のインピーダンスである。

参考までに、トランスの巻線の自己インダクタンスをLo、結合係数をkとすると、これらの数値の間には次の関係がある。
Le＝k・Lo
M＝（1−k）・Lo

なお、一般的な電流共振型回路においては共振電流の検出手段はトランス一次側に配置され、トランス一次側の入力電流を検出するものである。

この等価回路を用いて回路シミュレーションを行うと次のような結果が得られる。
図１７は前記図１６の等価回路によりシミュレーションを行った場合の位相特性（上）と伝達特性（下）を示す説明図である。図１７において、横軸はインバータ回路の駆動周波数を表し、図１７（上）はトランス一次側から見た電圧と電流の位相関係を示した図であり、図１７（下）は放電管のインピーダンスZに与えられる電圧を表したものである。この図１７の中で、放電管のインピーダンスZは３段階に変化させている。ａがインピーダンス高、ｂがインピーダンス中、ｃがインピーダンス低の場合である。

冷陰極管を駆動する場合の二次側の共振回路は Parallel loaded serial resonance 回路と呼ばれるものであり、負荷に応じて昇圧作用を持つ。この場合、図１７（上）において、位相特性とゼロ度の線が交差した周波数において、インバータ回路の駆動周波数は決定される。これを詳しく見ると以下のようになる。

放電管のインピーダンスZを高、中、低と変化させた場合の位相特性を見ると、共振回路のインピーダンスに比べて放電管のインピーダンスが低くなるに従い、図１７（上）で示されるように、図１６に示される電流検出手段１で検出される電流位相は共振電流の位相よりも遅れることになり、インバータ回路の発振周波数は共振回路の共振周波数よりも低い周波数で発振することになる。

そして、インピーダンス小の場合にはゼロ度と交わる周波数がなくなってしまう。これは、従来の電流共振型インバータ回路においては、ある限界を超えて放電管のインピーダンスZが小さくなると発振の継続が不可能になってしまうことを示している。これはゼロ電流スイッチング型の駆動回路においては“暴走”と呼ばれる現象として公知であり、ゼロ電流スイッチング型の駆動手段の欠点とされている。ここで、放電管のインピーダンスが低い場合とは、すなわち、図１６の等価回路において共振回路のQ値が低いということである。

つまり、電流共振型の回路とは位相特性で示されるように、インバータ回路の発振周波数における昇圧トランス一次側の電圧位相と電流位相との間に位相差がない周波数を自動的に探して発振する回路であるということである。すなわち、電流共振型の回路は力率が良い周波数を選んで動作するものであり、その結果、昇圧トランスの一次巻線側には励磁電流がほとんど流れないことから、昇圧トランス一次巻線の銅損が減り、インバータ回路の変換効率が向上するものである。

以上、従来の電流共振型回路によって、Parallel loaded serial resonance 回路を駆動した場合の作用について述べたが、次に本発明における電流共振型回路の作用について述べると次のようになる。

図１８は図１の回路を等価回路に置き換えたものである。これをもとに回路シミュレーションを行うと次のようになる。
図１９（上）および図１９（下）において横軸は周波数であり、図１９（上）は位相特性、図１９（下）は伝達特性を表している。ａは冷陰極管のインピーダンスが大、ｂはインピーダンスが中、ｃはインピーダンスが小の場合である。

本発明の電流共振型回路においては共振用コンデンサＣａに流れる電流を検出することによってスイッチング手段の切り替えのタイミングを決定するものである。したがって、図１９（上）において、ａ，ｂ，ｃの位相特性がゼロ度と交わる周波数において、インバータ回路の動作周波数が決定される。

また、負荷のインピーダンス、高、中、低のいずれの場合においてもインバータ回路の動作周波数が変わらないことが特徴である。

さらに、従来の電流共振型回路と異なるのは、負荷のインピーダンスが小さく、共振回路のＱ値が低い場合においてもインバータ回路の発振の継続が可能であって、暴走現象がないという特徴も有するものである。これは、従来の電流共振型の電流検出方法とは異なり、純粋な共振電流のみを検出しているからである。したがって、この検出方法は負荷に流れる電流の大小に影響されない。したがって、負荷のインピーダンスが低い場合から高い場合まで幅広い負荷の範囲において安定した動作が期待できるものである。

次に図２０の電流検出手段に基づいた電流共振型回路の作用について述べる。
図２０は図７の回路を等価回路に置き換えたものである。電流検出手段は昇圧トランス二次巻線のGND側に取り付けても高圧側に取り付けても回路シミュレーション上においては等価である。

これをもとに回路シミュレーションを行うと次のようになる。
図２１（上）および図２１（下）において横軸は周波数であり、図２１（上）は位相特性、図２１（下）は、前記図１７、図１９と同様に、伝達特性を表している。ａは冷陰極管のインピーダンスが大、ｂはインピーダンスが中、ｃはインピーダンスが小の場合である。

本発明の電流共振型回路においては昇圧トランスの二次巻線に流れる電流を検出することによりスイッチング手段の切り替えのタイミングを決定するものである。したがって、図２１において、ａ，ｂ，ｃの位相特性がゼロ度と交わる周波数において、インバータ回路の動作周波数が決定される。

また、負荷のインピーダンス、高、中、低と低くなるにしたがって、インバータ回路の駆動周波数が低くなることが特徴である。ここで、従来の電流共振型回路と異なるのは、負荷のインピーダンスが小さく、共振回路のＱ値が低い場合においてもインバータ回路の発振の継続が可能であって暴走現象がないという特徴も有するものである。したがって、負荷のインピーダンスが低い場合から高い場合まで幅広い負荷の範囲において安定した動作が期待できるものである。

また、トランス一次巻線側から見た電圧実行値の位相と電流位相とが近い関係になることは力率が良いことを意味する。

次に本発明の電力制御手段についてその作用を説明する。本発明においては電力制御を行わない場合のみならず、電力制御手段においても力率を変化させないものである。

本発明の電力制御手段を図２２および図２３に示す。図２２は流通角を狭くしてインバータ回路の電力を小さくした場合であり、図２３は流通角を広くしてインバータ回路の電力を大きくした場合である。電力制御波形は検出された電流波形のピークを中心に流通角が変化して電力を制御する。どちらの場合も破線で示す電圧実効値の位相と電流の位相とがほぼ等しくなるように制御されるため、常に昇圧トランス一次巻線側から見た力率が良い。

これは励磁電流がほとんど流れないことを意味する。励磁電流がほとんど流れないということは、理想的な条件下で駆動される限り、昇圧トランスの一次巻線の自己インダクタンスは小さくても良いことになり、これは放電管用の昇圧トランスの設計概念を抜本的に変えることにつながる。

即ち、コア材の透磁率は従来よりも低くてよく、トランスの一次巻線および二次巻線の巻数は従来よりも少なくて良い。特に、トランス二次巻線の巻数が多すぎる場合は、特許第２７３３８１７号公報および特願２００３−３６５３２６明細書で開示するように、トランス二次巻線の分布定数性によって密結合/疎結合の構成（即ち1/4λの自己共振）が生じ、これらの自己共振現象は放電管用の昇圧トランスにおける二次巻線の巻数の最大値を決定する重要なパラメータとなっているため、二次巻線の巻数を少なくできることは重要な意味がある。

また、特願２００３−３６５３２６明細書で開示する趣旨を勘案すれば、小さい形状でより大きな電力を変換できる昇圧トランスが実現できることを示唆している。
〔発明の効果〕

本発明によれば、従来のコレクタ共振型回路と比較しても遜色のない簡便な回路でありながら、インバータ回路の変換効率を大幅に向上させることができる。その結果、インバータ回路の発熱を低減させることができる。

また、本発明の基本的な趣旨を応用して集積回路を構成することも可能であり、その場合のIC内部の回路構成も非常にシンプルなものになるため、非常にローコストな回路を構成することが可能である。

また、インバータ回路の動作周波数は二次側の共振回路の共振周波数が正確に反映されるために、寄生容量の変動などによる周波数ずれにも対処することが容易になり、インバータ回路の信頼性が向上する。

また、放電管周辺に発生する寄生容量の値は二次側回路の共振周波数を定める重要なパラメータであるにもかかわらず、本発明の出願時点において、いまだに仕様化される様子が見られない。

これらは工業の発展上大きな問題であるが、本発明によれば、電流共振型の回路が自動的に最適な駆動周波数を探してくれるため、それらの重要なパラメータが未開示であってもインバータ回路は容易に動作する。

また、当業者に対して二次側回路の放電管周辺寄生容量の重要さに関する啓発も同時に行えるものと考えられる。

また、本発明によれば、二次側の共振回路のQ値を高く設定することができるので、インバータ回路の動作周波数を安定化させることができ、電力制御を行っても周波数変動の少ないインバータ回路を実現することができる。

また、同時にトランスも小型化される。逆に、従来コレクタ共振型回路で使用されていたトランスと同じ外径寸法のものを用いた場合には、概ね５０％ないし１００％大きい電力で使用することが可能となる。この場合、トランス二次巻線の巻数を変更し、適度な漏れインダクタンス値を有するように変更する必要があることは言うまでもない。このようにして実現されたトランスは外径寸法形状が従来型と同じであるが、電気的特性が全く異なるものになることもまた言うまでもないことである。

また、一つのインバータ回路で同時に多数の放電管を点灯する場合においても、二次側回路のQ値が高く設定できるので、一つの回路で多数の放電管を点灯させるための回路が容易に実現できるようになった。

また、外部電極冷陰極管（ＥＥＦＬ）などの駆動においても共振昇圧により高い電圧で駆動できるとともに、高い効率で駆動できるインバータ回路を実現できるようになった。

本発明に係る電流共振型回路の共振電流位相検出手段を昇圧トランスの二次側とした一実施例を示す回路構成図である。 本発明に係る共振回路の一実施例を示す等価回路図である。 本発明に係る電流共振型回路の共振電流位相検出手段としてツェナーダイオードＺｄ 用いた一実施例を示す回路構成図である。 図３の回路構成のツェナーダイオードＺｄに流れる電流Ｉｚと発生する電圧Ｖｚとの関係を示す波形図である。 本発明に係る電流共振型回路の共振電流位相検出手段としてフォトカプラを用いた一実施例を示す回路構成図である。 本発明に係る電流共振型回路をセンター・タップ形回路で構成した具体的な一実施例を示す回路図である。 本発明に係る電流共振型回路の共振電流位相検出手段を昇圧トランスの二次巻線に流れる電流検出信号によってスイッチング手段のスイッチングタイミングを決定する一実施例を示す回路構成図である。 本発明に係る電流共振型回路の共振電流位相検出手段としてツェナーダイオードＺｄを用いた他の実施例を示す回路構成図である。 本発明に係る電流共振型回路の共振電流位相検出手段としてフォトカプラを用いた他の実施例を示す回路構成図である。 本発明に係る電流共振型回路をセンター・タップ形回路で構成した具体的な他の実施例を示す回路図である。 冷陰極管用の昇圧トランスの一次巻線に現れることがある不所望な共振電流の波形図である。 本発明に係る電流共振型回路の共振電流位相検出手段を昇圧トランスの二次側とした他の実施例を示す回路構成図である。 図１２に示す回路の電力制御の様子を説明する出力波形のタイミング図である。 本発明に係る電流共振型回路の共振電流位相検出手段をフル・ブリッジ形回路で構成した具体的な一実施例を示す回路図である。 図１４に示す回路の電力制御の様子を説明する出力波形のタイミング図である。 従来技術における昇圧トランスの一次側駆動回路までを含めた二次側共振回路の等価回路を示す説明図である。 図１６の等価回路によりシミュレーションを行った場合の位相特性（上）と伝達特性（下）を示す説明図であって、横軸は周波数である。 図２の回路の等価回路を示す説明図である。 図１８の等価回路によりシミュレーションを行った場合の位相特性（上）と伝達特性（下）を示す説明図であって、横軸は周波数である。 図７の回路の等価回路を示す説明図である。 図２０の等価回路によりシミュレーションを行った場合の位相特性（上）と伝達特性（下）を示す説明図であって、横軸は周波数である。 本発明の電圧実効値と共振電流の位相の関係を示し、流通角を狭くしてインバータ回路の電力を小さくした場合の電力制御手段である。 本発明の電圧実効値と共振電流の位相の関係を示し、流通角を広くしてインバータ回路の電力を大きくした場合の電力制御手段である。 従来のコレクタ共振型のインバータ回路を示す回路構成図である。 従来の冷陰極管用インバータ回路の一例を示す回路構成図である。 図２５に示すインバータ回路の二次側回路の共振周波数が一次側回路の発振周波数の３倍であることを説明する説明図である。 図２５に示すインバータ回路の発振周波数と３次の高調波が合成されて台形の波形が生成されることを説明する説明図である。 図２５に示すインバータ回路の実際の３倍共振型回路の冷陰極管に流れる電流波形を示す説明図である。 従来の３倍共振に用いられるものであって、磁路構造がクローズしながら磁束漏れの多いトランスの一例を示す説明図である。 時代とともに fo と fr との関係が変遷してきたことを説明する説明図であって、fo はインバータ回路の駆動周波数、fr は二次側回路の共振周波数である。 従来のインバータ回路の一例において、駆動手段側から見た力率改善の手法を説明する説明図である。 従来の代表的なゼロ電流スイッチング型の回路例である。 従来のゼロ電流スイッチング型回路の動作を説明する制御波形とその位相関係を示す説明図であり、Fig.１１Ａ、Ｂは電力制御を全く行っていない状態、Fig.１１Ｃ、Ｄは電力制御を行った状態を示している。 従来のゼロ電流スイッチング型回路の動作を説明する制御波形とその位相関係を示す説明図であり、Fig.１１Ｅ、Ｆは電圧実効値の位相が電流実効値の位相よりも進んだ状態でゼロ電流スイッチング動作をさせようとした場合、Fig.１２Ａ、Ｂはゼロ電流スイッチング動作ではない制御の場合を示している。 従来の熱陰極管用として公知な電流共振型回路の一例を示す回路構成図である。 従来の電流共振型回路とDC-DCコンバータ回路と漏洩磁束型トランスとを組み合わせた冷陰極管用インバータ回路の調光回路の一例を示す回路構成図である。 従来のゼロ電流スイッチング型回路において、ゼロ電流を検出してスイッチング手段をＯＮした後、一定時間後にスイッチング手段をＯＦＦする方法を示す説明図である。 従来のＲＳフリップフロップであって、ゼロ電流でセットされ、一定時間後にリセットされることを示す説明図である。 従来の電流共振型の放電管用インバータ回路の一例を示す回路構成図である。 従来の電流共振型回路をハーフ・ブリッジ型回路で構成した場合の冷陰極管点灯用のインバータ回路を説明する回路構成図である。 従来の電流共振型回路におけるスイッチングがゼロ電流ポイントにおいて行われることを説明する説明図である。 従来のゼロ電流スイッチング型回路において、電力大の場合の昇圧トランス一次巻線に与えられる電圧と電流との関係を模式的に示す位相図である。 従来のゼロ電流スイッチング型回路において、電力小の場合の昇圧トランス一次巻線に与えられる電圧と電流との関係を模式的に示す位相図である。 従来の電圧実効値の位相に比べて電流波形の位相がどれだけ遅延するかについて、遅延角と流通角（デューティー比）との関係を示す説明図である。 従来のゼロ電流スイッチング回路において、遅延角によりインバータ回路の動作周波数が決定されることを説明する説明図である。 従来のゼロ電流スイッチング回路において、一次側換算した負荷電流をａとしたときの力率について検討した図である。 図４６の力率について検討する場合の一次側換算負荷電流、励磁電流、一次巻線電流の関係を示す説明図である。

Claims (8)

1. 電流共振型のインバータ回路は昇圧トランスを有し、該昇圧トランスの二次側巻線側には該昇圧トランスの二次巻線の漏れインダクタンスと二次側回路に存在する容量成分との間で共振回路を構成し、該昇圧トランスの二次側回路の容量成分に含まれる補助的な共振容量と該補助的な容量に流れる共振電流の位相を検出する共振電流位相検出手段と、該共振電流位相検出手段の出力を受けて切り替えタイミングを決定するスイッチング手段を有し、該スイッチング手段は該昇圧トランスの一次側巻線を駆動し、該昇圧トランスの二次巻線の漏れインダクタンスと該補助的な共振容量を含む容量成分が直列共振回路を構成し、該直列共振回路の共振周波数において自励発振をすることを特徴とする電流共振型放電管用インバータ回路。
2. 電流共振型のインバータ回路は昇圧トランスを有し、該昇圧トランスの二次巻線に流れる共振電流の位相を検出する共振電流位相検出手段と、該共振電流位相検出手段の出力を受けて切り替えタイミングを決定するスイッチング手段を有し、該スイッチング手段は該昇圧トランスの一次側巻線を駆動し、該昇圧トランスの二次巻線の漏れインダクタンスと該補助的な共振容量を含む容量成分が直列共振回路を構成し、該直列共振回路の共振周波数において自励発振をすることを特徴とする電流共振型放電管用インバータ回路。
3. 前記昇圧トランスの一次巻線はセンター・タップを有し、該センター・タップは電源に接続され、他の二つの端子はそれぞれスイッチング手段であるトランジスタを介して接地されている請求項１又は２記載の電流共振型放電管用インバータ回路。
4. 請求項１乃至３のいずれかに記載の電流共振型放電管用インバータ回路において、前記共振電流位相検出手段に生じる電圧と電力制御信号の電圧とを比較することにより、該共振電流位相検出手段に生じる電圧の正側のピークまたは負側のピークを中心として時間的前後に均等に広がる電力制御波形を生じせしめ、該電力制御波形によって前記昇圧トランスの一次側巻線を駆動するスイッチング手段を導通させる電流共振型放電管用インバータ回路。
5. 電流共振型のインバータ回路は昇圧トランスを有し、該昇圧トランスの二次側巻線側には該昇圧トランスの二次巻線の漏れインダクタンスと二次側回路に存在する容量成分との間で共振回路を構成し、電流共振型のインバータ回路をフル・ブリッジ形回路で構成し、該フル・ブリッジ形回路は昇圧トランスを有し、該昇圧トランスの二次巻線に流れる電流を検出する共振電流位相検出手段を有し、該共振電流位相検出手段の出力を受けて切り替えタイミングを決定するスイッチング手段を有し、該スイッチング手段は該昇圧トランスの一次側巻線を駆動し、該昇圧トランスの二次巻線の漏れインダクタンスと該補助的な共振容量を含む容量成分が直列共振回路を構成し、該直列共振回路の共振周波数において自励発振をすることを特徴とする電流共振型放電管用インバータ回路。
6. 請求項５記載の電流共振型のインバータ回路をフル・ブリッジ形回路で構成し、該フル・ブリッジ形回路は昇圧トランスを有し、該昇圧トランスの二次巻線に流れる電流を検出する共振電流位相検出手段を有し、該共振電流位相検出手段に生じる電圧と電力制御信号の電圧とを比較することにより、該共振電流位相検出手段に生じる電圧の正側のピークまたは負側のピークを中心として時間的前後に均等に広がる電力制御波形を生じせしめ、該電力制御波形によって前記昇圧トランスの一次側巻線を駆動するスイッチング手段を導通させることを特徴とする電流共振型放電管用インバータ回路。
7. 請求項１又は２の電流共振型放電管用インバータ回路において、前記共振電流位相検出手段は一端がＧＮＤに接続されたツェナー・ダイオードである放電管用インバータ回路。
8. 請求項１又は２の電流共振型放電管用インバータ回路において、前記共振電流位相検出手段はフォトカプラである放電管用インバータ回路。

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