JPH06327265A

JPH06327265A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH06327265A
Application number: JP5107117A
Authority: JP
Inventors: Shigeyuki Funabiki; 繁之舩曳; Hitoshi Komatsubara; 均小松原; Takashi Kanbara; 隆神原; Koichiro Tanikawa; 孝一郎谷河
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-05-10
Filing date: 1993-05-10
Publication date: 1994-11-25

Abstract

(57)【要約】【目的】トランスの２次出力電圧を簡単に制御すること
ができ、小型で且つ安価なインバータ装置を提供するに
ある。【構成】スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂は制御部ＣＴから
の駆動信号により交互にオンオフしてコンデンサＣ₀の
両端に共振電圧Ｖ₀を発生させる。一方スイッチング素
子Ｓ₀は制御部ＣＴからの駆動信号により、コンデンサ
Ｃ₀に加わる共振電圧Ｖ₀が略零となった時点である一
定期間オンする。スイッチング素子Ｓ₀のオンの間、ト
ランスＴの１次側インダクタンス成分Ｌ₁，Ｌ₂は相殺
された形となり、直流電源ＶｓからインダクタＬｓにス
イッチング素子Ｓ₀のオン期間に応じたエネルギーが磁
気エネルギーとして蓄積される。スイッチング素子Ｓ₀
がオンからオフとなった時点ｔ₂でインダクタＬｓに蓄
えられたエネルギーは共振のエネルギーとなり、共振電
圧Ｖ₀の最大値並びに実効値を上昇させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電力を交流電力に
変換して負荷を駆動するインバータ装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】従来のこの種のインバータ装置として
は、特願昭５５−４３０８０号に示されたものがある。
図２１はこの従来例装置の回路を示しており、この従来
例装置は商用交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢで
整流して直流電圧を得る直流電源Ｖｓと、１次巻線ｎ₁
側に中間タップを有したトランスＴと、直流電源Ｖｓの
一方の極とトランスＴの中間タップとの間に接続したイ
ンダクタＬｓと、トランスＴの１次巻線ｎ₁の両端と直
流電源Ｖｓの他方の極との間に夫々接続したトランジス
タからなるスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂と、トランスＴ
の１次巻線ｎ₁の両端間に接続した共振用のコンデンサ
Ｃ₀とを備え、トランスＴの２次巻線ｎ₂の両端間に限
流用インダクタＬ_B、Ｌ_Bを介して接続した蛍光灯のよ
うな放電灯Ｌａからなる負荷回路Ｌ₀を接続し、スイッ
チング素子Ｑ₁、Ｑ₂を帰還巻線ｎ₃の出力により交互
にオン、オフさせて自励発振し、コンデンサＣ₀の両端
にトランスＴのインダクタンス成分との共振で共振電圧
を発生させるようになっている。

【０００３】更に詳しく説明すると、定電流プッシュプ
ルインバータでは、スイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂を交互
にオン、オフさせるが、この従来例ではコンデンサＣ₀
の両端に発生する共振電圧Ｖ₀が零となった時点からも
オン状態のスイッチング素子Ｑ₁又はＱ₂のオン状態を
継続させるとともに所定時間経過後オフしていたスイッ
チング素子Ｑ₂又はＱ₁もオンして同時オンさせ、イン
ダクタＬｓに過大な電流を流してインダクタＬｓに磁気
エネルギーを蓄積し、その後先にオンしていたスイッチ
ング素子Ｑ₁又はＱ₂をオフすることにより、蓄積エネ
ルギーによってインダクタンタＬｓの両端に電圧を発生
させ、この電圧と直流電源Ｖｓの電圧とを加算した電圧
をトランスＴの１次巻線ｎ₁に印加することにより、ト
ランスＴの２次巻線ｎ₂の誘起電圧を上昇させる。そし
てコンデンサＣ₀の容量を変えることによりスイッチン
グ素子Ｑ₁、Ｑ₂の同時オンの期間を可変してインダク
タＬｓに蓄積されるエネルギーを調整し、２次巻線ｎ₂
の誘起電圧を可変することができるようになっている。
尚トンラスＴの２次側には予熱用巻線ｎ_Hを設けてあ
る。

【０００４】図２２は上述の従来例の基本回路構成を示
し、この基本構成により更に従来例を考察してみる。こ
の基本回路構成は上述したようにコンデンサＣ₀の両端
に発生する共振電圧Ｖ₀が零となった時点後、一定期間
それまでオンしていたスイッチング素子Ｑ₁又はＱ₂の
状態を継続させるとともに、オフしていたスイッチング
素子Ｑ₂又はＱ₁をオンとすることにより同時オン期間
を設定し、このオン期間においてインダクタＬｓにエネ
ルギーを蓄積し、その後先にオンしていたスイッチング
素子Ｑ₁又はＱ₂をオフとすることにより、インダクタ
Ｌｓに蓄積されたエネルギーが共振のエネルギーとなり
トランスＴの２次出力電圧を上昇させる。またスイッチ
ング素子Ｑ₁、Ｑ₂のオン期間を可変することによりイ
ンダクタＬｓに蓄積されるエネルギーを調整し、トラン
スＴの２次出力電圧の制御を行うようになっている。図
２３のタイミングチャートにおいて、今仮に時点ｔ₀−
ｔ ₂間であるとすると、共振電圧Ｖ₀は図２３（ｃ）に
示すように負であり、共振により時点ｔ₁においては共
振電圧Ｖ₀は零となる。通常の定電流プッシュプルイン
バータでは時点ｔ₁でスイッチング素子Ｑ₂をオンと
し、スイッチング素子Ｑ₁をオフとするが、図２３
（ａ）に示すように時点ｔ₁の後もスイッチング素子Ｑ
₁のオン状態を継続させることにより直流電源Ｖｓ→イ
ンダクタＬｓ→トランスＴの１次巻線ｎ₁のインダクタ
ンス成分Ｌ₁→スイッチング素子Ｑ₁→直流電源Ｖｓの
経路に電流が流れてインダクタＬｓにエネルギーを蓄え
る。その後スイッチング素子Ｑ₂を図２３（ｂ）に示す
ようにオンとし、更に時点ｔ₂でスイッチング素子Ｑ₁
をオフすることにより、インダクタＬｓに蓄えられたエ
ネルギーにより発生するインダクタＬｓの電圧と直流電
源Ｖｓの電圧とを加算して、トランスＴの１次巻線ｎ₁
に印加し、共振電圧Ｖ₀を上昇させる。次に共振電圧Ｖ
₀が零となった時点ｔ₃においても同じくスイッチング
素子Ｑ₂のオン状態を維持し、その後スイッチング素子
Ｑ₁をオンとし、時点ｔ₄でスイッチング素子Ｑ ₂オフ
とする。時点ｔ₃−ｔ₄の期間には直流電源Ｖｓ→イン
ダクタＬｓ→トランスＴの１次巻線ｎ₁のインダクタン
ス成分Ｌ₂→スイッチング素子Ｑ₂→直流電源Ｖｓの経
路に電流が流れてインダクタＬｓにエネルギーを蓄え、
上述と同様にこのエネルギーを用いることにより共振電
圧Ｖ₀を上昇させる。そして時点ｔ ₁−ｔ₂及び時点ｔ
₃−ｔ₄の期間を可変することによりトランスＴの２次
出力電圧を制御することができるのである。尚図２３
（ｄ）はスイッチング素子Ｑ₁のコレクタ・エミッタ間
の電圧Ｖ_Q1を、図２３（ｅ）はスイッチング素子Ｑ₁の
コレクタ電流Ｉ_Q1を、また図２３（ｆ）はスイッチング
素子Ｑ₂のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖ_Q2を、図２３
（ｅ）はスイッチング素子Ｑ₂のコレクタ電流Ｉ _Q2を夫
々示す。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで図２１の従来
例回路では、スイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂が同時オン状
態から次の動作（スイッチング素子Ｑ₁又はＱ₂がオ
フ）に移るときスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂に加わる電
圧Ｖ_Q1、Ｖ_Q2は図２３（ｄ）、（ｆ）に示すような値を
持っており、このことはスイッチングロスの増加やノイ
ズの発生につながり装置の大型化やコストの増大を招く
という問題がある。また定電流プッシュプルインバータ
は共振形のため従来出力を制御する方法としては上述し
た方法の他に周波数制御がとられてきた。しかしながら
周波数制御は共振周波数を変えるため、コンデンサＣ₀
やトランスＴのインダクタＬｓの定数を何らかの方法で
可変する必要があり、これは回路を複雑にし装置の大型
化やコストアップにもつながる欠点があった。

【０００６】本発明は上述の問題点に鑑みて為されたも
ので、その目的とするところはスイッチング素子の零電
圧スイッチング動作を保ちながら、トランスの２次出力
電圧を簡単に制御することができ、小型で且つ安価なイ
ンバータ装置を提供するにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに、請求項１の発明は本発明は直流電源と、１次巻線
に中間タップを有したトランスと、直流電源の一方の極
とトランスの中間タップとの間に接続したインダクタ
と、トランスの１次巻線の両端と直流電源の他方の極と
の間に夫々接続した第１、第２のスイッチング手段と、
トランスのインダクタンス成分と共振するコンデンサと
を備え、トランスの２次巻線の両端間に負荷回路を接続
し、第１、第２のスイッチング手段を交互にオン，オフ
することによりコンデンサに共振電圧を発生させるイン
バータ装置において、コンデンサの電荷を放出する閉ル
ープ手段と、コンデンサに発生する共振電圧が略零とな
った時点で閉ループ手段を一定期間オンし、このオン期
間を可変して負荷回路への出力を制御する制御手段とを
具備したものである。

【０００８】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、閉ループ手段として第１、第２のスイッチング手段
を共振電圧が略零となった時点で、それまでオンしてい
たスイッチング手段を継続してオンするとともにそれま
でオフしていたスイッチング手段もオンして、両スイッ
チング手段が同時オンする期間を設け該オン期間を制御
するものである。

【０００９】請求項３の発明は、請求項１又は２の発明
において、コンデンサをトランスの１次巻線の両端間に
接続したものである。請求項４の発明は、請求項１又は
２の発明において、コンデンサをトランスの２次巻線の
両端間に接続したものである。請求項５の発明は、請求
項３の発明において、閉ループ手段をトランスの１次巻
線の両端間に接続したものである。

【００１０】請求項６の発明は、請求項３又は４の発明
において、閉ループ手段をトランスの２次巻線の両端間
に接続したものである。請求項７の発明は、請求項１乃
至６の発明において、トランスにリーケージトランスを
使用したものである。請求項８の発明は、請求項１乃至
７の発明において、トランスに単巻トランスを使用した
ものである。

【００１１】請求項９の発明は、請求項１乃至８の発明
において、制御手段として電源電圧の変化に対して負荷
回路への出力電力を一定化する自励駆動手段を設けたも
のである。請求項１０の発明は、請求項１乃至９の発明
において、直流電源を交流を整流若しくは整流平滑して
直流を発生する電源部にて構成したものである。

【００１２】

【作用】請求項１の発明によれば、コンデンサの電荷を
放出する閉ループ手段と、コンデンサに発生する共振電
圧が略零となった時点で閉ループ手段を一定期間オン
し、このオン期間を可変して負荷回路への出力を制御す
る制御手段とを具備してあるので、スイッチング素子の
零電圧スイッチング動作を保ちながら、閉ループ手段の
オン期間の制御で、２次出力電圧の制御が行え、そのた
めコンデンサやインダクタの定数を変える必要がなくて
構成が簡単となり、装置の小型化が図れ、また動作周波
数の変化が小さくなるため、ノイズ発生帯域が狭くなり
ノイズ対策も容易となる。

【００１３】請求項２の発明によれば、閉ループ手段と
して特別なスイッチング素子を設ける必要がない。その
ため構成の簡単化が一層図れ、装置の小型化がより可能
となる。請求項６の発明によれば、閉ループ手段をトラ
ンスの２次巻線の両端間に接続したものであるから、ト
ランスの２次巻線をグランド等の安定電位に落として使
用する場合、閉ループ手段の駆動が簡単となる。

【００１４】請求項７の発明によれば、トランスにリー
ケージトランスを使用するので、放電灯点灯装置等に用
いる際に２次巻線に限流用素子を必要とすることがな
く、装置の一層の小型化が可能となる。請求項８の発明
によれば、トランスに単巻トランスを使用したので、ト
ランスの小型化が図れ、そのため装置の小型化をより一
層進めることができる。

【００１５】請求項９の発明によれば、制御手段とし
て、電源電圧の変化に対して負荷回路への出力電力を一
定化する自励駆動手段を設けたので、上記各発明の特徴
を生かせた自励駆動回路を持つインバータ装置を実現す
ることができる。

【００１６】

【実施例】（実施例１）図１は本発明の基本的な実施例
を示し、図２は本実施例の動作のタイミングチャートを
示す。本実施例回路では、トランスＴの１次巻線ｎ₁の
両端に接続しているコンデンサＣ₀に並列にコンデンサ
Ｃ₀を短絡する閉ループ手段を構成するスイッチング素
子Ｓ₀を設けた点で従来例と異なるものである。

【００１７】而してスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂は制御
手段を構成する制御部ＣＴからの駆動信号により交互に
オンオフし、これによりコンデンサＣ₀の両端に共振電
圧Ｖ ₀を発生させる。一方スイッチング素子Ｓ₀は制御
部ＣＴからの駆動信号により、コンデンサＣ₀に加わる
電圧（共振電圧Ｖ₀）が略零となった時点である一定期
間オンする。

【００１８】このスイッチング素子Ｓ₀のオンの間、ト
ランスＴの１次巻線インダクタンス成分Ｌ₁，Ｌ₂は相
殺された形となり、直流電源ＶｓからインダクタＬｓに
スイッチング素子Ｓ₀のオン期間に応じたエネルギーが
磁気エネルギーとして蓄積される。次にスイッチング素
子Ｓ₀がオンからオフとなった時点でインダクタＬｓに
蓄えられたエネルギーは共振のエネルギーとなり、共振
電圧Ｖ₀の最大値並びに実効値を上昇させる。

【００１９】これによりスイッチング素子Ｓ₀のオン期
間を長くすると、２次出力は増加し、短くすると２次出
力は減少する。即ち、スイッチング素子Ｓ₀のオン期間
を可変にすることで２次出力の制御が可能となる。図２
に示すタイミングチャートにおいて、今、仮に時点ｔ₀
−ｔ₁間であるとすると、スイッチング素子Ｓ₁が図２
（ａ）に示すようにオン、スイッチング素子Ｓ₂が図２
（ｂ）に示すようにオフ、図２（ｃ）に示すようにスイ
ッチング素子Ｓ₀がオフ状態にある。そしてコンデンサ
Ｃ₀の共振電圧Ｖ₀は図２（ｄ）に示すように共振によ
り時点ｔ₁において零となる。ここで時点ｔ₁におい
て、閉ループ手段であるスイッチング素子Ｓ₀をオンと
してコンデンサＣ₀を短絡すると、それまでコンデンサ
Ｃ₀に流れていた共振電流はインダクタンス成分Ｌ₁→
スイッチング素子Ｓ₀→インダクタンス成分Ｌ₂→イン
ダクタンス成分Ｌ₁の経路で流れ、共振電圧Ｖ₀は零の
状態を維持する。

【００２０】またこの時直流電源Ｖｓ→インダクタＬｓ
→インダクタンス成分Ｌ₁→スイッチング素子Ｓ₁→直
流電源Ｖｓの経路で電流が、また直流電源Ｖｓ→インダ
クタＬｓ→Ｌ₂→スイッチング素子Ｓ₀→スイッチング
素子Ｓ₁→直流電源Ｖｓの経路で電流が流れてインダク
タＬｓにエネルギーが蓄積される。次に時点ｔ₂でスイ
ッチング素子Ｓ₂をオンとし、スイッチング素子Ｓ₁，
スイッチング素子Ｓ₀をオフとすると、共振電流がイン
ダクタンス成分Ｌ₁→コンデンサＣ₀→インダクタンス
成分Ｌ₂→インダクタンス成分Ｌ₁の経路で流れて共振
が再開し、共振電圧Ｖ₀は正側にふる。またこの時イン
ダクタＬｓに蓄えられたエネルギーにより共振電圧Ｖ₀
は時点ｔ₁−ｔ₂の期間に応じて上昇する。

【００２１】更に共振電圧Ｖ₀が零となる時点ｔ₃にお
いてスイッチング素子Ｓ₀をオンとすると、この時共振
電圧Ｖ₀は先程と同様に零を維持し、またこのとき直流
電源Ｖｓ→インダクタＬｓ→インダクタンス成分Ｌ₁→
スイッチング素子Ｓ₀→スイッチング素子Ｓ₂→直流電
源Ｖｓの経路で電流が、また直流電源Ｖｓ→インダクタ
Ｌｓ→インダクタンス成分Ｌ₂→スイッチング素子Ｓ₂
→直流電源Ｖｓの経路で電流が流れてインダクタＬｓに
エネルギーが蓄積される。その後時点ｔ₄でスイッチン
グ素子Ｓ₁をオンとし、スイッチング素子Ｓ₂，スイッ
チング素子Ｓ₀をオフとすると、共振電流がインダクタ
ンス成分Ｌ₂→コンデンサＣ₀→インダクタンス成分Ｌ
₁→インダクタンス成分Ｌ₂の経路で流れて共振が再開
し、共振電圧Ｖ₀は負側にふる。このときインダクタＬ
ｓに蓄えられたエネルギーにより共振電圧Ｖ₀は時点ｔ
₃−ｔ₄の期間に応じて上昇する。

【００２２】またスイッチング素子Ｓ₀，スイッチング
素子Ｓ₁，Ｓ₂に加わる電圧Ｖ₀、Ｖｓ₁、Ｖｓ₂の電
圧波形は図２（ｄ）、（ｆ）、（ｈ）のようになり、ど
のスイッチング素子Ｓ₀、スイッチング素子Ｓ₁、Ｓ₂
とも零電圧スイッチング動作をしていることが分かる。
これはスイッチングロスが少ないという利点につなが
る。またスイッチングに伴うノイズも従来に比べて低く
抑えることが可能である。

【００２３】更に従来のように共振周波数を変えること
なく、オン期間の制御で出力制御が可能であるのでコン
デンサＣ₀やインダクタＬｓの定数を変える必要がなく
簡単な構成で２次出力の制御が実現できる。また更に共
振周波数は変わらないものの、スイッチング素子Ｓ₀の
オン期間の増加に伴い、インバータの動作周波数は低下
するので、例えば負荷回路Ｌ₀が誘導性の場合、出力電
圧の増加と動作周波数の低下によるインピーダンス低下
と電流増加（減少）の相乗効果により、従来の周波数制
御のみの場合に比べて動作周波数をあまり変えることな
く出力の大幅な制御が可能である。

【００２４】この動作周波数の変化が小さいということ
は，動作周波数により発生するノイズの発生帯域も比較
的狭い範囲となり、その結果ノイズ対策は広い発生帯域
に対して対策を講じる場合に比べて容易となってノイズ
の面での回路設計が有利となるため、ノイズフィルター
等の小型化につながる等の利点がある。尚図２（ｅ）は
スイッチング素子Ｓ₀に流れる電流Ｉｓ₀、同図（ｇ）
はスイッチング素子Ｓ₁に流れる電流Ｉｓ₁、同図
（ｉ）はスイッチング素子Ｓ₂に流れる電流Ｉｓ₂を夫
々示す。

【００２５】図３は本実施例の具体例を示し、スイッチ
ング素子Ｓ₁、Ｓ₂としてトランジスタＱ₁、Ｑ₂を用
い、スイッチング素子Ｓ₀として逆並列接続した１対の
トランジスタＱ₃、Ｑ₃’を用いている。尚図中コンデ
ンサＣ₀はトランスＴの１次巻線ｎ₁の両端間に接続さ
れているが、夫々のインダクタンス成分Ｌ₁、Ｌ₂と個
々に並列接続される構成でもよい。こうすればコンデン
サＣ₀の耐圧を低下できる。

【００２６】（実施例２）実施例１の具体例では、閉ル
ープ手段を構成するスイッチング素子Ｓ₀として、逆並
列接続した１対のトランジスタＱ₃、Ｑ₃’を用いてい
るが、本実施例では図４に示すように両入力端をトラン
スＴの１次巻線ｎ₁の両端に接続したダイオードブリッ
ジＤＢ₂と、このダイオードブリッジＤＢ₂の両出力端
間に接続したトランジスタＱ₃とで構成したものであ
る。

【００２７】すなわち実施例１の場合２個のトランジス
タＱ₃、Ｑ₃’を用いているためスイッチング素子Ｓ₀
の駆動回路が２個必要であるが、本実施例ではトランジ
スタＱ₃を１個用いているだけであるため、駆動回路が
１個でよく装置を簡略化できる利点がある。尚コンデン
サＣ₀はトランスＴの２次巻線ｎ₂の両端間に接続して
もよい。

【００２８】（実施例３）実施例１、実施例２ではコン
デンサＣ₀を短絡する閉ループ手段を構成するスイッチ
素子Ｓ₀をトランスＴの１次側に設けてあるが、本実施
例は、図５に示すようにスイッチング素子Ｓ₀をトラン
スＴの２次巻線ｎ₂の両端間に接続配置したものであ
る。

【００２９】つまり、トランスＴの２次巻線ｎ₂の一端
をグランド等の安定電位に落として使用する場合、スイ
ッチング素子Ｓ₀の駆動が簡単となる等の利点がある。（実施例４）上記実施例１〜実施例３では、閉ループ手
段をスイッチング素子Ｓ₀で構成したが、本実施例では
図６に示すようにスイッチング素子Ｓ₀を設けておら
ず、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の駆動信号を制御部Ｃ
Ｔで制御することによって等価的に閉ループ手段を実現
している。

【００３０】つまり共振電圧Ｖ₀が略零となった時点で
通常のプッシュプルインバータではそれまでオンしてい
たスイッチング素子をオフすると同時にそれまでオフし
ていたスイッチング素子をオンする動作をとるが、本実
施例では、図７に示すように共振電圧Ｖ₀が略零となっ
た時点ｔ₁或いはｔ₃でそれまでオンしていたスイッチ
ング素子、例えばＳ₁（或いはＳ₂）を図７（ａ）（或
いは図７（ｂ））に示すように更にオンの状態を継続さ
せ、同時にそれまでオフしていたスイッチング素子Ｓ₂
（或いはＳ₁）をも図７（ｂ）（或いは図７（ａ））に
示すようにオンとすることにより結果的にコンデンサＣ
₀を短絡する閉ループ手段を設けたことと等価となり、
そのスイッチング素子Ｓ₁、Ｓ₂の同時オンの期間を可
変することによりトランスＴの２次出力電圧の制御を可
能としている。また、本実施例の場合においてもスイッ
チング素子Ｓ₁，Ｓ₂はともに零電圧スイッチング動作
となるため実施例１と同様の効果が得られる。尚図７
（ｄ）はスイッチング素子Ｓ ₁の両端電圧Ｖｓ₁を、同
図（ｅ）はスイッチング素子Ｓ₁に流れる電流Ｉｓ
₁を、同図（ｆ）はスイッチング素子Ｓ₂の両端電圧Ｖ
ｓ₂を、同図（ｇ）はスイッチング素子Ｓ₂に流れる電
流Ｉｓ₂を夫々示す。

【００３１】図８は本実施例に用いる制御部ＣＴの一例
を示しており、この実施例回路では、共振電圧Ｖ₀が零
となる点を検出するためコンデンサＣ₀の両端から電圧
を電圧検出回路１０により検出している。尚電圧検出回
路１０の電圧検出方法としては２入力の電位の差をと
り、その値から共振電圧Ｖ₀が略零となる点を検出する
方法や、直流電源Ｖｓのスイッチング素子Ｓ₁、Ｓ₂と
の接続端と入力との電位差から共振電圧Ｖ₀が略零とな
る点を検出する方法等、幾つかの方法が挙げられる。そ
して共振電圧Ｖ₀の略零点検出の出力をもって制御回路
１１は駆動回路１２に信号を送りスイッチング素子
Ｓ₁，Ｓ₂を上述のように動作させる。制御回路１１に
はあらかじめ決めた制御のパターンを設けておいてもよ
いし、他から指令値を与え、その指令値によって出力を
制御するような形をとってもよい。

【００３２】図９は本実施例のスイッチング素子Ｓ₁、
Ｓ₂の具体的例を示しており、スイッチング素子Ｓ
₁（Ｓ₂）としては、逆並列接続した１対のトランジス
タＱ₁₁，Ｑ₁₂（Ｑ₂₁，Ｑ₂₂）を用いている。尚トランス
Ｔに３次巻線を設けてこの３次巻線と並列にコンデンサ
Ｃ₀を接続してもよい。（実施例５）上記実施例４では１対のトランジスタ
Ｑ₁₁，Ｑ₁₂（Ｑ₂₁，Ｑ₂₂）を用いてスイッチング素子Ｓ
₁（Ｓ₂）を構成しているが、本実施例では、図１０に
示すようにトランジスタＱ₁、Ｑ₂に逆並列にダイオー
ドＤ₁、Ｄ₂を接続した回路でスイッチング素子Ｓ₁、
Ｓ₂を構成し、これらスイッチング素子Ｓ₁、Ｓ₂を実
施例４と同様に動作させてコンデンサＣ₀を短絡する閉
ループ手段を等価的に構成するようになっている。

【００３３】つまり通常のプッシュプルインバータで
は、スイッチング素子Ｓ₁、Ｓ₂を構成するトランジス
タＱ₁、Ｑ₂のオンオフ状態を共振電圧Ｖ₀が略零とな
った時点で入れ替えるところを、本実施例では図１１
（ｃ）に示す共振電圧Ｖ₀が略零となった時点ｔ₁或い
はｔ₃で図１１（ａ）（或いは図１１（ｂ））に示すよ
うに今までオンしていたトランジスタＱ₁（或いは
Ｑ₂）を更にオンの状態とし、それまでオフしていたト
ランジスタＱ₂（或いはＱ₁）をも図１１（ｂ）（或い
は図１１（ａ））に示すようにオンすることにより結果
的にコンデンサＣ₀を短絡する閉ループ手段を設けたこ
とと等価となり、そのトランジスタＱ₁、Ｑ₂の同時オ
ンの期間を可変することによりトランスＴの２次出力電
圧の制御を可能としている。また本実施例の場合におい
てもトランジスタＱ₁、Ｑ₂はともに零電圧スイッチン
グ動作となるため実施例１と同様の効果が得られる。尚
図１１（ｄ）はトランジスタＱ₁の両端電圧Ｖ_Q1を、同
図（ｅ）はトランジスタＱ₁に流れる電流Ｉ_Q1を、同図
（ｆ）はダイオードＤ₁に流れる電流Ｉ_D1を、同図
（ｇ）はトランジスタＱ₂の両端電圧Ｖ_Q2を、同図
（ｈ）はトランジスタＱ₂に流れる電流Ｉ_Q2を、同図
（ｉ）はダイオードＤ₂に流れる電流Ｉ_D2を夫々示す。

【００３４】（実施例６）上記実施例５ではスイッチン
グ素子Ｓ₁、Ｓ₂を構成するトランジスタＱ₁，Ｑ₂に
バイポーラ形のトランジスタを用いているが、本実施例
では図１２（ａ）に示すようにＭＯＳＦＥＴを用いたも
のである。本実施例のようにＭＯＳＦＥＴを用いること
により、逆並列に接続するダイオードＤ₁、Ｄ₂として
ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを使用することができ、
その結果回路構成の省略が可能となり、装置の更なる小
型化が可能となる。

【００３５】また図１２（ｂ）に示す如くコンデンサＣ
₀を、トランスＴの１次巻線ｎ₁の両端ではなく、途中
に設けたタップ間に接続するようにしてもよい。このよ
うにすれば回路動作的には略同等の効果が得られる。（実施例７）本実施例は図１３に示すようにトランスＴ
にリーケージトランスを用いたもので、別途限流用のイ
ンダクタを用いることなくトランスＴの２次巻線に誘導
性をもたせることができる。図示例では実施例６の回路
構成に対応させてあるが、他の実施例におけるトランス
Ｔに用いることができるのは言うまでもない。

【００３６】（実施例８）本実施例は図１４に示すよう
にトランスＴに単巻きトランスを用いたもので、トラン
スＴによる電源側と負荷回路Ｌ₀側との絶縁を必要とし
ない場合に適用でき、トランスＴの小型化が図れる。尚
図示例では実施例６の回路構成に対応させてあるが、他
の実施例におけるトランスＴに用いることができるのは
言うまでもない。

【００３７】（実施例９）本実施例は、実施例４に対応
した制御部ＣＴの他の実施例であって、図１５に示すよ
うに実施例４の制御部ＣＴとはコンデンサＣ₀の共振電
圧Ｖ₀の検出点が異り、トランスＴの２次巻線から電圧
検出回路１０により検出を行うようになっている。この
ようにすると、例えばトランスＴの２次巻線ｎ₂の一端
をグランド等の安定電位に落として使用する場合、電圧
の検出点が１点のみで良くなり、電圧検出回路１０が簡
略化できる等の利点がある。

【００３８】（実施例１０）本実施例は、実施例４に対
応した制御部ＣＴのその他の実施例であって、図１６に
示すように本実施例では共振電圧Ｖ₀の検出をトランス
Ｔに設けた第３の巻線ｎ₄より行っている。この様にす
ることにより巻数比に応じて望むところの電圧を得るこ
とができるため、直接トランスＴの１次巻線ｎ₁又は２
次巻線ｎ₂から電圧検出を行う場合を比べて高い電圧の
印加を防げて、電圧検出回路１０の耐圧を落とすことが
できる。

【００３９】又、負荷回路Ｌ₀（２次巻線）をグランド
から浮かして使用する場合においても第３の巻線ｎ₄は
例えば一端をグランド電位とすることができる等の利点
がある。（実施例１１）本実施例は、実施例４に対応した制御部
ＣＴのその他の実施例であって、図１７に示すように特
に電圧検出等を行っておらず、あらかじめ回路定数によ
って決定される共振周波数以下の周波数で回路を動作さ
せるように、制御を行うものである。これにより電圧検
出回路１０が省略できる為、回路が簡単となる。

【００４０】（実施例１２）本実施例は、図１８に示す
ように負荷回路Ｌ₀として放電灯Ｌａを用い、放電灯点
灯装置を構成するものである。具体的にはトランスＴに
リーケジトランスを用いた例を示しているが、リーケジ
トランスを用いず限流要素として別のインダクタ等を用
いても良い。

【００４１】ここで放電灯Ｌａとして、ＨＩＤランプを
用いた場合、ある周波数帯においては音響的共鳴現象と
呼ばれる放電灯の不安定現象を生ずることがある。これ
に対して本発明装置では、周波数の変化幅を少なくして
も２次出力を大幅に制御できるので、共鳴周波数帯を避
けて放電灯Ｌａを安定に点灯しやすいという特徴があ
る。

【００４２】また電源変動や負荷である放電灯Ｌａの変
動を吸収し、放電灯Ｌａを安定に点灯するために従来は
トランスＴの２次側（負荷と直列）に大きなインダクタ
を設けているが制御によりそれらの変動を補ってやるこ
とによりインダクタを小さくすることができトランスＴ
等の小型化が図れる。（実施例１３）図１９は本実施例の回路を示しており、
本実施例回路は、自励式の発振回路を構成しており、ト
ランスＴに帰還巻線ｎ₃を設け、この帰還巻線ｎ₃の一
端に抵抗Ｒ₅と抵抗Ｒ₃との直列回路を、また他端に抵
抗Ｒ₆と抵抗Ｒ₄の直列回路を接続し、これら直列回路
の他端を共通接続して、制御回路１３の入力側に接続
し、またこれら直列回路の分圧点を夫々スイッチング素
子Ｓ₁、Ｓ₂を構成するＦＥＴからなるトランジスタＱ
₁、Ｑ₂のゲートに接続してある。そして電源投入時に
制御回路１３のインピーダンスと抵抗Ｒ₃（Ｒ₄）、Ｒ
₁（Ｒ₂）により決まる直流電圧バイアス分がトランジ
スタＱ₁（Ｑ₂）のゲートに印加され、トランジスタＱ
₁もしくはＱ₂がオンして発振動作を開始する。その後
はトランスＴの帰還巻線ｎ₃からの電圧と先ほどの直流
バイアス分が加わった電圧が、トランジスタＱ₁、Ｑ₂
のゲートに加わり、トランジスタＱ₁、Ｑ₂は共振周波
数より高い負荷時の振動周波数に対して低い動作周波数
により交互にオンオフするプッシュプル動作を繰り返す
のである。

【００４３】制御回路１３は直流電源Ｖｓの電圧値によ
って等価的にインピーダンスとして変化するもので、直
流電源Ｖｓが上昇（下降）した場合にはトランジスタＱ
₀のベース電位が上がり（下がり）、コレクタ電位がツ
ェナーダイオードＤＺにより一定に保たれるので、結果
としてトランジスタＱ₀はコレクタ・エミッタ間のイン
ピーダンスを上げる（下げる）。

【００４４】その結果スイッチング素子Ｓ₁、Ｓ₂を構
成するトランジスタＱ₁、Ｑ₂のゲート電圧の直流バイ
アス分が減少（増加）し、トランジスタＱ₁、Ｑ₂の同
時オンの期間が減り（増え）、直流電源Ｖｓ上昇（下
降）による２次出力電圧の増加（減少）を抑える方向に
制御が働く。前述の動作により本実施例は直流電源Ｖｓ
の電圧が変動した場合においても２次出力電力をほぼ一
定に保つ動作をする。

【００４５】尚抵抗Ｒ₅、Ｒ₆はトランジスタＱ₁、Ｑ
₂の同時オンの期間を作りやすくするために設けてお
り、例えばトランジスタＱ₁、Ｑ₂が本実施例のように
ＦＥＴの場合トランジスタＱ₁、Ｑ₂に存在する容量分
とのかねあいで抵抗Ｒ₅、Ｒ₆を大きくする程帰還巻線
ｎ₃からのフィードバックされる電圧（共振電圧Ｖ₀と
同位相）とゲートに印加される電圧の位相差が大きくな
りその結果同時オンの期間が増加する。

【００４６】図２０は本実施例の各部の動作状態を示す
タイミングチャートであり、同図（ａ）はコンデンサＣ
₀の共振電圧Ｖ₀を、同図（ｂ）はトランジスタＱ₁の
両端電圧Ｖ_Q1を、同図（ｃ）はトランジスタＱ₂の両端
電圧Ｖ_Q2を、同図（ｄ）はトランジスタＱ₁のゲート電
圧を、同図（ｅ）はトランジスタＱ₂のゲート電圧を夫
々示す。

【００４７】ここで例えば負荷回路Ｌ₀を放電灯と限流
用インダクタとした場合、放電灯には出力が変化すると
立ち消えを生じたり、色が変わったり、寿命が短くなっ
たりする特性を示すものがあり、そのため安定器として
は２次出力電圧の変動をおさえる必要があり、その方法
としてはインダクタンス素子のインダクタス値を大きな
値とする方法等があるが、本実施例では上述の制御によ
り２次出力電力を略一定とすることができるために、イ
ンダクタのインダクタンス値を小さく抑えることができ
て回路の小型化を図れる等の利点がある。

【００４８】また直流電源Ｖｓの電圧が大きく低下した
場合においても、制御がかかることにより本実施例では
立ち消えを抑えて点灯を維持することができる。更にま
た本実施例では制御回路１３をトランジスタＱ₀等僅か
な回路素子を用いて非常に簡単な構成としている。以上
のように本実施例は自励式回路に応用し、直流電源Ｖｓ
の変動を補償して２次出力電力をほぼ一定とする制御を
行うものあるが、自励式回路へのその他の応用も当然考
えられる。検出してくるものは電源電圧でなくても良い
し（例えば負荷の状態や温度等）、また検出しなくても
よい。更に制御回路１３は本実施例ではゲートの直流バ
イアス分を操作したが、抵抗Ｒ₅、Ｒ₆を可変として各
トランジスタＱ₁、Ｑ₂のゲート電圧の位相を操作する
ことにより、同時オンの期間の増減を制御してもよい。
また、スイッチング素子Ｓ₁、Ｓ₂にはＦＥＴからなる
トランジスタＱ₁、Ｑ₂を用いたがバイポーラ形のトラ
ンジスタ等でも同様に実現することは可能である。

【００４９】尚上記各実施例の直流電源Ｖｓとして、商
用交流電源を整流したり、整流平滑して直流を得る電源
を用いてもよい。またコンデンサＣ₀はトランスＴの１
次側に設けた構成となっているが、トランスＴのインダ
クタンス成分とで共振する場合には特に実施例構成に限
定されない。

【００５０】

【発明の効果】請求項１の発明は、コンデンサの電荷を
放出する閉ループ手段と、コンデンサに発生する共振電
圧が略零となった時点で閉ループ手段を一定期間オン
し、このオン期間を可変して負荷回路への出力を制御す
る制御手段とを具備してあるので、スイッチング素子の
零電圧スイッチング動作を保ちながら閉ループ手段のオ
ン期間の制御で、２次出力電圧の制御が行え、そのため
コンデンサやインダクタの定数を変える必要がなく、構
成が簡単となって装置の小型化が図れるとともに、コス
トの低減が図れ、また動作周波数の変化が小さくなるた
め、ノイズ発生帯域が狭くなりノイズ対策も容易となる
という効果がある。

【００５１】請求項２の発明は、閉ループ手段として特
別なスイッチング素子を設ける必要がない。そのため構
成の簡単化が一層図れ、装置の小型化がより可能とな
る。請求項６の発明によれば、閉ループ手段をトランス
の２次巻線の両端間に接続したものであるから、トラン
スの２次側をグランド等の安定電位に落として使用する
場合、閉ループ手段の駆動が簡単となるという効果を奏
する。

【００５２】また請求項７の発明は、トランスにリーケ
ージトランスを使用するので、放電灯点灯装置等に用い
る際に２次側に限流用素子を必要とすることがなく、装
置の一層の小型化が可能となるという効果がある。更に
請求項８の発明は、トランスに単巻トランスを使用した
ので、トランスの小型化が図れ、そのため装置の小型化
をより一層進めることができるとう効果がある。

【００５３】請求項９の発明は、制御手段として、電源
電圧の変化に対して負荷回路への出力電圧を一定化する
自励駆動手段を設けたので、上記各発明の特徴を生かせ
た自励駆動回路を持つインバータ装置を実現することが
できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の回路図である。

【図２】同上の動作説明用タイミングチャートである。

【図３】同上の具体例の一部省略した回路図である。

【図４】本発明の実施例２の一部省略した回路図であ
る。

【図５】本発明の実施例３の回路図である。

【図６】本発明の実施例４の回路図である。

【図７】同上の動作説明用タイミングチャートである。

【図８】同上の制御部を詳細に示した回路図である。

【図９】同上の具体例の一部省略した回路図である。

【図１０】本発明の実施例５の一部省略した回路図であ
る。

【図１１】同上の動作説明用タイミングチャートであ
る。

【図１２】（ａ）は本発明の実施例６の一部省略した回
路図である。（ｂ）は同上の変形例の一部省略した回路
図である。

【図１３】本発明の実施例７の一部省略した回路図であ
る。

【図１４】本発明の実施例８の一部省略した回路図であ
る。

【図１５】本発明の実施例９の回路図である。

【図１６】本発明の実施例１０の回路図である。

【図１７】本発明の実施例１１の回路図である。

【図１８】本発明の実施例１２の一部省略した回路図で
ある。

【図１９】本発明の実施例１３の回路図である。

【図２０】同上の動作説明用タイミングチャートであ
る。

【図２１】従来例の回路図である。

【図２２】同上の基本的構成を示す回路図である。

【図２３】同上の動作説明用タイミングチャートであ
る。

【符号の説明】

Ｓ₁，Ｓ₂ スイッチング素子Ｓ₀ スイッチング素子ＴトランスＣ₀ コンデンサＶｓ直流電源ＣＴ制御部ＬｓインダクタＬ₀ 負荷回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、１次巻線に中間タップを有し
たトランスと、直流電源の一方の極とトランスの中間タ
ップとの間に接続したインダクタと、トランスの１次巻
線の両端と直流電源の他方の極との間に夫々接続した第
１、第２のスイッチング手段と、トランスのインダクタ
ンス成分と共振するコンデンサとを備え、トランスの２
次巻線の両端間に負荷回路を接続し、第１、第２のスイ
ッチング手段を交互にオン，オフすることによりコンデ
ンサに共振電圧を発生させるインバータ装置において、
コンデンサの電荷を放出する閉ループ手段と、コンデン
サに発生する共振電圧が略零となった時点で閉ループ手
段を一定期間オンし、このオン期間を可変して負荷回路
への出力を制御する制御手段とを具備したことを特徴と
するインバータ装置。
【請求項２】閉ループ手段として第１、第２のスイッチ
ング手段を共振電圧が略零となった時点で、それまでオ
ンしていたスイッチング手段を継続してオンするととも
に、それまでオフしていたスイッチング手段をオンし
て、両スイッチング手段が同時オンする期間を設け、こ
の同時オンの期間を制御することを特徴とする請求項１
のインバータ装置。
【請求項３】コンデンサをトランスの１次巻線の両端間
に接続したことを特徴とする請求項１又は２記載のイン
バータ装置。
【請求項４】コンデンサをトランスの２次巻線の両端間
に接続したことを特徴とする請求項１又は２記載のイン
バータ装置。
【請求項５】閉ループ手段をトランスの１次巻線の両端
間に接続したことを特徴とする請求項３記載のインバー
タ装置。
【請求項６】閉ループ手段をトランスの２次巻線の両端
間に接続したことを特徴とする請求項３又は４記載のイ
ンバータ装置。
【請求項７】トランスにリーケージトランスを使用した
ことを特徴とする請求項１乃至６記載のインバータ装
置。
【請求項８】トランスに単巻トランスを使用したことを
特徴とする請求項１乃至７記載のインバータ装置。
【請求項９】制御手段として、電源電圧の変化に対して
負荷回路への出力電力を一定化する自励駆動手段を設け
たことを特徴とする請求項１乃至８記載のインバータ装
置。
【請求項１０】直流電源は交流を整流若しくは整流平滑
して直流を発生する電源部にて構成したことを特徴とす
る請求項１乃至９記載のインバータ装置。