KR100398565B1 - 플라이백변환기 - Google Patents

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휴렛-팩커드 컴퍼니(델라웨어주법인)
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Abstract

플라이백 변환기는 변압기(13)의 1차 누설 인덕턴스 내에 저장된 에너지의 최소한의 부분이 출력 회로(12)에 공급되어 변환기 출력의 DC 성분으로 변환되는 것으로 제공되므로, 변환기는 부하(20)에 유용한 에너지로서 소모된다. 이것은 변압기의 1차 권선 및 2차 권선(14, 15) 양단에 각각 접속된 제1 및 제2동조 캐패시터(30, 35)를 제공함으로써 달성된다. 제1동조 캐패시터(30)는 1차 전류의 턴오프시에 링잉을 설정하는데, 링잉은 변압기(13)의 2차측에 존재할 수 있다. 제2동조 캐패시터(35)는 링잉 신호의 역상 성분을 발생시킨다. 이 때, 주요 링잉 신호 및 역상 성분은 부하(20)에서 소모될 수 있는 DC 성분을 발생시키기 위해 비선형 장치[예를 들어, 출력 회로의 정류 다이오드(18)]에서 혼합된다.

Description

플라이백 변환기{FLYBACK CONVERTER}
본 발명은 플라이백 변환기(flyback converter) 형태의 전환 모드(switched mode) 전원 공급 장치에 관한 것이다.
플라이백 변환기는 당해 분야에 널리 공지되어 있고, 첨부 도면들 중 도 1에는 기본 플라이백 변환기(10)의 주요 부품이 도시되어 있다. 변환기(10)는 1차 및 2차 권선(14 및 15)을 갖고 있는 에너지 저장 변압기(13)를 통해 출력 회로(12)에 결합된 입력 회로(11)를 포함한다. 입력 회로(11)는 변압기의 1차 권선(14)과 직렬로 접속된 스위칭 장치(16)(제1도에서 MOSFET로서 도시됨) 및 스위칭 장치(16)의 순번 턴 온 및 오프를 제어하기 위한 제어 블록(17)을 포함한다. 출력 회로(12)는 변압기의 2차 권선(15)과 직렬로 접속된 다이오드(18), 및 2차 권선(15)과 다이오드의 직렬 결합부와 병렬로 접속되고, 이 양단에 변환기의 출력이 발생되는 저장 캐패시터(19)를 포함한다. 부하(20)는 변환기의 출력 양단에 접속된다.
도 1의 변환기의 기본 동작은 적절히 간단화되었고, 도 2의 개략적인 시간도를 참조하여 지금부터 간단하게 설명하고자 한다. MOSFET 스위칭 장치(16)는 게이트에 인가된 파형(Vgs)에 의해 순번적으로 턴 온되는데, MOSFET는 게이트 전압 파형(Vgs)이 하이 상태일 때 턴 온된다[MOSFET 양단의 전압으로 파형(Vgs)을 알 수 있다]. MOSFET가 턴 온될 때, 전류(Id)는 변압기의 1차 권선(14)을 통해 정상 비율(steady ratio)로 설정되고, 에너지는 변압기의 코어내에 자속으로 저장된다. 이러한 단계 중에, 전류는 다이오드(18)가 역 바이어스될 때 2차 권선으로 전혀 흐르지 않게 되고, 부하(20)에는 저장 캐패시터(19)로부터 전류가 공급된다.
게이트 전압(Vgs)이 로우 상태로 될 때, MOSFET는 턴 오프되고, 변압기 내의 자속은 전류(Irect)가 부하(20)를 향해 2차 권선(15) 및 다이오드(18)를 통해 진행하는 것을 점진적으로 약화시킨다. 이러한 예에 있어서, 변압기 코어 내의 자속은 MOSFET가 동작 사이클을 다시 재개하기 위해 턴 온되기 전에는 0으로 떨어지지 않으므로, 전류(Irect)도 사이클이 재개하기 전에는 0에 도달하지 않는다. 이러한 동작 모드는 연속 모드로서 공지되어 있다. 또한, 변환기는, Irect가 MOSFET의 턴 온보다 일찍 0으로 떨어지는 경우에 MOSFET가 다시 턴 온되기 전에 변압기가 완전히 방전되는 불연속 모드에서 동작할 수 있다.
변환기(10)의 출력 전압은 출력 전압을 제어 블록(17)으로 피드백시킴으로써 조절된다. 일반적으로, 출력 회로는 입력 회로와 전기적으로 절연될 수 있으므로, 피드백 경로는 절연 소자를 포함하는 것이 정상적이다(이것은 출력 회로에만 간접적으로 접속되는 피드백 루프를 묘사하기 위해 점선으로 표시된 타원 부분을 이용하여 제1도에 나타내었다). 전형적으로, 스위칭 장치(16)의 스위칭 주파수는 고정되어 있고, 제어 블록(17)은 출력 전압을 일정하게 유지하기 위해 스위칭 장치의 듀티 사이클을 제어한다(즉, 펄스폭 변조를 제어한다).
MOSFET 양단의 전압(Vds)의 파형에 있어서, 공급 전압으로서 제공된 전압 스템과 중첩되는 이러한 스파이크는 MOSFET 양단에 나타난다. 이러한 전압 스파이크는 MOSFET가 온 상태이고 변압기가 충전될 때의 바로 이전 기간중에 1차 누설 인덕턴스 내에 저장된 에너지의 소모로 인해서이다. 누설 인덕턴스에서의 에너지가 변압기의 2차측에서 방전될 수 없기 때문에, 에너지는 의사 부하(dummy load)("스너버 : snubber")가 일차측에 제공되지 않은 경우에 한 변압기 또는 MOSFET에서 소모되는데, 스너버 회로가 일반적으로 설치되고 도 1에 점선으로 도시된 부품들이다.
주요 작동원인 저압 전원 공급 장치(예를 들어, 5V가 전기 장치에 공급된다)용의 플라이백 변환기 내의 변압기에 있어서, 다양한 안정 조정을 행할 필요성은 누설 인덕턴스가 최대한 주요 인덕턴스의 1/4일 수 있다는 것을 의미한다. 그러므로, 이러한 경우에 전원 공급 장치의 효율은 이러한 현상만으로 인해 80%로 즉시 제한되는데, 실제 효율은 낮은 선형 동작에 대해 약 60%일 수 있다.
본 발명의 목적은 1차 누설 인덕턴스로 인한 에너지 손실이 감소되는 플라이백 변환기를 제공하는 것이다.
본 발명에 따르면, 1차 누설 인덕턴스 내에 저장된 에너지의 최소한의 일부가 출력 회로로 공급되어 변환기 출력의 DC 성분으로 변환되므로, 에너지는 부하에 유용한 에너지로서 소모된다.
특히, 본 발명에 따르면, 플라이백 변환기의 변압기의 각각의 1차 및 2차 권선과 AC에 관해 제1 및 제2동조 캐패시턴스가 병렬로 제공되는 플라이백 변환기가 제공되는데, 이러한 동조 캐패시턴스는
-- 출력 회로의 다이오드가 도통 상태에서, 제1공진 회로가 형성되고, 공진 주파수(FR)에서, 1차 누설 인덕턴스 및 제1동조 캐패시턴스가 중요한 부분으로 작용하며,
-- 출력 회로 다이오드가 비도통 상태에서, 제2공진 회로가 형성되고, 주파수(FR)와 거의 같은 공진 주파수에서, 1차 누설 인덕턴스 및 제2동조 캐패시턴스가 중요한 부분으로 작용하지만, 제1공진 회로의 위상에 대해 역상인 공진 주파수의 양측에서의 전압/전류 위상 관계가 존재하도록 하는 값을 가지고 있으며,
출력 회로가 입력 회로 스위칭 장치의 턴 오프에 이어서 제1 및 제2공진 회로에 의해 발생된 링잉(ringing)의 역상 성분을 조합하도록 동작하는 비선형 장치를 포함하므로, 1차 누설 인덕턴스 내에 저장된 에너지가 제2회로로 최소한 부분적으로 공급되어 변환기 출력의 DC 성분으로 변환된다.
제1동조 캐패시턴스가 1차 권선 양단에 접속된 캐패시터에 의해 최소한 부분적으로 제공되지만, 스위칭 장치가 MOSFET이라는 점에서, MOSFET의 소오스-드레인 캐패시턴스는 제1동조 캐패시턴스를 최소한 부분적으로 제공할 수 있다. 제2동조캐패시턴스에 관련하여, 이것은 2차 권선 또는 다이오드 양단에 접속된 캐패시터에 의해 최소한 부분적으로 제공되고, 더욱이 변환기가 다중 출력 회로를 갖고 있다는 점에서, 제2동조 캐패시턴스는 출력 회로들 사이에서 분할될 수 있다.
일반적으로, 비선형 장치는 출력 회로 다이오드로 구성될 수 있다. 그러나, 다이오드와 직렬로 접속된 MOSFET 및 상기 링잉과 동기하여 MOSFET를 온 및 오프 상태로 전환하기 위한 수단과 같은 다른 구조를 이용하는 것이 가능하다.
또한, 동조 캐패시턴스 자체는 종래의 PWM 제어 블록이 스위칭 장치의 순번 턴 온 및 오프를 제어하는데 이용되는 경우 입력 회로의 스위칭 장치를 통해 방전될 수 있는 상당량의 에너지를 저장할 수 있다. 이러한 있음직한 문제점을 극복하기 위해, 스위칭 장치의 턴 온 타이밍은 양단의 최소 전압과 일치시키도록 양호하게 제어된다. 따라서, 스위칭 장치의 제어 수단은 스위칭 장치가 오프 상태일 때 스위칭 장치 양단의 전압을 감지하기 위한 감지 수단, 감지 수단에 의해 감지된 최소 전압을 결정하기 위한 결정 수단 및 결정 수단에 의해 결정되는 양단의 최소 전압으로 스위칭 장치를 턴 온시키기 위한 턴 온 수단을 양호하게 포함한다. 유리하게는, 감지 수단은 변압기의 1차 및 2차 권선과 함께 감겨진 감지 권선을 포함하지만, 결정 수단은 감지 권선에 의해 감지된 전압을 적분하기 위한 적분 수단 및 적분 수단에 의해 적분된 전압의 제로 교차(zero crossing)를 검출하기 위한 수단을 포함하는데, 이러한 제로 교차는 스위칭 장치 양단의 상기 최소 전압을 나타낸다.
최소 전압이 전혀 검출되지 않은 비정상적인 상황에서 스위칭 장치가 턴 온되도록 하기 위해서, 제어 수단은 스위칭 장치가 턴 온 수단에 의해 다시 조기에턴 온되지 않은 경우에 스위칭 장치가 최후에 온 상태된 후 소정의 기간에 스위칭 장치의 턴 온을 개시하기 위한 타임 아웃(time-out) 수단을 양호하게 더 포함한다.
도 1은 공지된 플라이백 변환기의 회로도,
도 2는 도 1의 변환기의 동작을 설명하는 전압 및 전류 시간도,
도 3은 결합에 제한이 있는 인덕터들 사이에 전원을 공급하기 위한 동조 탱크 코일의 이용을 설명하는 도면,
도 4는 변환기의 변압기의 1차 누설 인덕턴스에서 링잉을 초래하게 하는 변압기의 1차 권선 양단에 동조 캐패시터를 갖춘 플라이백 변환기의 회로도,
도 5는 도 4의 변환기의 동작을 설명하는 전압 및 전류 시간도,
도 6은 도 4의 플라이백 변환기의 변압기 및 동조 캐패시터 구조에 대한 단순 등가 회로도,
도 7은 변환기의 1차 권선 양단에서 본 도 4의 회로의 위상 응답을 설명하는 도면,
도 8은 본 발명을 실시하고, 1차 권선과 2차 권선 양단에 동조 캐패시터를 갖추고 있으면서 출력 회로 다이오드로 구성되는 출력 회로 내의 비선형 장치를 갖추고 있는 제1형태의 플라이백 변환기의 회로도,
도 9는 도 8의 플라이백 변환기의 변압기 및 동조 캐패시터 구조에 대한 단순 등가 회로도,
도 10은 변압기의 1차 권선 양단에서 본 도 8의 회로의. 위상 응답을 설명하는 도면,
도 11은 도 8의 변압기의 출력 회로의 비선형 부품의 효과를 설명하는 도면,
도 12는 본 발명을 실시하고, 도 8에 도시된 것과 유사하지만, 변환기의 출력 회로 내의 비선형 장치로서 이용된 MOSFET를 가지는 제2형태의 플라이백 변환기의 회로도,
도 13은 본 발명을 실시하고, 도 8에 도시된 것과 유사하지만, 입력 회로 스위칭 자치의 턴 온으로 장치 양단의 전압이 최소치로 발생하도록 제어되는 제3형태의 플라이백 변환기의 회로도,
도 14는 도 13의 회로의 동작을 설명하는 전압 및 전류 시간도,
도 15는 도 13의 회로를 실시하는 회로도,
도 16은 도 15의 회로에 대한 장치지만 2차 동조 캐패시터가 제거된 입력 회로 스위칭 장치 양단의 전압을 도시한 전압/시간 그래프,
도 17은 도 16과 유사하지만 2차 동조 캐패시터가 접속된 장치의 전압/시간 그래프,
도 18은 입력 회로의 스위칭 장치와 상이한 접속 구조를 도시한 도 13의 회로의 변형 회로도.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
10 : 변환기 11 : 입력 회로
12 : 출력 회로 13 : 변압기
16, 50 : 스위칭 회로(MOSFET) 17, 51, 64 : 제어 블록
18 : 다이오드 20 : 부하
22, 23, 70 : 인덕터 24 : AC 전원
30, 35 : 동조 캐패시터 61 : 적분기
62 : 제로 교차 검출기 65 : 타임 아웃 회로
이하 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대해 무제한 예로 설명하고자 한다.
본 발명의 실시예를 곧 바로 설명하기 보다는 다음과 같은 입안들 중 제1부분을 확립하는 것이 본 발명을 이해하는데 다소 나마 도움되는 효과를 고려하는 것이 중요하다.
정상 플라이백 변환기에 있어서, 1차 누설 인덕턴스 내에 저장된 에너지는 부하를 통해 전류로 흐르게 하는데 이용될 수 없는 대신에, 변환기의 입력 회로에서 소모되어야 한다는 것을 종래 기술로부터 알 수 있다.
이러한 불필요한 에너지 손실에 대한 해결책을 제공하는데 있어서, 본 발명은 먼저 1차 누설 인덕턴스 내의 에너지가 출력 회로에 유용하게 이용되게 한 다음, 이러한 에너지를 변환기 출력의 DC 성분으로서 부하에 공급하는 것을 특징으로 할 수 있다.
에너지는 결합이 제한되는 인덕터들 사이에 공급된다는 것이 고주파 증폭기 분야에 공지되어 있다. 도 3에는 결합 인자(k)에 의해 결합되는 인덕터(22와 23) 사이에 공급할 수 있는 동조 탱크(tuned tank) 코일 회로가 도시되어 있다. 도 3의 구조에 있어서, 임피던스(Rs)를 가지는 AC 전원(24)은 인덕터(22) 및 캐패시터(25)를 포함하는 동조 회로 내로 전류(I1)를 보낸다. 인덕터(23)는 부하(Rload)에 접속된다.
Rload= Rs라고 가정하면, 전원을 부하에 완전히 공급되는 경우에 I1은 I2와 같은 필요가 있다. 동조 회로의 존재로 인해 이러한 조건을 부합시키는 것이 가능하여, Ires가 동조 회로로 흐르는 전류이고, Q가 동조 회로의 선질 계수(Q : 線質 係數)이며, 소오스 임피던스가 Rs인 경우
I2= K . Ires인데,
k . Q = 1인 경우
I1은 I2와 같을 수 있다는 것은 다음 설명으로부터 알 수 있다.
이것은 결합 계수(k)가 악화되면 될수록 필요한 Q가 높아진다는 것을 의미하는데, 인덕터(22 및 23)의 인덕턴스가 고정된 경우, 결합 계수가 악하되면 될수록 캐패시터(25)의 필요한 값은 그 만큼 높아진다.
전술한 것은 결합 계수(k)가 제한된 인덕터(22 및 23)에서 발생될 각각의 1차 누설 인덕턴스 및 2차 누설 인덕턴스를 고려한 다음, 결합 계수(k)에 가까운 Q값을 제공하기 위해 변압기의 1차 누설 인덕턴스 양단에 동조 캐패시터를 제공함으로써 플라이백 변환기에 인가될 수 있다. 물론, 플라이백 변환기의 경우에, AC 전원(24)과 직접적으로 등가이지는 않지만, 대신에 입력 회로의 스위칭 장치의 턴 오프시에, 동조 회로 내에 링잉을 설정할 수 있는 1차 누설 인덕턴스 내에 에너지가 있다. 따라서, 동조 캐패시터는 1차 누설 인덕턴스 양단에 간단히 결합될 수 없지만, 필수적으로 주요 1차 인덕턴스와 병렬로 결합될 수 있다(이것은 이하에서 보다 상세하게 다루겠다).
도 4는 동조 캐패시터(30)가 상술한 링잉 조건을 설정하기 위해 1차 권선(14)과 병렬로 위치되는 도 1의 플라이백 변환기(10)를 도시한 것이다. 도 5는 도 1의 변환기에 관련하여 도 2에 도시된 도 4의 변환기와 동일한 전압 및 전류의 시간도를 도시한 것이다. 알 수 있는 바와 같이, 1차 동조 캐패시터가 있는 경우에, MOSFET(16)의 드레인 전압(Vds) 및 출력 회로 다이오드(18)를 통해 흐르는 전류(Irect)에서 실질적인 링잉을 발생한다.
캐패시터(30)의 효과를 보다 최적하게 이해하기 위해서, 도 5의 변환기의 변압기(13) 및 동조 캐패시터(30)에 관하여, 도 6에 도시된 개략 등가 회로를 참조하는 것이 좋다. 동조 캐패시터(30)는 값(C)의 캐패시터로 나타낸다. 변압기는 1차측에서 보아 값("l")의 누설 인덕턴스 및 값("L")의 주요 인덕턴스로 나타내는데, 이러한 인덕턴스는 1차 및 2차 누설 인덕턴스와 주요 인덕턴스의 조합 인덕턴스인데, 실제 변압기를 보다 완전하게 나타내는데 필요한 저항 소자 및 자력 소자는 설명을 간단하게 하기 위해 생략하였다. 동일한 이유로, 변압기(13)의 권선비("n")가 1인 경우를 가정하면, 임피던스를 변압기의 한 측에서 다른 측으로 전사할 때 n2의 계수를 도입할 필요가 없어지고, 권선비가 1이 아니고 변압기의 저항 소자 및 자화력소자가 고려된 경우에 다음의 설명의 대부분이 동일하게 적용할 수 있다는 것은 당해 분야에 숙련된 기술자라면 용이하게 알 수 있다.
MOSFET(16)을 턴 오프시킨 다음, 다이오드(18)는 도통하기 시작한다. AC 조건에 있어서, 다이오드(18)가 도통하는 경우에, 2차 권선(15)이 단락하고, 이로 인해, 도 6을 참조하면, 인덕턴스(L)는 등가 회로의 응답 결정 시에 일부분으로 작용하지는 않는다. 실제로, 캐패시터(30) 및 변압기(13)는 캐패시턴스(C) 및 누설 인덕턴스(1)로 이루어진 병렬 공진 회로를 형성한다. 이러한 공진 회로는 MOSFET(16)의 턴 오프시에 누설 인덕턴스 내의 에너지에 의해 발생하는 링잉 주파수(FR)를 결정한다는 것이다.
도 7은 다이오드가 도통(온 상태) 상태인 경우에 변압기의 1차측에서 본 도 4의 변환기의 전류/전압 위상 응답 특성(31)을 도시한 것이다. 예상한 바와 같이, 링잉주파수(FR)에서 위상 반전이 발생한다. 물론, 도 7에서 FR에 대하여 주어진 식은 단지 근사값이다.
다이오드(18)가 비도통인 경우에는, 인덕턴스(L)는 도 6의 등가 회로의 응답을 결정하는 중요한 역할을 한다. 특히, 캐패시턴스(C) 및 인덕턴스(l 및 L)는 링잉 주파수(FR)보다 낮은 공진 주파수(F0)를 가지는 상이한 공진 회로를 형성한다.
일반적으로, 주파수(F0)에서의 이러한 공진은 일반적으로 도 4의 변환기의 동작에 영향을 끼치지 않는데, MOSFET의 스위칭 주파수는 주파수(F0)와 충분히 떨어져 있다. 도 7은 다이오드(18)가 비도통(오프)인 경우에 대한 도 4의 변환기의 위상 응답 특성(32)을 도시한다. FR에서와 같이, 도 7에서 F0에 대하여 주어진 식이 단지 근사값이다.
상술한 바와 같이, 변환기의 변압기의 1차 권선(14) 양단에 동조 캐패시터(30)를 설치하는 것은 변압기의 2차측에서 주파수(FR)에서의 링잉을 MOSFET(16)의 턴 오프시에 1차 누설 인덕턴스에서 방출된 에너지로서 보여지게 하는 효과를 갖고 있다는 것을 알 수 있다. 그러나, 이것은 도 3의 구성과 달리 도 4의 변환기가 DC 부하를 갖고 있고, 링잉이 AC 현상이기 때문에 1차 누설 인덕턴스에서 부하(20)로의 소정의 에너지 전사시에 실제로 발생하지는 않는다. 그러므로, 소망의 에너지 전사를 실행하는데 보다 더 많은 무언가가 필요하다.
일반직으로, 본 발명은 링잉 주파수 성분과 동일한 주파수이지만 역상인 성분을 2차 전류의 일부분으로서 생성시킬 수 있으며, 이러한 성분은 부하에 전력을 공급하는데 유용한 DC 성분을 제공하기 위해 비선형 장치(일반적으로, 정류 다이오드 자체일 수 있는)에서 혼합된다.
이러한 역상 주파수 성분의 발생은 변환기의 변압기의 2차 권선 양단의 적절한 값의 제2동조 캐패시터를 설치함으로써 이루어진다. 도 8은 도 4의 변환기에 추가된 동조 캐패시터(35)를 설치한 것을 도시한다.
도 9는 캐패시터(35)를 추가하여 제작된 변압기 등가 회로를 도시하고, 이 등가 회로는 도 6의 것에 대응하지만, 캐패시터(35)의 값에 대응하는캐패시턴스(C')가 추가된다(변압기는 권선비(n)가 1이다고 가정한 것으로 생각한다).
제2동조 캐패시터의 효과는 도 9의 등가 회로와, 다이오드의 도통(온 상태) 및 다이오드의 비도통(오프 상태) 상태의 도 8의 변환기에 대하여 도 10에 도시된 위상 응답 특성을 참조함으로써 수량적으로 이해할 수 있다.
다이오드 도통 상태에 있어서, 도 8의 변환기의 주파수 특성은 제2동조 캐패시터(35)가 실제로 단락되어 있기 때문에 도 4의 변환기와 거의 동일하므로, 캐패시턴스(C)[제1동조 캐패시터(30)] 및 누설 인덕턴스(1)를 포함하는 병렬 공진 회로가 존재하는데, 공진 회로의 공진 주파수는 FR이다. 도 10에서 다이오드 온 상태에 대하여 도 10에 도시된 위상 응답 특성(36)에서 알 수 있는 바와 같이 주파수(FR)에서 위상 변조가 발생한다.
다이오드 비도통 상태에 있어서, 제2동조 캐패시터(C')는 도 4의 변환기에 비해 도 8의 변환기의 주파수 특성에 대하여 현저한 효과를 갖고 있다. 주요 인덕턴스(L)를 포함하는 저단(low-end) 공진이 계속해서 존재하지만, 캐패시턴스(C와 C')가 포함되므로, 이러한 공진 주파수(F0)는 도 4의 변환기에 대응하는 주파수(F0)의 주파수보다 낮을 수 있다. 위상 반전은 다이오드 오프 상태에 대해 도 10에 도시된 위상 응답 특성(37)에서 알 수 있는 바와 같이 이러한 공진 주파수(F0)에서 발생한다[또 다시, 도 10의 F0에 대하여 주어진 식은 누설 인덕턴스(1)가 생략되었다는 것을 알 수 있는 바와 같이 상당히 근접한다]. 주파수(F0)에서의 저단 공진 이외에, 누설 인덕턴스(1) 및 캐패시턴스(C')를 포함하는 직렬 공진인 제2의 최고 공진이 있는데, C'의 값은, 이러한 공진은 주파수(FR)에서, 즉 다이오드 온 상태의 공진과 동일한 주파수에서 발생하도록 선택된다. 실제로, C'의 선택은 회로에 이용된 특정 성분값 및 형태에 대한 적정치를 구하기 위해서는 시행 착오가 필요하다. 도 10에서 다이오드 오프 상태에 대하여 도시된 위상 응답 특성(37)에서 알 수 있는 바와 같이, 제2공진 주파수(FR)에서 위상 반전이 발생한다. 또한, 제3공진은 다이오드 오프 상태에서 나타나지만, 보다 높은 주파수로 발생하고, 도8의 변환기의 기능과는 관련이 없어서 더 이상 거론하지 않겠다.
유의해야 할 중요한 점은 링잉 주파수 근처에서, 다이오드 오프 및 온 상태에서 나타나는 위상 응답은 역 위상이다는 것이다. 이 때, MOSFET(16)을 턴 오프한 후에 발생하는 링잉 중에, 충분히 큰 하향 스윙(downward swing)이 도통외의 다이오드를 취하여 발생시키는 경우에, 전류의 위상은 즉시 반전되어, 동작이 다이오드 온 조건에서 다이오드 오프 조건으로 전환하고, 이것은 다이오드를 도통 상태로 다시 구동시키며, 그 결과 이러한 형태의 동기 검출이 행해지고, 링잉이 부하내에서 유용하게 소실될 수 있는 DC 성분으로 변환된다.
물론, 링잉은 도통외의 다이오드를 취하기에 충분히 큰 진폭이라고는 할 수 없다. 그러나, 다이오드가 도통하고 있을지라도, 실제로 변압기의 2차 권선 양단이 완전히 단락되어 있지 않기 때문에 회로의 특성은 완전히 다이오드 온 상태로 되지않으며, 다이오드 온 및 다이오드 오프 상태가 실제로 공존할 수 있어서, 전자가 지배적이다. 이러한 역 위상 성분이 존재하며 다량의 값 자체가 아니다(이들은 제로 평균 파형을 단순히 함께 발생시킨다). 대신에, 이와 같은 성분은 DC 성분을 발생시키기 위해 혼합되어야 한다. 이러한 혼합은 도 8의 변환기에서는 비선형 순방향 전압/전류 특성의 결과로서 다이오드(18)에 의해 이루어진다. 특히, 다이오드(18)는 다음과 같은 적절한 형태의 순방향 저항(Rf)을 갖고 있다.
여기에서 If는 다이오드를 통해 흐르는 순방향 전류이다. 이 때, 다이오드를 통해 흐르는 전류가 링잉 주파수의 우수한 성분(즉, 편의상, 이하에서 "위상" 성분으로 불리우는 다이오드 온 성분, 이에 대하여 다른 성분은 "역 위상" 성분이라 한다)의 네거티브 진행 스윙(negative-going swing)과 함께 떨어지기 시작할 때 무엇이 발생하는 지를 고려해 보자. 다이오드 전류가 감소함에 따라, 다이오드 저항은 증가하고, 회로 특성은 다이오드 오프 조건을 향해 이동하여 링잉의 역위상 성분을 증가시키는데, 그 결과 링잉의 하향 스윙을 점진 방식으로 감소시키고, 하향 스윙이 깊으면 깊을수록 링잉의 보상 역위상 성분은 그 만큼 커진다. 역위상 성분의 점진 보상 기여의 결과로서 생성된 링잉 파형(40)을 고도의 개략적 형태로 도시한 도 11에 그 효과가 설명되어 있다. 또한, 도 11에 있어서, 라인(41)은 역위상 성분의 점진 보상 효과가 없는 상태에서 링잉의 평균치를 나타낸 것이고, 라인(42)은 파형(40)의 평균치를 나타낸 것인데, 평균치는 DC 성분에 현재 있는 것을 링잉과등가화하는 것으로 상승된다는 것을 알 수 있다. 다이오드를 통과하고, 에너지를 부하 내의 1차 누설 인덕턴스에서 소모하는 DC 성분이 있다.
링잉이 상술한 메커니즘에 의해 DC 성분으로 완전히 변환되지 않을 지라도, 1차 누설 인덕턴스 내에 저장된 에너지의 대부분은 부하로 계속해서 공급된다. Vds및 Irect파형에 대한 효과는 도 5에 도시된 것으로부터 링잉 파형의 크기를 변화시켜 충분히 감소시키기 위한 것이다.
상술한 메커니즘의 효과는 다이오드의 순방향 특성에 있어서 링잉이 발생하는 곳에 따라 어느 정도 좌우된다는 것을 주지해야 한다. 환언하면, 어느 정도의 효과는 변환기의 부하에 따라 변할 수 있다. 그러므로, 예상되는 변환기의 부하는 설계면에서 고려될 필요가 있고, 다이오드의 형태 선택에 영향을 끼칠 수 있다.
도 12는 MOSFET(50)가 링잉 전류로부터 DC 성분을 발생시키는 비선형 장치로서 이용되는 도 8의 변환기의 변형예를 도시한 것이다[다이오드(18)가 여전히 존재하지만, 위상 및 역상 링잉 성분의 혼합을 행하기 위해 사용하지 않는다]. MOSFET(50)는 다이오드(18) 다음의 출력 회로 내에 삽입되어 제어 블록(51)에 의해 제어되므로, 이것은 링잉과 동기하여 온 및 오프로 전환된다[라인(52)에서 감지된다]. 링잉의 포지티브 진행 피크 중에, MOSFET는 턴 온되지만, 링잉의 계곡부분에서, MOSFET(50)는 턴 온되거나, 이와 반대일 수 있어서, 부하를 통해 흐르는 포지티브 또는 네거티브 전류를 각각 발생시킨다.
1차 및 2차 동조 캐패시터를 이용하여 변압기의 누설 인덕턴스에 관한 에너지 손실 문제점을 해결하여, 발생하는 다른 에너지 소모 문제점에 대한 가능성이 생겼다. 특히, 동조 캐패시터(30 및 35)는 상당량의 에너지를 포함할 수 있고, MOSFET 스위칭 장치(16)가 보통의 고정 주파수 PWM 모드에서 제어될 경우, 동조 캐패시터는 MOSFET(16)가 턴 온될 때 MOSFET(16)을 통해 방전될 수 있다. 이러한 상황에 따라서, 최종 에너지 손실은 보통의 플라이백 변환기에서의 누설 인덕턴스에 관련된 최초 에너지 손실을 초과할 수 있다.
MOSFET 스위칭 장치(16)의 에너지 소모를 최소화하기 위해서, 드레인 전압이 가능한 낮을 때 MOSFET(16)을 온 상태로 전환하는 것이 가장 좋다. 이러한 점은 변압기 코어가 방전된 다음 전압 스윙이 저단 다이오드 오프 공진 주파수(F0)로 다시 복귀할 때의 순간에 발생한다. 도 13은 MOSFET(16)의 턴 온이 MOSFET의 드레인 전압의 최소 전압점에서 발생하도록 제어되는 도 8의 플라이백 변환기의 변형예를 도시한 것이다. 도 14는 도 13의 변환기의 Vgs, Id, Vds및 Irect파형을 도시한 것이다.
도 14의 Vds파형을 참조하면, 파형의 하강 에지(falling edge)가 정현파인 것을 알 수 있는데, 이것은 변압기 코어의 방전 바로 다음에 주파수(F0)에서 발생하는 전압 스윙이다. 이러한 전압 스윙의 최소화는 도 13의 변환기에서는, 변압기 코어에 감겨진 감지 코일(60), 90°위상 전이를 통해 정현파 스윙을 효과적으로 전이시키는 적분기(61) 및 적분기 출력의 제로 교차를 검출하는 제로 교차 검출기(62)를 포함하는 구조에 의해 감지되는데, 이러한 제로 교차는 감지된 파형의 최소치에 대응한다. 제로 교차 검출기의 출력은 MOSFET(16)의 턴 온을 개시하기 위해 OR 회로(63)를 경유하여 온 시간 제어 블록(64)으로 공급된 트리거 신호 형태를 취한다. 실제 온 시간은 출력 전압을 일정하게 유지할 목적으로 피드백 출력 전압의 레벨에 의해 다시 결정된다.
MOSFET(16)는 고정 주파수에서 더 이상 온 및 오프 상태로 전환되지 않는다는 것을 알 수 있는데, 스위칭 주파수는 실제로 부하에 의존한다. 또한, 연속 동작 모드와 불연속 동작 모드 사이의 경계에서 동작하는 것이 도 13의 변환기의 동작에 고유성이 있다는 것을 주지할 수 있으므로, 다이오드(18)를 통해 흐르는 전류(Irect)는 MOSFET(16)가 다시 턴 온되기 직전에 제로로 떨어진다.
검출하는 드레인 전압 최소치가 없을 때(개시와 같은 상황)를 커버하기 위해서, 타임 아웃 회로(65)는 턴 온 트리거 신호가 MOSFET가 제로 교차 검출기(62)로부터의 트리거 신호에 의해 다시 조기에 턴온되지 않을 경우에, 게이트 신호(Vgs)가 최후에 하이 상태로 된 후의 소정의 시간에 온 타임 제어 블록으로 공급되도록 한다.
도 15는 주요 성분의 예시적인 값을 갖는 도 13의 변환기의 실시 양태를 도시한 것이다. 1차 및 2차 동조-캐패시턴스(C 및 C')의 구조를 고려한다. 특히, 도 13에서 1차 권선(14) 양단에 접속된 캐패시터(30)에 의해 제공되는 것으로 나타나는 1차 동조 캐패시턴스(C)는 MOSFET(16)의 소오스-드레인 캐패시턴스(30B)와 함께 권선(14) 양단에 캐패시터(30A)가 제공된다. 이러한 MOSFET의 캐패시턴스(30B)는 AC에 있어서 캐패시터(30A)와 병렬로 접속되는데 [저장 캐패시터(69)에 의해가능], 캐패시턴스(30B)의 값이 충분한 경우, 캐패시터(30A)는 완전히 필요 없게 할 수 있다. 도 13에서 2차 권선(15) 양단에 접속된 캐패시터(35)에 의해 제공되는 것으로 나타나는 2차 동조 캐패시턴스(C')에 관련하여, 도 15에서 이러한 캐패시턴스(C')는 다이오드(18) 양단에 접속된 캐패시터(35A)에 의해 제공된다. 또 다시, 이러한 구조는 AC 측에 2차 권선(15)과 병렬로 캐패시터를 접속한 것과 등가를 이룬다[캐패시터(19)는 다이오드가 오프 상태일 때 캐패시터(35A)와 직렬로 접속되어 있을지라도, 이것의 임피던스가 무시될 수 있을 만큼 충분히 크고, 부수적으로, 다이오드가 온 상태일 때, 캐패시터가 실제적으로 AC 단락 상태를 제공한다는 것을 주지해야 한다]. 또한, 2차 권선(15)과 다이오드(18) 양단에 접속된 캐패시터의 조합부는 캐패시턴스(C')를 제공하는데 이용될 수 있다. 더욱이, 변환기가 다중 출력 회로(12)를 갖고 있다는 점에서, 캐패시턴스(C')는 이러한 출력회로들 사이에 분배될 수 있다.
도 16 및 도 17은 도 15의 변환기의 MOSFET(16)의 드레인 전압의 오실로그램을 도시한 것인데, 도 16의 파형은 도 4의 변환기의 경우와 같이 실제 링잉이 나타나도록 2차 동조 캐패시터가 분리되는 경우의 파형이다. 도 17의 오실로그램은 2차 동조 캐패시터가 접속된 경우의 것이고, 알 수 있는 바와 같이 링잉이 크게 사라졌다. 또한, 도 16 및 도 17은 파형의 하강 에지의 정현파를 명확하게 도시한 것이다.
다수의 변형이 본 발명의 상술한 실시예에서 여러 변형예가 가능하다는 것을알 수 있다. 그러므로, 스위칭 장치(16)는 1차 권선(14)과 직렬로 접속되는 것이 일반적이지만, 스위칭 장치가 1차 권선의 여자를 제어할 수 있는 다른 구조도 가능하다. 인덕터(70)가 스위칭 장치(16)와 직렬로 접속되고, 1차 권선(14)이 캐패시터(71)를 통해 스위칭 장치 양단에 접속되는 하나의 구조가 도 18에 도시되어 있다. 캐패시터(71)의 값은 장치(16)의 스위칭 주파수에서, 캐패시터(71)가 AC 단락 작용을 하므로, 1차 권선을 인덕터(70)와 병렬로 효과적으로 배치할 수 있는 값이다. 스위칭 장치(14)는 도 13의 회로의 경우와 동일한 방식으로 제어되고, MOSFET 스위칭 장치의 드레인에서의 전압 파형 및 2차 권선 양단에서의 전압 파형은 도 13의 회로와 실질적으로 동일하다. 또한, 동조 캐패시터(30 및 35)의 효과는 도 13의 회로와 동일하다[AC 측에서 1차 권선(14)이 인덕터(70)와 실제로 병렬로 접속되어 있기 때문에 1차 권선의 양단에서가 아니라 인덕터(70) 양단에 동조 캐패시터(30)를 접속하는 것이 동조 캐패시터의 작용에 악영향을 끼치지 않는다는 것을 주지해야 한다]. 도 13의 회로는 정류용 AC 주요 입력으로부터 조절된 DC 출력을 제공하는데 이용시 양호한 전력 계수 특성을 제공시에 특히 유용하다. 이러한 응용에 있어서, 캐패시터(71)는 블록의 주요 리플에 대한 값으로 선택되는데, 비록 그렇다고 할지라도, 출력 전압의 피드백 루프내에 저역 통과 필터를 포함하는 것이 일반적으로 필요할 수 있다. 도 18의 회로에 관한 기본적인 구조는 "Switched Mode Power Supply with Power Factor Correction"이란 명칭으로 동일자에 출원된 계류중인 유럽 특허 출원서의 주제를 형성한다. 도 18의 회로 동작의 보다 상세한 설명은 이러한 유럽 특허 출원서를 참조한다.

Claims (13)

  1. 각각 주요 인덕턴스와 누설 인덕턴스로 각각 이루어진 1차 및 2차 권선을 갖고 있는 에너지 저장 변압기를 통해 출력 회로에 결합된 입력 회로를 포함하는데, 입력 회로가 상기 1차 권선의 여자(energisation)를 조절하도록 접속된 스위칭 장치 와 상기 스위칭 장치의 순번 턴 온 및 오프를 제어하기 위한 제어 수단을 포함하고, 출력 회로가 상기 2차 권선과 직렬로 접속된 다이오드와, 상기 1차 권선과 다이오드의 직렬 조합부와 병렬로 접속되고, 변환기 출력이 발생되는 저장 캐패시터를 포함하는 플라이백 변환기에 있어서,
    AC에 대하여, 상기 1차 및 2차 권선과 병렬로 각각 제공되는 제1 및 제2동조 캐패시턴스가,
    -- 다이오드가 도통 상태인 경우에, 1차 누설 인덕턴스 및 상기 제1동조 캐패시턴스가 중요한 역할을 하는 공진 주파수(FR)를 갖는 제 1 공진 회로가 형성되고,
    -- 다이오드가 비도통 상태인 경우에, 1차 누설 인덕턴스 및 상기 제 2 동조 캐패시턴스가 중요한 역할을 하지만, 상기 제 1 공진 회로에 대해서는 역 위상의 전압/전류 위상 관계가 공진의 어느 한 측에 존재하는, 주파수(FR)와 대략 동일한 공진 주파수를 갖는 제 2 공진 회로가 형성되게 하는 값을 가지며,
    출력 회로가,
    스위칭 장치를 턴 오프한 다음에 상기 제1 및 제2공진 회로에 의해 생성된 링잉의 역상 성분을 조합하도록 동작하는 비선형 장치를 포함하여, 1차 누설 인덕턴스 내에 저장된 에너지가 최소한 부분적으로 2차 회로에 공급되어, 변환기 출력의 DC 성분으로 변환되는 것을 특징으로 하는 플라이백 변환기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1동조 캐패시턴스는 상기 1차 권선 양단에 접속된 캐패시턴스에 의해 최소한 부분적으로 제공되는 플라이백 변환기.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 장치는 MOSFET이고, 상기 제1동조 캐패시턴스는 상기 MOSFET의 드레인-소오스 캐패시턴스에 의해 최소한 부분적으로 제공되는 플라이백 변환기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제2동조 캐패시턴스는 상기 2차 권선 양단에 접속된 캐패시터에 의해 최소한 부분적으로 제공되는 플라이백 변환기.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제2동조 캐패시턴스는 상기 다이오드 양단에 접속된 캐패시터에 의해 최소한 부분적으로 제공되는 플라이백 변환기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 변환기는, 각각이 변압기의 개별적인 상기 2차 권선을 통해 상기 1차 권선에 결합된 다수의 상기 출력 회로를 갖추고 있고, 상기 제2동조 캐패시턴스는 상기 출력 회로들 사이에서 분할되는 플라이백 변환기.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 비선형 장치는 상기 다이오드로 구성되는 플라이백 변환기.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 비선형 장치는 상기 다이오드와 직렬로 접속된 MOSFET와, 상기 링잉과 동기하여 MOSFET를 온 및 오프로 전환하는 수단을 포함하는 플라이백 변환기.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제어 수단은, 스위칭 장치가 오프 상태인 경우에 스위칭 장치 양단의 전압을 감지하기 위한 감지 수단, 상기 감지 수단에 의해 감지된 전압의 최소치를 결정하기 위한 결정 수단 및 상기 결정 수단에 의해 결정되는 양단 전압의 상기 최소치에서 스위칭 장치를 턴 온시키기 위한 턴 온 수단을 포함하는 플라이백 변환기.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 감지 수단은, 상기 1차 및 2차 권선과 함께 감겨진 감지 권선을 포함하고, 상기 결정 수단은 상기 감지 권선에 의해 감지된 전압을 적분하기 위한 적분 수단 및 상기 적분 수단에 의해 적분되어 스위칭 장치 양단 전압의 상기 최소치를 나타내는 전압의 제로 교차를 검출하기 위한 수단을 포함하는 플라이백 변환기.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 제어 수단은 상기 변환기의 출력 전압을 거의 일정하게 유지하도록 상기 변환기의 출력에서 발생된 전압에 따라서 상기 스위칭 장치의 온 시간의 지속기간을 제어하기 위한 수단을 더 포함하는 플라이백 변환기.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 제어 수단은 상기 스위칭 장치가 상기 턴 온 수단에 의해 다시 조기에 턴 온되지 않는 경우에 스위칭 장치가 지속된 후의 소정의 시간에 상기 스위칭 장치의 턴 온을 개시하기 위한 타임 아웃 수단을 더 포함하는 플라이백 변환기.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 압력 회로는 상기 스위칭 장치와 직렬로 접속된 인덕터와 상기 스위칭 장치 양단의 상기 1차 권선과 직렬로 접속된 캐패시터를 더 포함하는 플라이백 변환기.
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