CN113783424A - 具有增强的轻负载管理的高性能两级电源转换器 - Google Patents

具有增强的轻负载管理的高性能两级电源转换器 Download PDF

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Abstract

本公开涉及具有增强的轻负载管理的高性能两级电源转换器。本公开提供了一种两级电源转换器，该两级电源转换器可包含降压预调节器和谐振总线转换器。此类转换器可被操作以在宽输入和输出范围内实现无条件的软开关操作(零电压开关a/k/a ZVS)，同时在较低功率电平和无负载条件下输送优异的功率转换效率。

Description

具有增强的轻负载管理的高性能两级电源转换器
背景技术
电子设备通常需要某种形式的电源。电源设计在所需的功率、效率、尺寸和其他参数之间不断地权衡。具体地讲，用于向便携式消费电子设备诸如膝上型计算机、平板电脑、智能电话等提供主电源的AC/DC适配器提出了各种相互冲突的要求。首先，随着这些设备变得越来越强大，所输送的功率量和电源适配器的总体效率两者变得重要。另外，在许多使用情况下，此类适配器可被插接到主电源中，即使它们所供电的设备已被断开。在这种情况下，可能期望大大限制由适配器“浪费”的电量。此外，因为此类适配器旨在为便携式的，即，用户在携带设备旅行时可能会带着它们，所以尺寸也是重要的约束条件。最后，与所有消费产品一样，复杂性可影响可靠性和成本两者。
发明内容
基于前述内容，期望提供解决前述问题的电源转换器。在一些实施方案中，此类电源转换器可用于为低功率、脱机AC/DC电源转换器(包括用于USB-C型AC/DC适配器或其他低功率消费电子电源转换器以及其他应用中的那些)提供高性能解决方案。
两级电源转换器可包括降压预调节器级和谐振总线转换器级，该降压预调节器级被配置为接收输入电压并且产生低于输入电压的中间电压，该谐振总线转换器级被配置为接收由降压预调节器级产生的中间电压并且产生为中间电压的固定倍数的输出电压。转换器还可包括控制电路，该控制电路耦接到降压预调节器级和谐振总线转换器级，其中控制电路被配置为执行以下中的至少一者：降压预调节器级的自适应软开关边界模式操作；以及谐振总线转换器的受控脉冲串模式操作。
谐振总线转换器可以是半桥转换器，该半桥转换器包括：第一开关设备和第二开关设备，该第一开关设备和该第二开关设备跨中间电压串联耦接；第一谐振电容器和第二谐振电容器，该第一谐振电容器和该第二谐振电容器跨中间电压串联耦接；和变压器，该变压器具有初级绕组，该初级绕组耦接在第一开关设备和第二开关设备的结合部与第一谐振电容器和第二谐振电容器的结合部之间，该变压器还具有至少一个次级绕组，该至少一个次级绕组通过一个或多个整流器设备耦接到两级转换器的输出。第一开关设备和第二开关设备可交替地以约50％的占空比180度异相操作，带有死区时间以防止交叉导通，从而在变压器初级绕组中产生正弦电流。谐振总线转换器还可被配置为实现第一开关设备和第二开关设备的零电压开关。第一谐振电容器和第二谐振电容器可被配置为与变压器和布局的寄生电感或者与变压器绕组串联的附加分立电感器谐振。
另选地，谐振总线转换器可以是全桥，该全桥包括：第一开关设备和第二开关设备，该第一开关设备和该第二开关设备跨中间电压串联耦接；第三开关设备和第四开关设备，该第三开关设备和第四开关设备跨中间电压串联耦接；和谐振电路，该谐振电路至少包括谐振电容器和变压器初级绕组，该变压器初级绕组耦接在第一开关设备和第二开关设备的结合部与第三开关设备和第四开关设备的结合部之间，其中变压器还具有至少一个次级绕组，该至少一个次级绕组通过一个或多个整流器设备耦接到两级转换器的输出。第一开关设备和第三开关设备以及第二开关设备和第四开关设备可交替地以约50％的占空比180度异相操作，带有死区时间以防止交叉导通，从而在变压器初级绕组中产生正弦电流。谐振总线转换器可被配置为实现第一开关设备和第二开关设备的零电压开关。谐振电路可包括变压器和布局的寄生电感或者与变压器绕组串联的分立电感器。
降压预调节器级可包括第一开关设备和第二开关设备，该第一开关设备和该第二开关设备跨输入电压串联耦接。第一开关设备可以是功率控制开关，并且第二开关设备可以是反向电流控制开关。降压电感器可耦接在第一开关设备和第二开关设备的结合部与谐振总线转换器的输入部之间。续流二极管可与反向电流控制开关并联耦接。第一电流传感器可耦接到控制电路并且被配置为在第一开关设备的开启时间期间感测降压预调节器电流。第二电流传感器可耦接到控制电路并且被配置为在第一开关设备的关断时间期间感测续流电流。第一电流传感器可为在第一开关设备的开启时间期间与至少降压电感器串联连接的电流感测电阻器。第二电流传感器可以是与第二开关设备串联连接的电流感测电阻器。
两级电源转换器的控制电路可被配置为通过以下方式执行降压预调节器级的自适应软开关边界模式操作：开启第一开关设备，使得电流流过降压电感器；将第一电流传感器的输出与由控制电路从两级转换器的输出电压导出的峰值电流命令进行比较；当流过降压电感器的电流达到峰值电流时，关断第一开关设备；在关断第一开关设备之后开启第二开关设备；使用第二电流传感器检测流过第二开关设备的反向电流；以及响应于反向电流，在零电压开关转换中开启第一开关设备。
两级电源转换器的控制电路可被配置为通过以下方式执行两级转换器的受控脉冲串模式操作：检测在降压预调节器级的开关损耗和偏置功率损耗以及降压预调节器级的导通损耗和磁芯损耗处于平衡时的点的负载条件或低于该点的负载条件；以及响应于此负载条件，暂时以及间歇地禁用降压预调节器级和谐振总线转换器级的开关。控制电路可被配置为：通过检测低于预定阈值的负载电流来检测在降压预调节器级的开关损耗和偏置功率损耗以及降压预调节器级的导通损耗和磁芯损耗处于平衡时的点的负载条件或低于该点的负载条件。暂时以及间歇地禁用降压预调节器级和谐振总线转换器级的开关可包括：同时禁用降压预调节器级和谐振总线转换器级的开关，或者可包括：首先禁用降压预调节器级的开关并且随后禁用谐振总线转换器级。
一种操作具有第一降压预调节器级和第二谐振总线转换器级的两级转换器的方法可通过以下操作包括降压预调节器级的自适应软开关边界模式操作：通过开启降压预调节器级的功率控制开关设备，使得电流流过降压预调节器级的降压电感器；将流过降压电感器的感测的电流与从两级转换器的输出电压导出的峰值电流命令进行比较；当流过降压电感器的电流达到峰值电流时，关断第一开关设备；在关断第一开关设备之后开启降压预调节器级的反向电流控制开关设备；检测流过反向电流控制开关设备的反向电流并响应于反向电流，在零电压开关转换中开启功率控制开关设备。
该操作具有第一降压预调节器级和第二谐振总线转换器级的两级转换器的方法可另选地或除此之外通过以下操作包括谐振总线转换器的受控脉冲串模式操作：检测在降压预调节器级的开关损耗和偏置功率损耗以及降压预调节器级的导通损耗和磁芯损耗处于平衡时的点的负载条件或低于该点的负载条件，并且响应于此负载条件，暂时以及间歇地禁用降压预调节器级和谐振总线转换器级的开关。检测在降压预调节器级的开关损耗和偏置功率损耗以及降压预调节器级的导通损耗和磁芯损耗处于平衡时的点的负载条件或低于该点的负载条件包括：检测低于预定阈值的负载电流。暂时以及间歇地禁用降压预调节器级和谐振总线转换器级的开关可包括：同时禁用降压预调节器级和谐振总线转换器级的开关，或者可包括：首先禁用降压预调节器级的开关并且随后禁用谐振总线转换器级。
附图说明
图1示出了包括降压预调节器和总线转换器的两级转换器的一个实施方案。
图2示出了包括降压预调节器和总线转换器的两级转换器的另选实施方案。
图3示出了包括降压预调节器和总线转换器的两级转换器的又一个另选实施方案，该总线转换器包括输出滤波器级中的电感器。
图4示出了基于降压预调节器和总线转换器的改进的两级电源转换器的示意图。
图5示出了谐振总线转换器的等效电路。
图6和图7示出了描绘如图5所示的谐振总线转换器500的操作的某些波形。
图8示出了全桥谐振转换器。
图9示出了包括降压预调节器和总线转换器的两级转换器的另一个实施方案。
图10示出了降压预调节器级的反向电流与输入电压的各种可能关系。
图11示出了降压预调节器的一些特定操作波形。
图12示出了包括降压预调节器和总线转换器的两级转换器的简化示意图。
图13示出了时序图，该时序图示出了当功率输出逐渐降低到拐点时的开-关/脉冲串模式操作。
具体实施方式
在以下描述中，为了解释的目的，阐述了很多具体细节以便提供对所公开构思的彻底理解。作为该描述的一部分，为了简单起见，本公开的附图中的一些附图以框图形式表示结构和设备。为了清晰起见，在本公开中未描述实际具体实施的所有特征。此外，本公开中使用的语言是出于可读性和指导目的而选择的，尚未选择它来描绘或限制所公开的主题。相反，所附权利要求旨在用于此目的。
所公开的概念的各种实施方案以举例的方式进行说明，而不仅限于各个附图，在附图中类似的附图标号指示类似的元件。为简单和清楚说明起见，在合适的情况下，在不同附图中重复参考标号以指示对应或类似的元件。此外，示出许多具体细节以便提供对本文所述的具体实施的充分理解。在其他情况下，未详细描述方法、规程和部件以免模糊所描述的相关功能。在本公开中提到“一个”、“一种”或“另一种”实施方案未必是相同或不同的实施方案，并且这意味着至少一个。给定附图可用于示出本公开的多于一个实施方案或多于一个种类的特征，并且对于给定的实施方案或种类可能不需要附图中的所有元件。当在给定附图中提供时，参考标号在整个若干附图中是指相同的元件，但其可以不在每个附图中重复。除非另外指明，否则附图未按比例绘制，并且某些部件的比例可被放大以更好地示出本公开的细节和特征。
两级电源转换器可包括降压预调节器和隔离总线转换器。隔离总线转换器可以是具有由变压器匝数比设定的固定增益的隔离级。在此类转换器中，降压预调节器可控制总线转换器的输入电压，以便在输出处实现期望的电压调节。
图1示出了此类包括降压预调节器101和总线转换器102的两级转换器的一个实施方案。降压预调节器101的输出电压跨电容器C2出现，该输出电压是总线转换器102的输入。图2示出了类似转换器的一个实施方案。图2中的转换器200与图1中的转换器100基本上相同地操作，不同的是降压预调节器控制MOSFET Q1可被放置在接地侧上以便更容易控制。总线转换器202(或102)可使用隔离驱动器诸如驱动器变压器或电平移位驱动器来驱动。图3示出了转换器300的示意图，该转换器是该架构的又一个变型，并且在输出滤波器级中包括电感器L2。
总线转换器开关Q2和Q3以180度异相和接近50％占空比操作，其中开关转换之间的死区时间较短。可引入该死区时间以避免Q2和Q3的交叉导通，并且还允许零电压开关(ZVS)。跨电容器C2的降压输出电压必须低于最小预期输入电压，该最小预期输入电压受到降压控制器的最大操作占空比的限制。图1和图2中的总线转换器102/202可以是以具有近正弦负载电流的基本上边界模式操作的谐振总线转换器。谐振频率可由变压器和分裂电容器C3和C4的寄生漏电感确定。存储在磁化电感中的能量可用于整个负载范围内的零电压开关(ZVS)转换。相反，图3中描绘的总线302转换器可以基本上梯形的负载电流波形操作。零电压转换可取决于存储在漏电感中的能量，并且在一些实施方案中，可在较高负载下实现。
在前述实施方案中的每一个实施方案中，总线转换器变压器TX1可使用所选择的匝数比来输送期望的目标输出电压。变压器TX1还可提供电流隔离，这在某些应用中可能是必需的。控制电路(未示出)可将输出电压+V_OUT与固定基准进行比较，并且可控制降压转换器MOSFET Q1以实现输出电压调节。
此类系统可能受到某些限制。例如，降压转换器可在转换或边界模式中操作，但其仅在降压转换器以远高于50％的占空比操作时才实现零电压转换。此外，如果要在宽范围的脱机应用诸如低功率适配器(例如，90Vac至264Vac输入范围)中直接操作此类转换器，则降压转换器的效率可能较差或甚至相当差。例如，在90Vac的最低ac输入电压和满负载下，+V_IN可低至接近本体电压的谷值的75VDC。这继而要求降压转换器输出电压非常低，例如，在60V～70V的范围内。通过使用额定导通电阻非常低的Q1设备，可在一定程度上改善低线路效率；然而，由于对应的较高电容硬开关损耗，高线电压下的效率可能受到不利影响。
此类电路的另一个限制是总线转换器变压器TX1由于在固定占空比和固定输入电压下操作而经历固定的芯损耗。因此，总线转换器的固定功率消耗可不利地影响极低负载条件下的效率和输入功率，该极低负载条件是用于消费电子产品中的AC/DC适配器的常见操作模式。
图4示出了下文更详细描述的基于降压预调节器401和总线转换器402的改进的两级电源转换器400的示意图。转换器400可通过包括所选择和配置的至少两个方面中的一者或多者而成为“增强的”两级电源转换器，以便在低功率AC/DC电源应用中输送高性能。这两个方面可包括(1)具有受控脉冲串操作的谐振总线转换器和(2)自适应软开关边界模式降压预调节器，这两个方面在下文更详细地描述。
谐振总线转换器
总线转换器变压器TX1的固有漏电感与转换器的外部布局寄生电感一起可用于构建可在基本上单位增益下操作的谐振总线转换器500。此类谐振总线转换器的等效电路在图5中示出。电感器Lr无需为分立电感器，而是可为变压器漏电感、初级侧布局寄生电感和反射的次级杂散电感的组合。可提供例如呈与初级绕组串联的分立电感器形式的附加电感。另外，电路布局可被设计成提供所需电平的杂散电感和/或寄生电感。在任何情况下，该电感Lr与输入分裂电容器Cr1和Cr2组合可形成谐振槽电路。该槽的谐振时间由下式给出：
Figure BDA0003065849870000071
MOSFET Qa和MOSFET Qb可以180度异相和基本上50％的占空比操作，除了短死区时间以防止两个MOSFET的交叉导通之外。该死区时间也可用于零电压开关(ZVS)转换。谐振总线转换器500有时也在以下描述中简单地描述为“总线转换器”。
在一些示例性实际实施方案中，MOSFET Qa和MOSFET Qb可以约100ns至500ns的死区时间操作，其中基于开关频率和其他电路约束选择特定值。当Qa或Qb开启时，Lr与C3和C4的组合谐振，以在变压器Tx1的初级绕组和相应次级绕组中生成正弦电流。Cr1和Cr2的值可被选择为使得电路的半谐振时间
Figure BDA0003065849870000072
基本上等于MOSFET的开启时间。这将导致每个半周期中谐振频率下的边界模式操作。对于性能优化，电路可被设计成在每个半周期中稍微高于或低于谐振频率操作。
作为上述开关操作的结果，三角形磁化电流也可建立在初级绕组磁化电感Lm中。初级电感可被选择为使得足够的磁化电流内置于初级中以在死区时间期间实现零电压开关转换，同时使跨相应MOSFET的总“有效电容”放电。该“有效电容”包括两个MOSFET的寄生漏极-源极电容、反射的次级侧整流器寄生电容以及变压器的任何分流电容。因此，当每个MOSFET关断时，反射的次级电流已经下降到零或基本上接近零，并且磁化电流处于其峰值。
可基于目标降压输出电压来选择变压器TX1的匝数比以匹配任何期望的输出电压。
因为总线转换器500在零电压开关(ZVS)模式下操作，所以它不经历电容开启开关损耗。另外，在关断时，每个MOSFET中的电流非常低(即，磁化电流)。因此，总线转换器500的关断开关损耗也非常低，以至于几乎不存在。因此，总线转换器500有效地仅具有电阻损耗，这可允许以非常高的频率操作。此外，开关死区时间期间的电压转换可具有非常慢的上升时间，这可显著减少共模噪声发射。
图6和图7示出了描绘如图5所示的谐振总线转换器500的操作的某些波形。图6示出了初级反射负载电流601，其具有正弦性质并且在两个MOSFET开关的开启时间期间达到零电平。更具体地讲，正弦负载电流的一个半循环对应于每个相应开关设备的开启时间(由开关驱动信号603和604示出)。当开关有效时，初级磁化电流602以三角形方式斜升。图7示出了开关的ZVS操作(特别是对于开关Qb，尽管开关Qa基本上类似，但异相180度)。更具体地讲，图7描绘了开关Qb的驱动信号704(对应于图6所示的驱动信号604)。图7还示出了开关的漏极到源极电压702，可以看出，其在开启时低于零。
前述谐振总线转换器500是半桥谐振总线转换器。然而，谐振总线转换器也可被构造为全桥谐振总线转换器800(如图8所示)。MOSFET Qa和MOSFET Qa1(即，相对桥支路中的对应开关)可在一个半循环中同时驱动，而MOSFET Qb和MOSFET Qb1可在另一个半循环中同时驱动。漏电感Lr和串联谐振电容器Cr形成谐振槽。电路操作基本上类似于上文相对于图5至图7所述的半桥谐振总线转换器。在一些实施方案中，例如输送较低功率电平的那些实施方案，半桥谐振总线转换器可能是优选的，因为电路复杂性和零件计数降低；然而，可根据特定应用要求来使用任一实施方案。
如上所述，所示的谐振总线转换器产生输出电压，该输出电压是其输入电压的固定倍数(倍数由变压器Tx1的匝数比确定)。因为此类谐振总线转换器不具有独立于其输入电压来调节其输出电压的能力，所以降压预调节器901可与谐振总线转换器902组合以形成两级转换器900，如图9所示。MOSFET Q1和MOSFET Q2连同二极管D3、电感器L1和电容器C2一起形成降压预调节器级901。开关Q1用作降压转换器操作中的功率控制开关，并且开关Q2执行反向电流控制和/或ZVS控制的功能。降压转换器901可在具有边界模式操作的峰值电流控制模式下操作。二极管D3用作降压转换器的续流整流器。在一些实施方案中，开关Q2还可充当附加续流元件/同步整流器。在一些此类实施方案中，可省略D3，这取决于例如所使用的特定半导体技术。然而，对于至少一些实施方案，保持二极管D3可能是有利的。
降压转换器901使用上述峰值电流模式控制的操作可如下。当开关Q1开启时，来自输入源的电流+V_IN斜升到电感器L1、电容器C2、通过谐振总线转换器反射的负载阻抗，并且最后到电流感测电阻器R1，返回到输入源。降压控制器转换器903可使用跨R1的电流感测信号电压(CS1)来关断开关Q1，此时电流值达到由控制电路设定的峰值电流限值。误差放大器904可被配置为比较转换器输出电压(+V_OUT)与固定基准(+VREF)以设定降压转换器的峰值电流限值，该峰值电流限值可为提供给控制器903的信号905。在一些实施方案中，误差放大器904和相关联的电路可为控制器903的一部分。这些部件一起形成用于两级转换器的控制电路。
当开关Q1被控制器903关断时(在达到由误差放大器904设置的峰值电流限值时)，流过电感器L1的电流转移到二极管D3和开关Q2的本征体二极管(其具有与其串联的电阻器R2)的并联组合。一旦二极管D3开始导通，就可开启开关Q2，这将是零电压开关(ZVS)转换。因此，开关Q2不经历任何电容式开关损耗。在一些实施方案中，开关Q2的尺寸可被设定成略小于开关Q1，因此可具有更高的导通电阻。因此，二极管D3可承载电感器电流的大部分。然而，如上所述，如果开关Q2具有足够低的导通电阻，则其可用作同步整流器，并且在至少一些实施方案中，可省略续流二极管D3。然而，此类选择可取决于特定应用的设计目标和成本限制。
一旦降压电感器L1中存储的能量耗尽，流过二极管D3的电流就下降到零。然后，电感器中的电流由于存储在电容器C2中的能量而反向，这驱动反向电流通过开关Q2(和串联电阻器R2)。跨电阻器R2的电压降(即，信号CS2)可用于向控制器903提供反向电流(I_rev)感测信号。当反向电流感测信号CS2达到预定阈值(对应于反向电流的所需电平)时，开关Q2可由控制器903关断。由于反向电流而存储在电感器L1中的能量可导致开关Q2的漏极节点升高，直到跨开关Q1的有效电容放电。然后，开关Q1可在ZVS转换中由控制电路903开启。应当理解，允许反向电流流过电感器L1的原因是实现开关Q1的ZVS开启。
在许多情况下，旨在用于低功率消费电子应用的电源转换器被配置为在宽范围的实用输入AC电压上操作。例如，“通用”适配器在90Vac至265Vac范围内的输入电压下操作并不少见。因此，经整流和本体电容器滤波的DC总线电压可广泛变化。例如，当考虑到跨本体电容器的低频纹波时，DC总线电压可以在80Vdc和375Vdc之间变化。跨本体电容器的最低输入DC总线电压可例如对应于最大负载下的90Vac电源，作为DC总线电压的谷值。可基于本体滤波电容器值的选择在一定程度上操纵最低DC总线电压。对于采用图9所示的两级转换器900的实施方案，降压预调节器901将始终具有小于单位增益。换句话讲，降压预调节器901的输出电压将始终低于其输入电压，因此对于如上所述的“通用”适配器，其输出将低于最低输入DC电压，例如，<80Vdc。在一些实施方案中，降压转换器的最大占空比可保持在90％至95％的范围内以便更好地控制调节。因此，对于一些实施方案，降压预调节器的输出电压可小于约72V。采用DC总线大容量电容器的相对较低电容值的一些实施方案可看到甚至更低的电压。当决定采用如图9所示的两级转换器的应用的操作降压输出电压时，应当考虑此类因素。
在以下讨论中，示例性实施方案将用于解释两级转换器900的操作。在例示的示例中，DC输入电压可在80Vdc至375Vdc的范围内，并且DC输出电压可为5A最大值处的12Vdc(即，60W转换器)，其可用作用于中等范围消费者膝上型电脑或类似负载的适配器。因为半桥谐振总线转换器900以基本上单位增益操作，所以其变压器TX1可被选择为具有匝数比Np:Ns＝3:1，其中Np是初级匝数，Ns是次级匝数。由于初级绕组由于分裂电容器Cr3和Cr4而看到输入电压的一半，因此半桥谐振转换器902的有效增益为6。因此，为了实现12V输出电压，降压预调节器901的预期电压调节电平为约72V。实际上，由于各种电阻电路元件和输出整流器二极管中的电压降，电压可略高于72V。然而，出于以下说明的目的，忽略此类电压降。
降压预调节器
在边界模式降压调节器中，在功率控制开关Q1的有效(即，“导通”)时间期间，功率被输送到负载并且能量被存储在降压电感器L1中。当关断开关Q1时，存储在L1中的能量被完全输送至负载。一旦降压电感器L1完全放电，在不存在开关Q2的情况下，由于电感器L1与降压电感器L1的输入节点处所见的有效寄生电容之间的谐振动作，反向电流通过从存储在电容器C2中的能量汲取电流而自然地积聚在电感器L1中。此类寄生电容可包括续流二极管D3的本征电容和MOSFET Q1的本征“漏极到源极”电容。如果跨电容器C2的电压高于降压调节器输入电压的一半(即，降压转换器占空比大于50％或0.5)，则谐振振铃可使电感器L1的输入节点处的有效寄生电容完全放电。换句话讲，跨开关Q1的谐振振铃电压的谷值可允许ZVS操作。
因此，控制电路903可被配置为将降压预调节器901的输入电压与其跨电容器C2出现的输出电压进行比较。每当输出电压高于输入电压的一半时(即，占空比>0.5)，反向电流控制开关Q2的操作可被禁用。在该模式下，降压预调节器功率控制开关Q1可在其漏极到源极电压由于自然谐振振铃而降至零伏时被开启。根据定义，这是零电压开关(ZVS)事件。该操作可通过直接或间接地感测零电压事件来实现，或通过在检测到降压电感器L1放电之后使用基于电路的谐振时间的定时信号来实现。
另选地，在至少一些实施方案中，代替禁用反向电流控制开关Q2的操作，可替代地在降压转换器以占空比>0.5操作时允许承载少量预定的反向电流(I_rev_th)，其中I_rev_th≥0。在开关Q2中流动的该反向电流可通过跨电阻器R2下降的信号电压(I_rev)来感测。这可显著简化控制操作。因此，当设定的最小反向电流基于跨电阻器R2感应到的CS2信号建立在降压电感器L1中时，反向电流控制开关Q2可以被关断。当反向电流控制开关Q2关断时，降压电感器L1中反向电流的这种中断可导致反向电流控制开关Q2的漏极电压升高，直到降压电感器L1的输入节点处的电容完全放电，从而允许功率控制开关Q1在ZVS条件下开启。
由于上述示例中的输入电压在80VDC至375VDC之间变化，因此当输入电压显著低于144V时，降压电感器L1中允许的反向电流可处于固定低电平，因为这将导致降压的占空比>50％。在实际具体实施中，当反向电流将无法实现用于目标输出电压的ZVS操作时，可通过工作台测试找到精确的电压电平。这可被识别为阈值电压(Vth)，在该阈值电压之上需要增加反向电流。通常，阈值电压Vth将对应于降压转换器的占空比将降至50％以下的点。从该电平Vth及向上，反向电流随着输入电压增大而增大。当降压预调节器在最大DC输入电压下操作时，降压电感器L1中的反向电流需要为最高的。
反向电流的这种增大可与来自阈值点Vth的输入电压具有线性或非线性关系，其中斜率由该节点处的电容行为的性质确定。图10示出了反向电流I_rev与输入电压V_in的各种可能关系。通常，MOSFET和二极管在跨其的反向电压增大时表现出减小的电容。相反，与印刷电路板(PCB)布局和变压器相关联的寄生电路电容在此类电压变化上可保持恒定。在一些实施方案中，可基于硬件测试来简化和线性化增大的反向电流曲线的斜率。通过实现数字控制器，可实现更高粒度的反向电流。
如图9所示的两级转换器900的操作序列可解释如下。出于以下描述的目的，假设所有操作偏置电压在启动序列之前都可用。初始化时，降压转换器开关Q1和Q2保持关断，而谐振总线转换器开关Q3和Q4的操作被启动。这两个开关可以预定频率和占空比切换，该预定频率和占空比可基于上述原理来确定。总而言之，谐振电容器C3和C4可被选择为使得由C3、C4和变压器TX1的总漏电感(包括外部寄生电感，由上述等式给出)构成的谐振槽电路的半谐振频率基本上等于Q3和Q4的开启时间，该Q3和Q4的开启时间可180度异相操作。此外，可设置死区时间，即，开关Q3和Q4两者关断的持续时间，使得使用TX1的磁化电流实现Q3和Q4的ZVS操作。这可能需要迭代过程，该迭代过程确定TX1的所需初级电感以在死区时间内实现ZVS，该死区时间可例如被期望为总开关周期的约2％至5％。
当开关Q3和Q4如上所述开始操作时，跨电容器C2将不存在电压，因为降压预调节器功率控制开关Q1已保持在关断状态。因此，没有电流将流过谐振槽或变压器。在发起谐振总线转换器开关Q3和Q4的操作之后，可允许降压预调节器以“软启动”开始。换句话讲，降压转换器可开始以峰值电流模式控制运行，从而逐渐增大峰值电流直到达到所期望的输出电压。
如上所述，误差放大器904可被配置为将输出电压+V_OUT与固定基准(+VREF)进行比较。当输出电压达到基准(例如，12Vdc调节电压电平)时，可将误差信号905馈送给控制器903以通过隔离机构诸如光耦合器来控制降压电感器L1的峰值电流。此外，如上所述，降压预调节器901可以受控反向电流(I_rev)在边界或临界导通模式下操作，以实现功率控制开关Q1的ZVS操作。因此，降压转换器901有效地以变频边界模式操作。峰值电流在较轻的负载下可较低，这导致给定固定输入电压的较高操作频率。同样，对于固定的峰值电流，较低的输入电压需要较长的Q1开启时间，这对应于较低的工作频率。
降压预调节器损耗
图11示出了降压预调节器901的一些相关操作波形。通过将漏极至源极电压曲线1101与功率控制开关栅极驱动信号1102进行比较，可以看出功率控制开关Q1在ZVS条件下操作。(即，功率控制开关Q1的开关转换对应于当跨开关的漏极至源极电压为零时的时间。)否则，降压预调节器901中的功率损耗可分为三个类别：
(1)导通损耗：这些损耗在性质上主要是电阻性的，并且随着输出功率降低而减小。导通损耗遵循“I2R”关系，其中R为电路的电阻率，并且I为导电元件中的RMS电流。降压预调节器901中的示例性电阻元件包括开关、电感器绕组、电路布局电阻和电流传感器。此外，二极管损耗由于PN结的固有电阻而为部分电阻性的，并且由于正向电压降而为部分线性的。
(2)开关损耗：由于上述ZVS操作，这些损耗在很大程度上不存在。因此，可忽略转换器的开关损耗。因为ZVS操作不是完全无损耗的(因为开关和其他电路电容的损耗性质)，所以相关联的损耗可随着输送到负载的功率降低而略微增加(这对应于增加的操作频率)。
(3)电感器中的磁化损耗：这包括铁氧体磁芯中的滞后损耗。因为降压预调节器901以峰值电流控制模式操作，所以芯损耗随着输送的输出功率减小而减小。
(4)偏置功率损耗：由于操作频率随着负载的减小而增加，因此电路偏置功率和开关设备驱动功率可在较低负载下略微增加。
从上述损耗描述可以看出，随着转换器功率吞吐量减小，导通损耗和磁芯损耗也减小，而杂项开关损耗和偏置功率损耗增加。因此，从最大额定功率开始并连续减小输出功率将导致总降压预调节器损耗减小到最小点，然后开始增大。在该拐点处，在“增大的开关损耗和偏置功率损耗”与“减小的导通损耗和磁芯损耗”之间实现平衡。可通过“开-关”或“脉冲串模式”类型的控制来实现功率吞吐量的功率损耗进一步降低到该平衡点以下。在该模式下，峰值电流可保持固定在上述拐点处，并且整个降压预调节器可被交替地禁用和启用以保持输出调节。该模式还可被表征为“能量控制模式”。
谐振总线转换器功率损耗
谐振总线转换器902中的功率损耗的性质在一定程度上不同于降压预调节器901中的功率损耗的性质。由于谐振总线转换器902在基本上固定的输入电压、固定的频率和固定的开启时间下操作，因此其经历固定的功率损耗，这是由于磁化变压器中的磁芯损耗、偏置功率损耗和电容损耗。虽然谐振总线转换器操作是ZVS(如上所述)，但是由于寄生电容器的损耗特性，仍然可能经历一些电容损耗。
除了这些固定损耗之外，谐振总线转换器902还可以以“I2R”关系经历电阻损耗。由于相对于通过转换器的电流的平方关系，这些损耗随着负载一直减小到无负载条件而显著减小。换句话讲，当内部功率损耗开始增加时，谐振总线转换器902看不到降压预调节器901所看到的拐点。该事实可对极低负载下的整个电源的效率具有显著影响。另外，谐振总线转换器902可经历更高的“无负载输入功率”，这在一些消费电子应用中可能是不可接受的。因此，在一些实施方案中，可能期望以开-关或“脉冲串”模式操作谐振总线转换器以减小电源转换器中在非常低的负载下的平均损耗。然而，至少出于下文所述的原因，这可能是一个棘手的建议。
“增强的”两级转换器操作
下面描述的是用于减少与图9所示的两级转换器900相关联的总损耗的控制技术。转换器900可简单地表示为如图12所示的转换器900'(忽略与变压器TX1相关联的电流隔离)。因为降压预调节器901以具有峰值电流模式控制的边界模式操作，所以由降压预调节器901输送的电流与由负载电阻器R_load汲取的输出负载电流成正比。因此，降压预调节器级901在图12中表示为电流源I1(901')。类似地，谐振总线转换器902'可由开关S1表示，该开关简单地将电流源I1与输出电容器C_out和R_load连接并断开。当然，总线转换器902/902'具有基于变压器TX1的匝数比的固定增益，但出于本讨论的目的而忽略该增益，因为不需要解释操作概念。应当注意，由开关S1表示的总线转换器902'基本上以100％占空比操作，忽略了两个控制开关的切换之间的短死区时间。
不能允许电流源以开路模式操作，因为这可能导致严重的高电压。如图12所示，电容器C_buck可允许总线转换器902'/S1的短死区时间/开路情况。换句话讲，电容器C_buck可在S1的短关断时间间隔期间吸收电流源I1输送的能量，而不会产生灾难性情况。这将增加跨电容器的电压并且出现在总线转换器902'的输入处。然而，此类开路情况相当短，例如不超过5％～10％的占空比，因此电压上升可以是可接受的。然而，在实践中，每当降压预调节器901'操作时，不允许总线转换器902'关闭(从而形成开路)将是更好的。
下文描述了一种控制技术，该控制技术允许降压预调节器901/901'和谐振总线转换器902/902’在轻负载条件下以开-关或脉冲串模式安全操作。通过表征降压预调节器901/901'的硬件，可确定该第一功率级应进入开-关模式的拐点。例如，该拐点将对应于特定输出电流。此时，降压预调节器901/901'的最小峰值电流命令可由误差放大器904(图9)生成的控制信号(V_comp)设定。当峰值电流控制信号达到预设较低阈值“V_burst_1”时，降压预调节器901/901'可被禁用。随后，谐振总线转换器902/902'也可在完成控制开关Q3和Q4(图9)的正在进行的最后开关周期之后被禁用。
一旦禁用两个级(即，降压预调节器901/901'和谐振总线转换器902/902')，这两个功率级中的相关联损耗将变为零。输出电容器C_out可继续向负载输送功率，直到输出电压下降到低于设定的调节电平。低于设定的调节电平的输出电压可导致误差放大器904输送的控制信号905增加。当峰值电流控制信号达到预设较高阈值“V_burst_2”时，降压预调节器901/901'和谐振总线转换器902/902'可被重新启用。两个峰值电流控制阈值V_burst_1和V_burst_2之间的差异为开-关/脉冲串模式提供滞后，这可提高操作的稳定性和可预测性。另外，上述技术防止降压预调节器901/901'在开路模式下操作，从而防止灾难性的高电压状况。
上述控制技术的变型也是可能的。例如：
(1)在感测到较低控制电压(V_comp)阈值“V_burst_1”时，降压预调节器901/901’和谐振总线转换器902/902’可被同时禁用。当达到“V_burst_2”的较高控制电压阈值时，可再次启用这两个转换器。
(2)在感测到较低控制电压阈值“V_burst_1”时，降压预调节器901/901'可首先被禁用，其中谐振总线转换器902/902'在允许固定数量的开关周期M之后被禁用，其中M大于或等于0。当达到“V_burst_2”的较高控制电压阈值时，可首先启用谐振总线转换器902/902’，然后可在总线转换器的N个开关周期之后启用降压预调节器901/901’，其中N大于或等于0。
图13示出了时序图，该时序图示出了当功率输出逐渐降低到拐点时的开-关/脉冲串模式操作。V_comp是由误差放大器904输送的控制电压，该误差放大器设定降压预调节器901/901'的峰值电流电平。Bus_PWM1和Bus_PWM2是用于谐振总线转换器开关Q3和Q4的两个互补驱动信号。图13示出了当开-关/脉冲串控制模式被激活时V_comp在拐点处的行为。V_comp从V_burst_1增加到V_burst_2(反之亦然)所花费的持续时间是两级转换器上的输出负载和误差放大器控制回路的速度的函数。此外，为了防止变压器TX1中的单极DC通量，相关总线转换器开关的第一脉冲的开启持续时间可例如通过消隐其正常开启持续时间的第一半时间而减小到其正常持续时间的一半。这可在图13中在BUS_PWM1的第一脉冲期间在其在开-关模式期间被启用时看到。
因此，当如上所述操作时，该两级转换器可在宽范围的负载条件下输送高效率。由于其所有功率开关在ZVS模式下操作，因此可采用更高的开关频率操作，这可有利地允许施加新的带隙半导体器件，诸如氮化镓(GaN)器件。
前述内容描述了采用降压预调节器和谐振总线转换器的两级电源转换器的示例性实施方案。此类系统可用于多种应用中，但当与用于消费电子设备的电源适配器结合使用时可为特别有利的。另外，虽然已经描述了许多特定特征和各种实施方案，但应当理解，除非另有说明为相互排斥，否则各种特征和实施方案可在特定实施方式中组合成各种排列。因此，上文描述的各种实施例仅仅以举例方式提供，而不应解释为限制本公开的范围。在不脱离本公开的范围和不脱离权利要求的范围的情况下，可以对本文的原理和实施方案进行各种修改和改变。

Claims (26)

1.一种两级电源转换器，所述两级电源转换器包括：
降压预调节器级，所述降压预调节器级被配置为接收输入电压并且产生低于所述输入电压的中间电压；
谐振总线转换器级，所述谐振总线转换器级被配置为接收由所述降压预调节器级产生的所述中间电压并且产生输出电压，所述输出电压是所述中间电压的固定倍数；和
控制电路，所述控制电路耦接到所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级，其中所述控制电路被配置为执行以下中的至少一者：
所述降压预调节器级的自适应软开关边界模式操作；以及
所述谐振总线转换器的受控脉冲串模式操作。
2.根据权利要求1所述的两级电源转换器，其中所述谐振总线转换器是半桥，所述半桥包括：
第一开关设备和第二开关设备，所述第一开关设备和所述第二开关设备跨所述中间电压串联耦接；
第一谐振电容器和第二谐振电容器，所述第一谐振电容器和所述第二谐振电容器跨所述中间电压串联耦接；和
变压器，所述变压器具有初级绕组，所述初级绕组耦接在所述第一开关设备和所述第二开关设备的结合部与所述第一谐振电容器和所述第二谐振电容器的结合部之间，所述变压器还具有至少一个次级绕组，所述至少一个次级绕组通过一个或多个整流器设备耦接到所述两级转换器的输出；
其中：
所述第一开关设备和所述第二开关设备交替地以约50％的占空比180度异相操作，带有死区时间以防止交叉导通，从而在所述变压器初级绕组中产生正弦电流；并且
所述谐振总线转换器被配置为实现所述第一开关设备和所述第二开关设备的零电压开关。
3.根据权利要求2所述的两级电源转换器，其中所述第一谐振电容器和所述第二谐振电容器被配置为与所述转换器的寄生电感谐振。
4.根据权利要求2所述的两级电源转换器，其中所述第一谐振电容器和所述第二谐振电容器被配置为与分立电感器谐振。
5.根据权利要求1所述的两级电源转换器，其中所述谐振总线转换器是全桥，所述全桥包括：
第一开关设备和第二开关设备，所述第一开关设备和所述第二开关设备跨所述中间电压串联耦接；
第三开关设备和第四开关设备，所述第三开关设备和所述第四开关设备跨所述中间电压串联耦接；和
谐振电路，所述谐振电路至少包括谐振电容器和变压器初级绕组，所述变压器初级绕组耦接在所述第一开关设备和所述第二开关设备的结合部与所述第三开关设备和所述第四开关设备的结合部之间，其中所述变压器还具有至少一个次级绕组，所述至少一个次级绕组通过一个或多个整流器设备耦接到所述两级转换器的输出，
其中：
所述第一开关设备和所述第三开关设备以及所述第二开关设备和所述第四开关设备交替地以约50％的占空比180度异相操作，带有死区时间以防止交叉导通，从而在所述变压器初级绕组中产生正弦电流；并且
所述谐振总线转换器被配置为实现所述第一开关设备和所述第二开关设备的零电压开关。
6.根据权利要求5所述的两级电源转换器，其中所述谐振电路包括分立电感器。
7.根据权利要求1所述的两级电源转换器，其中所述降压预调节器级包括：
第一开关设备和第二开关设备，所述第一开关设备和所述第二开关设备跨所述输入电压串联耦接，其中所述第一开关设备是功率控制开关，并且所述第二开关设备是反向电流控制开关；
降压电感器，所述降压电感器耦接在所述第一开关设备和所述第二开关设备的结合部与所述谐振总线转换器的输入部之间；
续流二极管，所述续流二极管与所述反向电流控制开关并联耦接；
第一电流传感器，所述第一电流传感器耦接到所述控制电路并且被配置为在所述第一开关设备的开启时间期间感测降压预调节器电流；和
第二电流传感器，所述第二电流传感器耦接到所述控制电路并且被配置为在所述第一开关设备的关断时间期间感测续流电流。
8.根据权利要求7所述的两级电源转换器，其中所述第一电流传感器是在所述第一开关设备的开启时间期间与至少所述降压电感器串联连接的电流感测电阻器。
9.根据权利要求7所述的两级电源转换器，其中所述第二电流传感器是与所述第二开关设备串联连接的电流感测电阻器。
10.根据权利要求7所述的两级电源转换器，其中所述控制电路被配置为通过以下方式执行所述降压预调节器级的自适应软开关边界模式操作：
开启所述第一开关设备，从而导致电流流过所述降压电感器；
将所述第一电流传感器的输出与由所述控制电路从所述两级转换器的输出电压导出的峰值电流命令进行比较；
当流过所述降压电感器的电流达到所述峰值电流时，关断所述第一开关设备；
在关断所述第一开关设备之后开启所述第二开关设备；
使用所述第二电流传感器检测流过所述第二开关设备的反向电流；以及
响应于所述反向电流，在零电压开关转换中开启所述第一开关设备。
11.根据权利要求1所述的两级电源转换器，其中所述控制电路被配置为通过以下方式执行所述谐振总线转换器的受控脉冲串模式操作：
检测在所述降压预调节器级的开关损耗和偏置功率损耗以及所述降压预调节器级的导通损耗和磁芯损耗处于平衡时的点的负载条件或低于所述点的负载条件；以及
响应于此负载条件，暂时以及间歇地禁用和启用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关。
12.根据权利要求11所述的两级电源转换器，其中所述控制电路被配置为：通过检测在低于第一预定阈值的负载电流下的较低禁用控制信号和较高启用控制信号，检测在所述降压预调节器级的开关损耗和偏置功率损耗以及所述降压预调节器级的导通损耗和磁芯损耗处于平衡时的点的所述负载条件或低于所述点的所述负载条件。
13.根据权利要求11所述的两级电源转换器，其中所述控制电路被配置为响应于控制信号达到第一阈值而进入所述受控脉冲串模式，并且其中所述控制电路被配置为响应于所述控制信号达到第二阈值而退出所述受控脉冲串模式。
14.根据权利要求11所述的两级电源转换器，其中暂时以及间歇地禁用和启用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关包括：响应于相应的禁用控制信号和启用控制信号而同时禁用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关和同时启用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关。
15.根据权利要求11所述的两级电源转换器，其中暂时以及间歇地禁用和启用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关包括：响应于禁用控制信号而首先禁用所述降压预调节器级的开关以及随后禁用所述谐振总线转换器级，以及响应于启用控制信号而首先启用所述谐振总线转换器的开关以及随后启用所述降压预调节器级。
16.一种操作具有第一降压预调节器级和第二谐振总线转换器级的两级转换器的方法，所述方法包括：所述降压预调节器级的自适应软开关边界模式操作，包括：
开启所述降压预调节器级的功率控制开关设备，使得电流流过所述降压预调节器级的降压电感器；
将流过所述降压电感器的感测的电流与从所述两级转换器的输出电压导出的峰值电流命令进行比较；
当流过所述降压电感器的电流达到所述峰值电流时，关断所述第一开关设备；
在关断所述第一开关设备之后开启所述降压预调节器级的反向电流控制开关设备；
检测流过所述反向电流控制开关设备的反向电流；以及
响应于所述反向电流，在零电压开关转换中开启所述功率控制开关设备。
17.根据权利要求16所述的方法，所述方法还包括执行所述谐振总线转换器的受控脉冲串模式操作，包括：
检测在所述降压预调节器级的开关损耗和偏置功率损耗以及所述降压预调节器级的导通损耗和磁芯损耗处于平衡时的点的负载条件或低于所述点的负载条件；以及
响应于此负载条件，暂时以及间歇地禁用和启用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关。
18.根据权利要求17所述的方法，其中检测在所述降压预调节器级的开关损耗和偏置功率损耗以及所述降压预调节器级的导通损耗和磁芯损耗处于平衡时的点的所述负载条件或低于所述点的所述负载条件包括：检测在低于第一预定阈值的负载电流下的较低禁用控制信号和较高启用控制信号。
19.根据权利要求17所述的方法，所述方法还包括响应于控制信号达到第一阈值而进入所述受控脉冲串模式，并且响应于所述控制信号达到第二阈值而退出所述受控脉冲串模式。
20.根据权利要求17所述的方法，其中暂时以及间歇地禁用和启用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关包括：响应于相应的禁用控制信号和启用控制信号而同时禁用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关和同时启用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关。
21.根据权利要求17所述的方法，其中暂时以及间歇地禁用和启用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关包括：响应于禁用控制信号而首先禁用所述降压预调节器级的开关以及随后禁用所述谐振总线转换器级，以及响应于启用控制信号而首先启用所述谐振总线转换器的开关以及随后启用所述降压预调节器级。
22.一种操作具有第一降压预调节器级和第二谐振总线转换器级的两级转换器的方法，所述方法包括：所述谐振总线转换器的受控脉冲串模式操作，包括：
检测在所述降压预调节器级的开关损耗和偏置功率损耗以及所述降压预调节器级的导通损耗和磁芯损耗处于平衡时的点的负载条件或低于所述点的负载条件；以及
响应于此负载条件，暂时以及间歇地禁用和启用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关。
23.根据权利要求22所述的方法，其中检测在所述降压预调节器级的开关损耗和偏置功率损耗以及所述降压预调节器级的导通损耗和磁芯损耗处于平衡时的点的所述负载条件或低于所述点的所述负载条件包括：检测在低于第一预定阈值的负载电流下的较低禁用控制信号和较高启用控制信号。
24.根据权利要求22所述的方法，所述方法还包括响应于控制信号达到第一阈值而进入所述受控脉冲串模式，并且响应于所述控制信号达到第二阈值而退出所述受控脉冲串模式。
25.根据权利要求22所述的方法，其中暂时以及间歇地禁用和启用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关包括：响应于相应的禁用控制信号和启用控制信号而同时禁用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关和同时启用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关。
26.根据权利要求22所述的方法，其中暂时以及间歇地禁用和启用所述降压预调节器级和所述谐振总线转换器级的开关包括：响应于禁用控制信号而首先禁用所述降压预调节器级的开关以及随后禁用所述谐振总线转换器级，以及响应于启用控制信号而首先启用所述谐振总线转换器的开关以及随后启用所述降压预调节器级。
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