KR102652342B1 - 향상된 광 부하 관리를 갖는 고성능 2단 전력 컨버터 - Google Patents

향상된 광 부하 관리를 갖는 고성능 2단 전력 컨버터 Download PDF

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Abstract

2단 전력 컨버터는 벅 프리-레귤레이터 및 공진 버스 컨버터를 포함할 수 있다. 그러한 컨버터는 넓은 입력 및 출력 범위에 걸쳐 무조건적인 소프트 스위칭 동작(ZVS로도 알려진 0 전압 스위칭)을 달성하면서, 더 낮은 전력 레벨들에서 그리고 무부하 조건에서 우수한 전력 변환 효율을 전달하도록 동작될 수 있다.

Description

향상된 광 부하 관리를 갖는 고성능 2단 전력 컨버터{HIGH PERFORMANCE TWO STAGE POWER CONVERTER WITH ENHANCED LIGHT LOAD MANAGEMENT}
전자 디바이스들은 대체적으로 일부 형태의 전력 공급원을 필요로 한다. 전력 공급원 설계는 필요한 전력, 효율, 크기, 및 다른 파라미터들 사이의 일정한 트레이드오프(tradeoff)이다. 특히, 랩톱 컴퓨터들, 태블릿 컴퓨터들, 스마트폰들 등과 같은 휴대용 소비자 전자 디바이스들에 주 전력을 제공하는 데 사용되는 AC/DC 어댑터들은 다양한 상충되는 요건들을 부과한다. 첫째, 이들 디바이스들이 점점 더 강력해짐에 따라, 전달되는 전력의 양 및 전력 공급원 어댑터들의 전체 효율 둘 모두가 중요해지게 된다. 추가적으로, 그러한 어댑터들은, 많은 용례들에 있어서, 그들이 전력을 공급하는 디바이스가 접속해제될 때에도, 주 전력 내로 플러그된 상태로 남겨질 수 있다. 이러한 조건에서, 어댑터에 의해 "낭비되는" 전력의 양을 실질적으로 제한하는 것이 바람직할 수 있다. 또한, 그러한 어댑터들이 휴대용이 되도록 의도되기 때문에, 즉 사용자들이 디바이스를 갖고서 여행할 때 자신들이 어댑터들을 가지고 다닐 수 있기 때문에, 크기는 또한 중요한 제약이다. 마지막으로, 모든 소비자 제품들과 마찬가지로, 복잡성은 신뢰성 및 비용 둘 모두에 영향을 줄 수 있다.
전술한 내용에 기초하여, 전술된 문제들을 다루는 전력 컨버터를 제공하는 것이 바람직할 것이다. 일부 실시예들에서, 그러한 전력 컨버터는 USB-C형 AC/DC 어댑터들에서 사용되는 것들을 포함하는 저전력 오프라인 AC/DC 전력 컨버터들 또는 다른 저전력 소비자 전자기기 전력 컨버터들뿐만 아니라 다른 응용물들을 위한 고성능 솔루션을 제공하는 데 사용될 수 있다.
2단(two stage) 전력 컨버터는, 입력 전압을 수신하고 입력 전압보다 더 낮은 중간 전압을 생성하도록 구성된 벅 프리-레귤레이터(buck pre-regulator) 스테이지, 및 벅 프리-레귤레이터 스테이지에 의해 생성된 중간 전압을 수신하고 중간 전압의 고정된 배수인 출력 전압을 생성하도록 구성된 공진 버스 컨버터(resonant bus converter) 스테이지를 포함할 수 있다. 컨버터는 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 공진 버스 컨버터 스테이지에 커플링되는 제어 회로부를 추가로 포함할 수 있으며, 여기서 제어 회로부는 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 적응가능한 소프트 스위칭 바운더리 모드(adaptable soft switching boundary mode) 동작; 및 공진 버스 컨버터의 제어된 버스트 모드(controlled burst mode) 동작 중 적어도 하나를 수행하도록 구성된다.
공진 버스 컨버터는 중간 전압에 걸쳐 직렬로 커플링되는 제1 및 제2 스위칭 디바이스들, 중간 전압에 걸쳐 직렬로 커플링되는 제1 및 제2 공진 커패시터들, 및 제1 및 제2 스위칭 디바이스들의 접합부와 제1 및 제2 공진 커패시터들의 접합부 사이에 커플링되는 일차 권선을 갖는 변압기 - 변압기는 또한 하나 이상의 정류기 디바이스들에 의해 2단 컨버터의 출력에 커플링되는 적어도 하나의 이차 권선을 가짐 - 를 포함하는 하프-브리지(half-bridge) 컨버터일 수 있다. 제1 및 제2 스위칭 디바이스들은 교차-전도(cross-conduction)를 방지하기 위해 데드 타임(dead time)으로 약 50%의 듀티 사이클에서 180도 이위상(out of phase)으로 교대로 동작되어, 이에 의해, 변압기 일차 권선에서 사인파 전류를 생성할 수 있다. 공진 버스 컨버터는 또한, 제1 및 제2 스위칭 디바이스들의 0 전압 스위칭(zero voltage switching, ZVS)을 달성하도록 구성될 수 있다. 제1 및 제2 공진 커패시터들은 변압기 및 레이아웃의 기생 인덕턴스들, 또는 변압기 권선과 직렬인 추가적인 개별 인덕터와 공진하도록 구성될 수 있다.
대안적으로, 공진 버스 컨버터는 중간 전압에 걸쳐 직렬로 커플링되는 제1 및 제2 스위칭 디바이스들, 중간 전압에 걸쳐 직렬로 커플링되는 제3 및 제4 스위칭 디바이스들, 및 적어도 공진 커패시터, 및 제1 및 제2 스위칭 디바이스들의 접합부와 제3 및 제4 스위칭 디바이스들의 접합부 사이에 커플링되는 변압기 일차 권선을 포함하는 공진 회로를 포함하는 풀-브리지(full-bridge)일 수 있으며, 여기서 변압기는 또한, 하나 이상의 정류기 디바이스들에 의해 2단 컨버터의 출력에 커플링되는 적어도 하나의 이차 권선을 갖는다. 제1 및 제3 스위칭 디바이스들 및 제2 및 제4 스위칭 디바이스들은 교차-전도를 방지하기 위해 데드 타임으로 약 50%의 듀티 사이클에서 180도 이위상으로 교대로 동작되어, 이에 의해, 변압기 일차 권선에서 사인파 전류를 생성할 수 있다. 공진 버스 컨버터는 제1 및 제2 스위칭 디바이스들의 0 전압 스위칭을 달성하도록 구성될 수 있다. 공진 회로는 변압기 및 레이아웃의 기생 인덕턴스, 또는 변압기 권선과 직렬인 개별 인덕터를 포함할 수 있다.
벅 프리-레귤레이터 스테이지는 입력 전압에 걸쳐 직렬로 커플링되는 제1 스위칭 디바이스 및 제2 스위칭 디바이스를 포함할 수 있다. 제1 스위칭 디바이스는 전력 제어 스위치일 수 있고, 제2 스위칭 디바이스는 역방향 전류 제어 스위치일 수 있다. 벅 인덕터는 제1 및 제2 스위칭 디바이스들의 접합부와 공진 버스 컨버터의 입력 사이에 커플링될 수 있다. 프리휠링(freewheeling) 다이오드는 역방향 전류 제어 스위치와 병렬로 커플링될 수 있다. 제1 전류 센서는 제어 회로부에 커플링될 수 있고, 제1 스위칭 디바이스의 온-타임(on time) 동안 벅 프리-레귤레이터 전류를 감지하도록 구성될 수 있다. 제2 전류 센서는 제어 회로부에 커플링될 수 있고, 제1 스위칭 디바이스의 오프-타임(off time) 동안 프리휠링 전류를 감지하도록 구성될 수 있다. 제1 전류 센서는 제1 스위칭 디바이스의 온-타임 동안 적어도 벅 인덕터와 직렬로 접속되는 전류 감지 저항기일 수 있다. 제2 전류 센서는 제2 스위칭 디바이스와 직렬로 접속되는 전류 감지 저항기일 수 있다.
2단 전력 컨버터의 제어 회로부는, 제1 스위칭 디바이스를 턴온시켜, 벅 인덕터를 통하는 전류 흐름을 야기하는 것; 제1 전류 센서의 출력을 2단 컨버터의 출력 전압으로부터 제어 회로에 의해 도출된 피크 전류 커맨드와 비교하는 것; 벅 인덕터를 통하는 전류가 피크 전류에 도달할 때 제1 스위칭 디바이스를 턴오프시키는 것; 제1 스위칭 디바이스를 턴오프시킨 후에 제2 스위칭 디바이스를 턴온시키는 것; 제2 전류 센서를 사용하여, 제2 스위칭 디바이스를 통하는 역방향 전류를 검출하는 것; 및 역방향 전류에 응답하여, 0 전압 스위칭 전환(transition)에서 제1 스위칭 디바이스를 턴온시키는 것에 의해, 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 적응가능한 소프트 스위칭 바운더리 모드 동작을 수행하도록 구성될 수 있다.
2단 전력 컨버터의 제어 회로부는, 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는 것; 및 그러한 부하 조건에 응답하여, 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키는 것에 의해 2단 컨버터의 제어된 버스트 모드 동작을 수행하도록 구성될 수 있다. 제어 회로부는, 미리결정된 임계치 미만의 부하 전류를 검출함으로써, 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하도록 구성될 수 있다. 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키는 것은 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 동시에 디스에이블시키는 것을 포함할 수 있거나, 또는 먼저 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭을 디스에이블시키고 후속으로 공진 버스 컨버터 스테이지를 디스에이블시키는 것을 포함할 수 있다.
제1 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 제2 공진 버스 컨버터 스테이지를 갖는 2단 컨버터를 동작시키는 방법은, 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전력 제어 스위칭 디바이스를 턴온시켜, 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 벅 인덕터를 통하는 전류 흐름을 야기하는 단계; 벅 인덕터를 통하는 감지된 전류를 2단 컨버터의 출력 전압으로부터 도출된 피크 전류 커맨드와 비교하는 단계; 벅 인덕터를 통하는 전류가 피크 전류에 도달할 때 제1 스위칭 디바이스를 턴오프시키는 단계; 제1 스위칭 디바이스를 턴오프시킨 후에 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 역방향 전류 제어 스위칭 디바이스를 턴온시키는 단계; 역방향 전류 제어 스위칭 디바이스를 통하는 역방향 전류를 검출하는 단계; 및 역방향 전류에 응답하여, 0 전압 스위칭 전환에서 전력 제어 스위칭 디바이스를 턴온시키는 단계에 의해, 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 적응가능한 소프트 스위칭 바운더리 모드 동작을 포함할 수 있다.
제1 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 제2 공진 버스 컨버터 스테이지를 갖는 2단 컨버터를 동작시키는 방법은, 대안적으로 또는 추가적으로, 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는 것, 및 그러한 부하 조건에 응답하여, 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키는 것에 의해 공진 버스 컨버터의 제어된 버스트 모드 동작을 포함할 수 있다. 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는 단계는 미리결정된 임계치 미만의 부하 전류를 검출하는 단계를 포함한다. 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키는 것은 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 동시에 디스에이블시키는 것을 포함할 수 있거나, 또는 먼저 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭을 디스에이블시키고 후속으로 공진 버스 컨버터 스테이지를 디스에이블시키는 것을 포함할 수 있다.
도 1은 벅 프리-레귤레이터 및 버스 컨버터를 포함하는 2단 컨버터의 하나의 실시예를 도시한다.
도 2는 벅 프리-레귤레이터 및 버스 컨버터를 포함하는 2단 컨버터의 대안적인 실시예를 도시한다.
도 3은 벅 프리-레귤레이터 및 버스 컨버터를 포함하는 2단 컨버터의 또 다른 대안적인 실시예를 도시하며, 이는 출력 필터 스테이지에 인덕터를 포함한다.
도 4는 벅 프리-레귤레이터 및 버스 컨버터에 기초한 개선된 2단 전력 컨버터의 개략도를 도시한다.
도 5는 공진 버스 컨버터의 등가 회로를 도시한다.
도 6 및 도 7은 도 5에 도시된 바와 같은 공진 버스 컨버터(500)의 동작을 도시하는 소정 파형들을 도시한다.
도 8은 풀-브리지 공진 컨버터를 도시한다.
도 9는 벅 프리-레귤레이터 및 버스 컨버터를 포함하는 2단 컨버터의 다른 실시예를 도시한다.
도 10은 벅 프리-레귤레이터 스테이지에 대한 입력 전압과 역방향 전류의 다양한 가능한 관계들을 도시한다.
도 11은 벅 프리-레귤레이터의 일부 소정 동작 파형들을 도시한다.
도 12는 벅 프리-레귤레이터 및 버스 컨버터를 포함하는 2단 컨버터의 간략화된 개략도를 도시한다.
도 13은 전력 출력이 변곡점(knee point)에 이르기까지 점진적으로 감소할 때의 ON-OFF/버스트 모드 동작을 보여주는 타이밍도를 도시한다.
다음의 설명에서, 설명의 목적을 위해, 개시된 개념의 철저한 이해를 제공하기 위해 다수의 특정 상세사항들이 기재된다. 이러한 설명의 일부로서, 본 개시내용의 도면들의 일부는 단순함을 위해 구조들 및 디바이스들을 블록도 형태로 표현한다. 명료함을 위해, 실제 구현예의 모든 특징부들이 본 개시내용에 기술되지는 않는다. 게다가, 본 개시내용에 사용된 표현은 가독성 및 교육 목적들을 위해 선택되었고, 개시된 요지를 상세히 기술하거나 제한하기 위해 선택되지 않았다. 오히려, 첨부된 청구범위는 그러한 목적을 위해 의도된다.
개시된 개념들의 다양한 실시예들은 첨부 도면에서 제한으로서가 아니라 예로서 도시되며, 첨부 도면에서 유사한 도면 부호는 유사한 요소들을 표시한다. 예시의 단순함 및 명료함을 위해, 적절한 경우, 대응하는 또는 유사한 요소들을 나타내기 위해 상이한 도면들 사이에서 참조 부호들이 반복되었다. 추가적으로, 많은 구체적인 상세사항들이 본 명세서에 기술된 구현예들의 완전한 이해를 제공하기 위해 기재된다. 다른 경우들에 있어서, 방법들, 절차들 및 컴포넌트들은 기술되고 있는 관련된 유관 기능을 모호하지 않게 하기 위해 상세히 기술되지 않았다. 본 개시내용에서 "일", "하나의", 또는 "다른 하나의" 실시예에 대한 언급들은 반드시 동일한 또는 상이한 실시예에 대한 것은 아니며, 이들은 적어도 하나를 의미한다. 하나 초과의 실시예의 특징부들 또는 본 개시내용의 하나 초과의 종류들을 예시하기 위해 주어진 도면이 여기에 사용될 수 있고, 도면에서의 모든 요소들이 소정 실시예 또는 종류들에 필요하지는 않을 수 있다. 주어진 도면에 제공될 때, 참조 부호는 여러 도면 전체에 걸쳐 동일한 요소를 지칭하지만, 그것은 모든 도면에서 반복되지 않을 수도 있다. 도면은 달리 지시되지 않는 한 축척대로 도시되지 않으며, 소정 부분들의 비율들은 본 개시내용의 상세 사항들 및 특징부들을 더 잘 예시하기 위해 과장될 수 있다.
2단 전력 컨버터는 벅 프리-레귤레이터 및 분리된(isolated) 버스 컨버터를 포함할 수 있다. 분리된 버스 컨버터는 변압기 권선비(transformer turns ratio)에 의해 설정된 고정 이득을 갖는 분리 스테이지일 수 있다. 그러한 컨버터들에서, 벅 프리-레귤레이터는 출력에서 원하는 전압 조절을 달성하기 위해 버스 컨버터의 입력 전압을 제어할 수 있다.
도 1은 벅 프리-레귤레이터(101) 및 버스 컨버터(102)를 포함하는 그러한 2단 컨버터의 하나의 실시예를 도시한다. 벅 프리-레귤레이터(101)의 출력 전압은 커패시터(C2)에 걸쳐 나타나는데, 이는 버스 컨버터(102)에 대한 입력이다. 도 2는 유사한 컨버터의 일 실시예를 도시한다. 도 2의 컨버터(200)는, 벅 프리-레귤레이터 제어 MOSFET(Q1)가 더 용이한 제어를 위해 접지 측에 배치될 수 있다는 것을 제외하면, 도 1의 컨버터(100)와 실질적으로 동일하게 동작한다. 버스 컨버터(202)(또는 102)는 구동기 변압기 또는 레벨 시프트 구동기와 같은 분리된 구동부를 사용하여 구동될 수 있다. 도 3은 컨버터(300)의 개략도를 도시하는데, 이는 이러한 아키텍처의 또 다른 변형예이고, 출력 필터 스테이지에 인덕터(L2)를 포함한다.
버스 컨버터 스위치들(Q2, Q3)이, 스위칭 전환들 사이에 작은 데드 타임으로, 180도 이위상으로 그리고 50%에 가까운 듀티 사이클에서 동작한다. 이러한 데드 타임은, Q2 및 Q3의 교차 전도를 회피하기 위해 그리고 또한 0 전압 스위칭(ZVS)을 허용하기 위해 도입될 수 있다. 커패시터(C2)에 걸친 벅 출력 전압은 벅 제어기의 최대 동작 듀티 사이클에 의해 제한되는 최소 예상 입력 전압보다 더 낮아야 한다. 도 1 및 도 2의 버스 컨버터들(102/202)은 사인파에 가까운(near sinusoidal) 부하 전류로 실질적으로 바운더리 모드에서 동작되는 공진 버스 컨버터일 수 있다. 공진 주파수는 변압기 및 분할 커패시터들(C3, C4)의 기생 누설 인덕턴스에 의해 결정될 수 있다. 자화 인덕턴스에 저장된 에너지는 전체 부하 범위에 걸쳐 0 전압 스위칭(ZVS) 전환들을 위해 사용될 수 있다. 반대로, 도 3에 도시된 버스 컨버터(302)는 실질적으로 사다리꼴 부하 전류 파형으로 동작할 수 있다. 0 전압 전환은 누설 인덕턴스에 저장된 에너지에 의존할 수 있고, 일부 실시예들에서, 더 높은 부하들에서 달성될 수 있다.
전술한 실시예들 각각에서, 버스 컨버터 변압기(TX1)는 원하는 타깃 출력 전압을 전달하기 위해 선택된 권선비를 사용할 수 있다. 변압기(TX1)는 또한, 갈바닉 분리(galvanic isolation)를 제공할 수 있는데, 이는 소정 응용들에서 필요조건일 수 있다. 제어 회로(도시되지 않음)는 출력 전압(+V_OUT)을 고정 기준과 비교할 수 있고, 출력 전압 조절을 달성하기 위해 벅 컨버터 MOSFET(Q1)를 제어할 수 있다.
그러한 시스템들은 소정의 제한들을 겪을 수 있다. 예를 들어, 벅 컨버터는 전환 또는 바운더리 모드에서 동작될 수 있지만, 그것은 벅 컨버터가 50%보다 훨씬 더 높은 듀티 사이클에서 동작하는 경우에만 0 전압 전환들을 달성한다. 또한, 그러한 컨버터가 저전력 어댑터들(예컨대, 90 Vac 내지 264 Vac 입력 범위)과 같은 광범위한 오프-라인(off-line) 응용들에서 직접 동작되어야 하는 경우, 벅 컨버터의 효율은 불량하거나 심지어 매우 불량할 수 있다. 예를 들어, 90 Vac의 최저 ac 입력 전압에서, 그리고 전체 부하에서, + V_IN은 벌크 전압의 밸리(valley) 근처의 75 VDC만큼 낮을 수 있다. 이는, 이어서, 벅 컨버터 출력 전압이 매우 낮을 것, 예컨대 60 V 내지 70 V의 범위 내에 있을 것을 요구한다. 낮은 라인 효율은 매우 낮은 온-저항(on resistance)에 대해 정격인 Q1 디바이스들을 사용함으로써 다소 개선될 수 있지만; 높은 라인 전압들에서의 효율은 대응하는 더 높은 용량성 하드 스위칭 손실들로 인해 악영향을 받을 수 있다.
그러한 회로들의 다른 한계는, 버스 컨버터 변압기(TX1)가 고정 듀티 사이클 및 고정 입력 전압에서의 동작 때문에 고정 코어 손실들을 경험한다는 것이다. 그 결과, 버스 컨버터의 고정 전력 소비는 매우 낮은 부하 조건들에서 효율 및 입력 전력에 악영향을 줄 수 있으며, 이들은 소비자 전자기기에서 사용되는 AC/DC 어댑터들에 대한 공통 동작 모드들이다.
도 4는 하기에서 더 상세히 기술된, 벅 프리-레귤레이터(401) 및 버스 컨버터(402)에 기초하는 개선된 2단 전력 컨버터(400)의 개략도를 도시한다. 컨버터(400)는 저전력 AC/DC 전력 공급원 응용들에서 고성능을 전달하도록 선택되고 구성된 적어도 2개의 태양들 중 하나 이상을 포함함으로써 "향상된" 2단 전력 컨버터가 될 수 있다. 이들 두 개의 태양들은, (1) 제어된 버스트 동작을 갖는 공진 버스 컨버터, 및 (2) 적응가능한 소프트 스위칭 바운더리 모드 벅 프리-레귤레이터를 포함할 수 있으며, 이들 둘 모두는 하기에서 더 상세히 기술된다.
공진 버스 컨버터
컨버터의 외부 레이아웃 기생 인덕턴스와 함께, 버스 컨버터 변압기(TX1)의 고유 누설 인덕턴스는 실질적으로 1의 이득으로 동작할 수 있는 공진 버스 컨버터(500)를 구성하는 데 사용될 수 있다. 그러한 공진 버스 컨버터의 등가 회로가 도 5에 도시되어 있다. 인덕터(Lr)는 개별 인덕터일 필요는 없지만, 변압기 누설 인덕턴스, 일차 측 레이아웃 기생 인덕턴스, 및 반사된 이차 표유 인덕턴스의 조합일 수 있다. 예를 들어 일차 권선과 직렬인 개별 인덕터 형태의 추가적인 인덕턴스가 제공될 수 있다. 추가적으로, 회로 레이아웃은 원하는 레벨의 표유 및/또는 기생 인덕턴스를 제공하도록 설계될 수 있다. 어떠한 경우에도, 이러한 인덕턴스(Lr)는 입력 분할 커패시터들(Cr1, Cr2)과 조합하여, 공진 탱크 회로를 형성할 수 있다. 이러한 탱크의 공진 시간은 다음과 같이 주어진다:
MOSFET들(Qa, Qb)은, 2개의 MOSFET들의 교차 전도를 방지하기 위한 짧은 데드 타임을 제외하고서, 180도 이위상으로 그리고 실질적으로 50% 듀티 사이클에서 동작될 수 있다. 이러한 데드 타임은 또한 ZVS 전환들을 위해 사용될 수 있다. 공진 버스 컨버터(500)는 때때로, 하기에 이어지는 설명에서 간단히 "버스 컨버터"로도 기술된다.
일부 예시적인 실제 실시예들에서, MOSFET들(Qa, Qb)은 약 100ns 내지 500ns의 데드 타임으로 동작할 수 있으며, 이때 스위칭 주파수 및 다른 회로 제약들에 기초하여 특정 값이 선택된다. Qa 또는 Qb가 턴온되는 경우, Lr은 C3 및 C4의 조합과 공진하여, 변압기(TX1)의 일차 및 각자의 이차 권선에 사인파 전류를 생성한다. Cr1 및 Cr2의 값들은 회로의 반 공진 시간 이 MOSFET들의 온-타임과 실질적으로 동일하도록 선택될 수 있다. 이는 각각의 반주기(half cycle) 내에 공진 주파수에서의 바운더리 모드 동작을 초래할 것이다. 성능 최적화를 위해, 회로는 각각의 반주기 내에 공진 주파수보다 약간 위로 또는 그 아래로 동작하도록 설계될 수 있다.
전술된 스위칭 동작의 결과로서, 삼각형 형상의 자화 전류가 또한 일차 권선 자화 인덕턴스(Lm)에 축적될 수 있다. 일차 인덕턴스는, 각자의 MOSFET에 걸쳐 총 "유효 커패시턴스"를 방전시키면서 데드 타임 동안 0 전압 스위칭 전환들을 달성하기 위해 일차 내에 충분한 자화 전류가 축적되도록 선택될 수 있다. 이러한 "유효 커패시턴스"는 2개의 MOSFET들의 기생 드레인-소스 커패시턴스들, 반사된 이차 측 정류기 기생 커패시턴스, 및 변압기의 임의의 션트 커패시턴스를 포함한다. 따라서, 각각의 MOSFET가 턴오프될 때, 반사된 이차 전류는 이미 0으로 또는 실질적으로 0에 가깝게 떨어졌고, 자화 전류는 그의 피크에 있다.
변압기(TX1)의 권선비는 타깃 벅 출력 전압에 기초하여 임의의 원하는 출력 전압과 매칭되도록 선택될 수 있다.
버스 컨버터(500)는 0 전압 스위칭(ZVS) 모드에서 동작하기 때문에, 그것은 어떠한 용량성 턴온 스위칭 손실들도 경험하지 않는다. 또한, 턴오프 시에, 각각의 MOSFET에서의 전류(즉, 자화 전류)는 매우 낮다. 그 결과, 버스 컨버터(500)의 턴오프 스위칭 손실들도 또한 사실상 존재하지 않을 정도로 매우 낮다. 그 결과, 버스 컨버터(500)는 저항성 손실들만을 효과적으로 갖는데, 이는 매우 높은 주파수에서의 동작을 허용할 수 있다. 또한, 스위칭 데드 타임 동안의 전압 전환은 매우 느린 상승 시간을 가질 수 있으며, 이는 공통 모드 잡음 방출들을 상당히 감소시킬 수 있다.
도 6 및 도 7은 도 5에 도시된 바와 같은 공진 버스 컨버터(500)의 동작을 도시하는 소정 파형들을 도시한다. 도 6은 일차 반사 부하 전류(601)를 도시하는데, 이는 사인파 특성을 갖고 2개의 MOSFET 스위치들의 온-타임 동안 0 레벨에 도달한다. 보다 구체적으로, 사인파 부하 전류의 하나의 반주기는 (스위치 구동 신호들(603, 604)에 의해 예시되는) 각자의 스위칭 디바이스 각각의 온-타임에 대응한다. 일차 자화 전류(602)는 스위치들이 활성일 때 삼각형 방식으로 램핑(ramp)한다. 도 7은 스위치들의 ZVS 동작을 도시한다(특히 스위치(Qb)에 대한 것이지만, 스위치(Qa)가 180도 이위상인 것을 제외하면 실질적으로 유사함). 보다 구체적으로, 도 7은 스위치(Qb)에 대한 구동 신호(704)(도 6에 도시된 구동 신호(604)에 대응함)를 도시한다. 도 7은 또한, 스위치의 드레인-소스 전압(702)을 도시하는데, 이는 알 수 있는 바와 같이, 턴온 시에 0 미만이다.
전술한 공진 버스 컨버터(500)는 하프-브리지 공진 버스 컨버터이다. 그러나, 공진 버스 컨버터는 또한, 풀-브리지 공진 버스 컨버터(800)(도 8에 도시됨)로서 구성될 수 있다. MOSFET들(Qa, Qa1)(즉, 반대편의 브리지 레그들 내의 대응하는 스위치들)은 하나의 반주기에서 동시에 구동될 수 있는 한편, MOSFET들(Qb, Qb1)은 다른 반주기에서 동시에 구동될 수 있다. 누설 인덕턴스(Lr) 및 직렬 공진 커패시터(Cr)는 공진 탱크를 형성한다. 회로 동작은 도 5 내지 도 7과 관련하여 상기에서 논의된 하프-브리지 공진 버스 컨버터와 실질적으로 유사하다. 일부 실시예들에서, 예를 들어 더 낮은 전력 레벨들을 전달하는 실시예들에서, 감소된 회로 복잡성 및 부품 카운트 때문에 하프-브리지 공진 버스 컨버터가 바람직할 수 있지만; 어느 하나의 실시예는 특정 응용 요건들에 따라 사용될 수 있다.
상기에서 논의된 바와 같이, 예시된 공진 버스 컨버터들은 그들의 입력 전압의 고정 배수인 출력 전압을 생성한다(배수는 변압기(TX1)의 권선비에 의해 결정됨). 그러한 공진 버스 컨버터들이 그들의 입력 전압과는 독립적으로 그들의 출력 전압을 조절하는 능력을 갖지 않기 때문에, 벅 프리-레귤레이터(901)는, 도 9에 도시된 바와 같이, 공진 버스 컨버터(902)와 조합되어 2단 컨버터(900)를 형성할 수 있다. 다이오드(D3), 인덕터(L1), 및 커패시터(C2)와 함께, MOSFET들(Q1, Q2)은 벅 프리-레귤레이터 스테이지(901)를 형성한다. 스위치(Q1)는 벅 컨버터 동작에서 전력 제어 스위치로서 작용하고, 스위치(Q2)는 역방향 전류 제어 및/또는 ZVS 제어의 기능을 수행한다. 벅 컨버터(901)는 바운더리 모드 동작으로, 피크 전류 제어 모드에서 동작될 수 있다. 다이오드(D3)는 벅 컨버터의 프리휠링 정류기로서 작용한다. 일부 실시예들에서, 스위치(Q2)는 또한, 추가적인 프리휠링 요소/동기식 정류기로서 작용할 수 있다. 일부 그러한 실시예들에서, D3은, 예를 들어, 사용되는 특정 반도체 기술에 따라 생략될 수 있다. 그러나, 적어도 일부 실시예들에 대해, 다이오드(D3)를 유지하는 것이 유리할 수 있다.
상기에서 언급된 피크 전류 모드 제어를 사용하는 벅 컨버터(901)의 동작은 하기와 같을 수 있다. 스위치(Q1)가 턴온될 때, 입력 소스(+V_IN)로부터의 전류는 인덕터(L1), 커패시터(C2), 공진 버스 컨버터를 통해 반사된 부하 임피던스, 및 마지막으로 전류 감지 저항기(R1)로 램프업(ramp up)하여, 입력 소스로 복귀한다. R1에 걸친 전류 감지 신호 전압(CS1)은 벅 제어기 컨버터(903)에 의해 사용되어, 전류 값이 제어 회로에 의해 설정된 피크 전류 한계에 도달할 때 스위치(Q1)를 턴오프시킬 수 있다. 에러 증폭기(904)는 컨버터 출력 전압(+V_OUT)을 고정 기준(+VREF)과 비교하여, 제어기(903)에 제공되는 신호(905)일 수 있는, 벅 컨버터에 대한 피크 전류 한계를 설정하도록 구성될 수 있다. 일부 실시예들에서, 에러 증폭기(904) 및 연관된 회로부는 제어기(903)의 일부일 수 있다. 이러한 컴포넌트들은 함께 2단 컨버터를 위한 제어 회로부를 형성한다.
스위치(Q1)가 제어기(903)에 의해 턴오프될 때(에러 증폭기(904)에 의해 설정된 피크 전류 한계에 도달할 시), 인덕터(L1)를 통해 흐르는 전류는 다이오드(D3)와 스위치(Q2)의 진성 바디 다이오드(intrinsic body diode)(이는 그와 직렬인 저항기(R2)를 가짐)의 병렬 조합으로 전달된다. 스위치(Q2)는 다이오드(D3)가 전도하기 시작하자마자 턴온될 수 있으며, 이는 0 전압 스위칭(ZVS) 전환일 것이다. 따라서, 스위치(Q2)는 임의의 용량성 스위칭 손실들을 경험하지 않는다. 일부 실시예들에서, 스위치(Q2)는 스위치(Q1)보다 다소 더 작게 크기설정될 수 있고, 따라서, 더 높은 온-저항을 가질 수 있다. 그 결과, 다이오드(D3)는 인덕터 전류의 대부분을 운반할 수 있다. 그러나, 상기에서 언급된 바와 같이, 스위치(Q2)가 충분히 낮은 온-저항을 갖는 경우, 그것은 동기식 정류기로서 사용될 수 있고, 적어도 일부 실시예들에서, 프리휠링 다이오드(D3)는 생략될 수 있다. 그러나, 그러한 선택은 특정 응용에 대한 설계 목표들 및 비용 제약들의 함수일 수 있다.
일단 벅 인덕터(L1)에 저장된 에너지가 고갈되면, 다이오드(D3)를 통해 흐르는 전류는 0으로 떨어진다. 이어서, 인덕터 내의 전류는 에너지가 커패시터(C2)에 저장된 결과로서 반전되고, 이는 스위치(Q2)(및 직렬 저항기(R2))를 통하는 역방향 전류를 구동한다. 저항기(R2)에 걸친 전압 강하(즉, 신호(CS2))는 역방향 전류(I_rev) 감지 신호를 제어기(903)에 제공하는 데 사용될 수 있다. 역방향 전류 감지 신호(CS2)가 (역방향 전류의 원하는 레벨에 대응하는) 사전결정된 임계치에 도달할 때, 스위치(Q2)는 제어기(903)에 의해 턴오프될 수 있다. 역방향 전류의 결과로서 인덕터(L1)에 저장된 에너지는, 스위치(Q1)에 걸친 유효 커패시턴스가 방전될 때까지, 스위치(Q2)의 드레인 노드가 높게 상승하게 할 수 있다. 이어서, 스위치(Q1)가 ZVS 전환에서 제어 회로(903)에 의해 턴온될 수 있다. 인덕터(L1)를 통하는 역방향 전류를 허용하는 이유가 스위치(Q1)에 대한 ZVS 턴온을 달성하도록 하기 위한 것임이 이해될 것이다.
많은 경우들에 있어서, 저전력 소비자 전자기기 응용들을 위해 의도된 전력 컨버터들은 광범위한 유틸리티 입력 AC 전압에 걸쳐 동작하도록 구성된다. 예를 들어, "범용" 어댑터들이 90 Vac 내지 265 Vac 범위의 입력 전압으로 동작하는 것은 드물지 않다. 그 결과, 정류된 그리고 벌크 커패시터 필터링된 DC 버스 전압은 광범위하게 변할 수 있다. 예를 들어, 벌크 커패시터에 걸친 저주파 리플이 고려될 때, DC 버스 전압은 80 Vdc 내지 375 Vdc에서 변할 수 있다. 벌크 커패시터에 걸친 최저 입력 DC 버스 전압은, 예를 들어, DC 버스 전압의 밸리로서, 최대 부하에서, 90 Vac 공급물에 대응할 수 있다. 최저 DC 버스 전압은 벌크 필터 커패시터 값의 선택에 기초하여 어느 정도 조작될 수 있다. 도 9에 도시된 2단 컨버터(900)를 채용하는 실시예들에 대해, 벅 프리-레귤레이터(901)는 항상 1 미만인 이득을 가질 것이다. 다시 말하면, 벅 프리-레귤레이터(901)의 출력 전압은 항상 그의 입력 전압보다 더 낮을 것이고, 따라서, 전술된 바와 같은 "범용" 어댑터들에 대해, 그의 출력은 최저 입력 DC 전압보다 더 낮을 것인데, 예컨대 < 80 Vdc일 것이다. 일부 실시예들에서, 벅 컨버터의 최대 듀티 사이클은 조절에 대한 더 양호한 제어를 위해 90% 내지 95%의 범위로 유지될 수 있다. 따라서, 일부 실시예들에 대해, 벅 프리-레귤레이터의 출력 전압은 약 72 V 미만일 수 있다. DC 버스 벌크 커패시터에 대해 상대적으로 더 낮은 커패시턴스 값들을 채용하는 일부 실시예들은 훨씬 더 낮은 전압들을 볼 수 있다. 그러한 인자들은 도 9에 도시된 것과 같은 2단 컨버터를 채용하는 응용에 대한 동작 벅 출력 전압을 결정할 때 고려되어야 한다.
하기의 논의에서, 예시적인 실시예는 2단 컨버터(900)의 동작을 설명하는 데 사용될 것이다. 도시된 예에서, DC 입력 전압은 80 Vdc 내지 375 Vdc의 범위일 수 있고, DC 출력 전압은 최대 5 A에서 12 Vdc(즉, 60 W 컨버터)일 수 있으며, 이는 중간 범위 소비자 랩톱 또는 유사한 부하에 대한 어댑터로서 사용될 수 있다. 하프-브리지 공진 버스 컨버터(900)가 실질적으로 1의 이득으로 동작하기 때문에, 그의 변압기(TX1)는 Np:Ns = 3:1의 권선비를 갖도록 선택될 수 있으며, 여기서 Np는 일차 권선들의 수이고, Ns는 이차 권선들의 수이다. 분할 커패시터들(Cr3, Cr4)로 인해 일차 권선이 입력 전압의 절반을 보이기 때문에, 하프-브리지 공진 컨버터(902)의 유효 이득은 6이다. 따라서, 12 V 출력 전압을 달성하기 위해, 벅 프리-레귤레이터(901)의 예상 전압 조정 레벨은 약 72 V이다. 실제로, 전압은 다양한 저항성 회로 요소들 및 출력 정류기 다이오드들에서의 전압 강하들로 인해 72 V보다 약간 더 높을 수 있다. 그러나, 하기의 설명을 위해, 그러한 전압 강하들은 무시된다.
벅 프리-레귤레이터
바운더리 모드 벅 레귤레이터에서, 전력이 부하로 전달되고, 에너지가 전력 제어 스위치(Q1)의 활성(즉, "온") 시간 동안 벅 인덕터(L1)에 저장된다. 스위치(Q1)가 턴오프될 때, L1에 저장된 에너지는 전적으로 부하로 전달된다. 일단 벅 인덕터(L1)가 완전히 방전되면, 스위치(Q2)의 부재 시, 역방향 전류는 커패시터(C2)에 저장된 에너지로부터 전류를 인출함으로써 인덕터(L1) 내에 자연적으로 축적되는데, 이는 인덕터(L1)와 벅 인덕터(L1)의 입력 노드에서 보이는 유효 기생 커패시턴스 사이의 공진 작용 때문이다. 그러한 기생 커패시턴스는 프리휠링 다이오드(D3)의 진성 커패시턴스 및 MOSFET(Q1)의 진성 "드레인-소스" 커패시턴스를 포함할 수 있다. 커패시터(C2)에 걸친 전압이 벅 레귤레이터 입력 전압의 절반 초과인 경우(즉, 벅 컨버터 듀티 사이클이 50% 또는 0.5 초과임), 공진 링잉(resonant ringing)은 인덕터(L1)의 입력 노드에서 유효 기생 커패시턴스를 완전히 방전시킬 수 있다. 다시 말하면, 스위치(Q1) 자체에 걸친 공진 링 전압의 밸리는 ZVS 동작을 허용할 수 있다.
따라서, 제어 회로(903)는 벅 프리-레귤레이터(901)의 입력 전압을 커패시터(C2)에 걸쳐 나타나는 그의 출력 전압과 비교하도록 구성될 수 있다. 출력 전압이 입력 전압의 절반 초과일 때마다(즉, 듀티 사이클 > 0.5), 역방향 전류 제어 스위치(Q2)의 동작은 디스에이블될 수 있다. 이러한 모드에서, 벅 프리-레귤레이터 전력 제어 스위치(Q1)는, 그의 드레인-소스 전압이 자연 공진 링잉으로 인해 0 볼트로 강하할 때 턴온될 수 있다. 이는, 정의상, 0 전압 스위칭(ZVS) 이벤트이다. 이러한 동작은, 0 전압 이벤트를 직접적으로 또는 간접적으로 감지함으로써, 또는 일단 벅 인덕터(L1)가 방전되는 것으로 검출되면 회로의 공진 시간에 기초하여 타이밍 신호를 사용함으로써 달성될 수 있다.
대안적으로, 적어도 일부 실시예들에서, 역방향 전류 제어 스위치(Q2)의 동작을 디스에이블시키는 대신, 그것은, 벅 컨버터가 듀티 사이클 > 0.5(여기서, I_rev_th ≥ 0)에서 동작할 때 적은 양의 미리결정된 역방향 전류(I_rev_th)를 운반하도록 대신 허용될 수 있다. 스위치(Q2)에서 흐르는 이러한 역방향 전류는 저항기(R2)에 걸쳐 강하되는 신호 전압(I_rev)에 의해 감지될 수 있다. 이는 제어 동작을 상당히 단순화시킬 수 있다. 따라서, 역방향 전류 제어 스위치(Q2)는, 저항기(R2)에 걸쳐 감지된 CS2 신호에 기초하여, 설정된 최소 역방향 전류가 벅 인덕터(L1)에 축적될 때 턴오프될 수 있다. 역방향 전류 제어 스위치(Q2)가 턴오프될 때, 벅 인덕터(L1)에서의 역방향 전류의 이러한 중단은, 벅 인덕터(L1)의 입력 노드에서의 커패시턴스가 완전히 방전될 때까지 역방향 전류 제어 스위치(Q2)의 드레인 전압이 상승하게 하여, 전력 제어 스위치(Q1)가 ZVS 조건에서 턴온되게 할 수 있다.
상기에서 논의된 예에서의 입력 전압이 80 VDC 내지 375 VDC에서 변하기 때문에, 벅 인덕터(L1)에서 허용되는 역방향 전류는, 입력 전압이 실질적으로 144 V 미만일 때 고정된 저레벨에 있을 수 있으며, 이는 그것이 벅의 듀티 사이클이 > 50%가 되게 할 것이기 때문이다. 실제 구현들에서, 역방향 전류가 타깃 출력 전압에 대한 ZVS 동작을 달성할 수 없을 때의 정확한 전압 레벨은 벤치 테스팅(bench testing)을 통해 발견될 수 있다. 이는 임계 전압(Vth)으로서 식별될 수 있으며, 역방향 전류는 이를 초과하여 증가하도록 요구된다. 보통, 임계 전압(Vth)은 벅 컨버터의 듀티 사이클이 50% 미만으로 강하할 지점에 대응할 것이다. Vth의 이러한 레벨로부터 위쪽으로, 입력 전압이 증가함에 따라 역방향 전류가 증가된다. 벅 인덕터(L1)에서의 역방향 전류는 벅 프리-레귤레이터가 최대 DC 입력 전압에서 동작하고 있을 때 최고일 필요가 있다.
역방향 전류의 이러한 증가는 임계 지점(Vth)으로부터의 입력 전압과의 선형 또는 비선형 관계를 가질 수 있으며, 이때 기울기는 이러한 노드에서의 커패시턴스 거동의 특성에 의해 결정된다. 도 10은 입력 전압(V_in)을 갖는 역방향 전류(I_rev)의 다양한 가능한 관계들을 도시한다. 보통, MOSFET들 및 다이오드들은 그것에 걸친 역방향 전압이 증가함에 따라 감소하는 커패시턴스를 나타낸다. 반대로, 인쇄 회로 기판(PCB) 레이아웃 및 변압기와 연관된 기생 회로 커패시턴스들은 그러한 전압 변동에 걸쳐 일정하게 머무를 수 있다. 일부 실시예들에서, 증가하는 역방향 전류 곡선의 기울기는 하드웨어 테스팅에 기초하여 단순화되고 선형화될 수 있다. 디지털 제어기를 구현함으로써, 역방향 전류의 더 높은 입도가 달성될 수 있다.
도 9에 도시된 바와 같은 2단 컨버터(900)의 동작 시퀀스는 하기와 같이 설명될 수 있다. 하기의 설명을 위해, 모든 동작 바이어스 전압들이 시작 시퀀스(start up sequence) 전에 이용가능하다는 것이 가정된다. 초기화 시, 벅 컨버터 스위치들(Q1, Q2)이 오프 상태로 유지되는 반면, 공진 버스 컨버터 스위치들(Q3, Q4)의 동작이 개시된다. 이러한 2개의 스위치들은, 전술된 원리들에 기초하여 결정될 수 있는 미리결정된 주파수 및 듀티 사이클로 스위칭될 수 있다. 요약하자면, 공진 커패시터들(C3, C4)은, (상기 수학식에 의해 주어진) 외부 기생 인덕턴스를 포함한 변압기(TX1)의 총 누설 인덕턴스와 C3 및 C4로 구성된 공진 탱크 회로의 반 공진 주파수가, 180도 이위상으로 동작될 수 있는 Q3 및 Q4의 온-타임과 실질적으로 동일하도록 선택될 수 있다. 또한, 데드 타임, 즉 스위치들(Q3, Q4) 둘 모두가 턴오프되어 있는 지속기간은 Q3 및 Q4의 ZVS 동작이 TX1의 자화 전류를 사용하여 달성되도록 설정될 수 있다. 이는, 예를 들어 총 스위칭 기간의 약 2% 내지 5%가 되도록 요구될 수 있는 데드 타임에서 ZVS를 달성하기 위해 TX1의 요구되는 일차 인덕턴스를 결정하는 반복적 프로세스를 요구할 수 있다.
스위치들(Q3, Q4)이 전술된 바와 같이 동작하기 시작할 때, 커패시터(C2)에 걸친 어떠한 전압도 없을 것인데, 그 이유는 벅 프리-레귤레이터 전력 제어 스위치(Q1)가 턴오프 상태로 유지되었기 때문이다. 따라서, 공진 탱크 또는 변압기를 통해 어떠한 전류도 흐르지 않을 것이다. 공진 버스 컨버터 스위치들(Q3, Q4)의 동작을 개시한 후에, 벅 프리-레귤레이터는 "소프트-스타트(soft-start)"로 시작하도록 허용될 수 있다. 다시 말하면, 벅 컨버터는 피크 전류 모드 제어로 작동하기 시작하여, 원하는 출력 전압에 도달될 때까지 피크 전류를 점진적으로 증가시킬 수 있다.
상기에서 언급된 바와 같이, 에러 증폭기(904)는 출력 전압(+V_OUT)을 고정 기준(+VREF)과 비교하도록 구성될 수 있다. 출력 전압이 기준(예컨대, 12 Vdc 조절 전압 레벨)에 도달할 때, 에러 신호(905)는 제어기(903)에 공급되어, 옵토-커플러(opto-coupler)와 같은 분리 메커니즘을 통해 벅 인덕터(L1)의 피크 전류를 제어할 수 있다. 더욱이, 전술된 바와 같이, 벅 프리-레귤레이터(901)는 제어된 역방향 전류(I_rev)로 바운더리 또는 임계 전도 모드에서 동작하여, 전력 제어 스위치(Q1)의 ZVS 동작을 달성할 수 있다. 그 결과, 벅 컨버터(901)는 가변 주파수 바운더리 모드에서 효과적으로 동작한다. 피크 전류는 더 가벼운 부하들에서 더 낮을 수 있으며, 이는 주어진 고정 입력 전압에 대해 더 높은 동작 주파수를 야기한다. 마찬가지로, 고정 피크 전류에 대해, 더 낮은 입력 전압은, 더 낮은 동작 주파수에 대응하는 더 긴 Q1 온-타임을 요구한다.
벅 프리-레귤레이터 손실들
도 11은 벅 프리-레귤레이터(901)의 일부 적절한 동작 파형들을 도시한다. 드레인-소스 전압 곡선(1101)을 전원 제어 스위치 게이트 구동 신호(1102)와 비교함으로써, 전력 제어 스위치(Q1)가 ZVS 조건에서 동작한다는 것을 알 수 있다. (즉, 전력 제어 스위치(Q1)의 스위칭 전환들은 스위치에 걸친 드레인-소스 전압이 0일 때의 시간들에 대응한다.) 그렇지 않은 경우, 벅 프리-레귤레이터(901)에서의 전력 손실들은 3개의 카테고리들로 나뉠 수 있다:
(1) 전도 손실들: 이러한 손실들은 사실상 주로 저항성이며, 출력 전력이 낮아짐에 따라 감소한다. 전도 손실들은 "I2R" 관계를 따르는데, 여기서 R은 회로의 저항률이고 I는 전도성 요소에서의 RMS 전류이다. 벅 프리-레귤레이터(901) 내의 예시적인 저항성 요소들은 스위치들, 인덕터 권선, 회로 레이아웃 저항, 및 전류 센서들을 포함한다. 추가적으로, 다이오드 손실들은 PN 접합의 진성 저항으로 인해 부분적으로 저항성이며, 순방향 전압 강하에 기인하여 또한 부분적으로 선형이다.
(2) 스위칭 손실들: 이러한 손실들은 전술된 ZVS 동작들로 인해 대체로 존재하지 않는다. 그 결과, 컨버터에 대한 스위칭 손실들은 무시될 수 있다. ZVS 동작이 (스위치들 및 다른 회로 커패시턴스들의 손실 특성으로 인해) 완전히 무손실인 것은 아니기 때문에, 연관된 손실들은 (증가된 동작 주파수에 대응하는) 부하에 전달되는 전력이 감소됨에 따라 약간 증가할 수 있다.
(3) 인덕터에서의 자화 손실들: 이는 페라이트 코어에서의 히스테리시스 손실들을 포함한다. 벅 프리-레귤레이터(901)가 피크 전류 제어 모드에서 동작하기 때문에, 전달된 출력 전력이 감소함에 따라 코어 손실들이 감소한다.
(4) 바이어스 전력 손실들: 부하가 감소함에 따라 동작 주파수가 증가하기 때문에, 회로 바이어스 전력 및 스위칭 디바이스 구동 전력은 더 낮은 부하들에서 약간 증가할 수 있다.
손실들의 전술한 설명으로부터 알 수 있는 바와 같이, 컨버터 전력 처리량이 감소함에 따라, 전도 및 자기 코어 손실들이 또한 감소하지만, 다양한 스위칭 손실들 및 바이어스 전력 손실들이 증가한다. 그 결과, 최대 정격 전력에서 시작하여 출력 전력을 연속적으로 감소시키는 것은, 총 벅 프리-레귤레이터 손실들이 최소 지점으로 감소하고 이어서 증가하기 시작하게 되는 결과를 가져올 것이다. 이러한 변곡점에서, "증가하는 스위칭 및 바이어스 전력 손실들"과 "감소하는 전도 및 자기 코어 손실들" 사이에 평형상태가 달성된다. 이러한 평형상태 지점 아래의 전력 처리량에 대한 전력 손실들의 추가적인 감소는 "ON-OFF" 또는 "버스트 모드" 유형 제어에 의해 달성될 수 있다. 이러한 모드에서, 피크 전류는 전술된 변곡점에서 고정된 상태로 유지될 수 있고, 전체 벅 프리-레귤레이터는 출력 조절을 유지하기 위해 교대로 디스에이블되고 인에이블될 수 있다. 이러한 모드는 또한 "에너지 제어 모드"로서 특징지어질 수 있다.
공진 버스 컨버터 전력 손실들
공진 버스 컨버터(902)에서의 전력 손실들의 특성은 벅 프리-레귤레이터(901)에서의 전력 손실들과는 다소 상이하다. 공진 버스 컨버터(902)가 실질적인 고정 입력 전압, 고정 주파수, 및 고정 온-타임에서 동작하기 때문에, 그것은 변압기에서의 자화 코어 손실들, 바이어스 전력 손실들, 및 용량성 손실들의 결과로서 고정 전력 손실들을 경험한다. 공진 버스 컨버터 동작이 (전술된 바와 같은) ZVS이지만, 기생 커패시터들의 손실 특성들 때문에 일부 용량성 손실들이 여전히 경험될 수 있다.
이러한 고정 손실들에 더하여, 공진 버스 컨버터(902)는 또한 "I2R" 관계에서 저항성 손실들을 경험할 수 있다. 컨버터를 통하는 전류에 대한 제곱 관계(square relationship)로 인해, 이러한 손실들은 부하가 무부하 조건에 이르기까지 내내 감소함에 따라 상당히 감소한다. 다시 말하면, 공진 버스 컨버터(902)는 벅 프리-레귤레이터(901)에 의해 보여지는 바와 같이, 내부 전력 손실들이 증가하기 시작할 때 변곡점을 보이지 않는다. 이러한 사실은 매우 낮은 부하들에서 전체 전력 공급원의 효율에 상당한 영향을 미칠 수 있다. 추가적으로, 공진 버스 컨버터(902)는 더 높은 "무부하 입력 전력"을 경험할 수 있으며, 이는 일부 소비자 전자기기 응용들에서 허용가능하지 않을 수 있다. 따라서, 일부 실시예들에서, 매우 낮은 부하들에서 전력 컨버터에서의 평균 손실들을 감소시키기 위해 ON-OFF 또는 "버스트" 모드에서 공진 버스 컨버터를 동작시키는 것이 바람직할 수 있다. 그러나, 적어도 후술되는 이유들로, 이는 까다로운 제의일 수 있다.
"향상된" 2단 컨버터 동작
도 9에 도시된 2단 컨버터(900)와 연관된 전체 손실들을 감소시키기 위한 제어 기법이 하기에서 설명된다. 컨버터(900)는 도 12에 도시된 바와 같은 컨버터(900')로서 극단적으로 단순화하여 표현될 수 있다(변압기(TX1)와 연관된 갈바닉 분리를 무시함). 벅 프리-레귤레이터(901)가 피크 전류 모드 제어로 바운더리 모드에서 동작하기 때문에, 벅 프리-레귤레이터(901)에 의해 전달되는 전류는 부하 저항기(R_load)에 의해 인출되는 출력 부하 전류에 정비례한다. 따라서, 벅 프리-레귤레이터 스테이지(901)는 도 12에서 전류원(I1)(901')으로서 표현된다. 유사하게, 공진 버스 컨버터(902')는 스위치(S1)에 의해 표현될 수 있는데, 스위치(S1)는 간단히 전류원(I1)을 출력 커패시터(C_out) 및 R_load에 접속시키고 분리시킨다. 물론, 버스 컨버터(902/902')는 변압기(TX1)의 권선비에 기초한 고정 이득을 갖지만, 그 이득은 본 논의의 목적을 위해 무시되는데, 그 이유는 그것이 동작 개념을 설명하는 데 필요하지 않기 때문이다. 스위치(S1)에 의해 표현되는 버스 컨버터(902')는 실질적으로 100% 듀티 사이클에서 동작하여, 2개의 제어 스위치들의 스위칭 사이의 짧은 데드 타임들을 무시한다는 것에 유의해야 한다.
전류원은 단선 회로(open circuit) 모드에서 동작하는 것이 결코 허용될 수 없는데, 그 이유는 이것이 심각한 고전압들을 초래할 수 있기 때문이다. 도 12에 도시된 바와 같이, 커패시터(C_buck)는 버스 컨버터(902')/S1의 짧은 데드 타임/단선 회로 상황을 허용할 수 있다. 다시 말하면, 커패시터(C_ buck)는 파국적 상황을 생성함이 없이 S1의 짧은 오프-타임 간격들 동안 전류원(I1)에 의해 전달되는 에너지를 흡수할 수 있다. 이는 커패시터에 걸쳐 버스 컨버터(902')의 입력에 나타나는 전압을 증가시킬 것이다. 그러나, 그러한 단선 회로 상황들은 매우 짧아서, 예를 들어 5% 내지 10% 듀티 사이클 이하여서, 전압 상승이 허용가능할 수 있게 된다. 그러나, 실제로, 벅 프리-레귤레이터(901')가 동작하고 있을 때마다 버스 컨버터(902')가 셧다운하는 것(따라서 단선 회로를 생성하는 것)이 허용되지 않았더라면 더 양호했을 것이다.
하기에는, 가벼운 부하 조건들 하에 있을 때 ON-OFF 또는 버스트 모드에서 벅 프리-레귤레이터(901/901') 및 공진 버스 컨버터(902/902')의 안전한 동작을 허용하는 제어 기법이 기술된다. 벅 프리-레귤레이터(901/901')의 하드웨어를 특성화함으로써, 이러한 제1 전력 스테이지가 ON-OFF 모드에 진입해야 하는 변곡점이 결정될 수 있다. 이 변곡점은, 예를 들어, 특정 출력 전류에 대응할 것이다. 이러한 지점에서, 벅 프리-레귤레이터(901/901')에 대한 최소 피크 전류 커맨드는 에러 증폭기(904)(도 9)에 의해 생성된 제어 신호(V_comp)에 의해 설정될 수 있다. 피크 전류 제어 신호가 미리설정된 하위 임계치 "V_burst_1"에 도달할 때, 벅 프리-레귤레이터(901/901')는 디스에이블될 수 있다. 후속으로, 공진 버스 컨버터(902/902')는 또한, 제어 스위치들(Q3, Q4)(도 9)의 진행 중인 마지막 스위칭 사이클들을 완료한 후에 디스에이블될 수 있다.
일단 스테이지들(즉, 벅 프리-레귤레이터(901/901') 및 공진 버스 컨버터(902/902')) 둘 모두가 디스에이블되면, 이러한 2개의 전력 스테이지들에서의 연관된 손실들은 0으로 될 것이다. 출력 커패시터(C_out)는 출력 전압이 설정된 조절 레벨 아래로 떨어질 때까지 전력을 부하로 계속해서 전달할 수 있다. 설정된 조절 레벨 아래의 출력 전압은 에러 증폭기(904)에 의해 전달되는 제어 신호(905)가 증가하게 할 수 있다. 피크 전류 제어 신호가 미리설정된 더 높은 임계치 "V_burst_2"에 도달할 때, 벅 프리-레귤레이터(901/901') 및 공진 버스 컨버터(902/902')가 리-인에이블(re-enable)될 수 있다. 2개의 피크 전류 제어 임계치들(V_burst_1, V_burst_2) 사이의 차이는 동작의 안정성 및 예측가능성을 향상시킬 수 있는 ON-OFF/버스트 모드에 대한 히스테리시스를 제공한다. 추가적으로, 전술된 기법은 벅 프리-레귤레이터(901/901')가 단선 회로 모드에서 동작하는 것을 방지하여, 이에 의해, 파국적 고전압 조건을 방지한다.
전술된 제어 기법의 변형들이 또한 가능하다. 예를 들어:
(1) 더 낮은 제어 전압(V_comp) 임계치 "V_burst_1"을 감지할 시, 벅 프리-레귤레이터(901/901') 및 공진 버스 컨버터(902/902')는 동시에 디스에이블될 수 있다. 컨버터들 둘 모두는 "V_burst_2"의 더 높은 제어 전압 임계치에 도달될 때 다시 인에이블될 수 있다.
(2) 더 낮은 제어 전압 임계치 "V_burst_1"을 감지할 시, 벅 프리-레귤레이터(901/901')가 먼저 디스에이블될 수 있으며, 이때 공진 버스 컨버터(902/902')는 고정 수의 스위칭 사이클들, 즉 M개의 스위칭 사이클들을 허용한 후에 디스에이블되며, 여기서 M은 0 이상이다. "V_burst_2"의 더 높은 제어 전압 임계치에 도달할 때, 공진 버스 컨버터(902/902')가 먼저 인에이블될 수 있고, 이어서, 벅 프리-레귤레이터(901/901')는 버스 컨버터의 N개의 스위칭 사이클들 후에 인에이블될 수 있으며, 여기서 N은 0 이상이다.
도 13은 전력 출력이 변곡점에 이르기까지 점진적으로 감소할 때의 ON-OFF/버스트 모드 동작을 보여주는 타이밍도를 도시한다. V_comp는 에러 증폭기(904)에 의해 전달되는 제어 전압이며, 이는 벅 프리-레귤레이터(901/901')의 피크 전류 레벨을 설정한다. Bus_PWM1 및 Bus_PWM2는 공진 버스 컨버터 스위치들(Q3, Q4)에 대한 2개의 상보적 구동 신호들이다. 도 13은 ON-OFF/버스트 제어 모드가 활성화될 때 변곡점에서의 V_comp의 거동을 도시한다. V_comp가 V_burst_1로부터 V_burst_1로 증가하는 데 그리고 그 역이 성립하는 데 소요되는 지속기간은 2단 컨버터 상의 출력 부하와 에러 증폭기 제어 루프의 속도의 함수이다. 또한, 변압기(TX1)에서의 단극성 DC 플럭스를 방지하기 위해, 관련 버스 컨버터 스위치의 제1 펄스의 ON 지속기간은, 예를 들어 그의 정상 ON 지속기간의 처음 절반의 시간을 비워 놓음으로써 그의 정상 지속기간의 절반으로 감소될 수 있다. 이는 ON-OFF 모드 동안에 인에이블될 때 BUS_PWM1의 제1 펄스 동안 도 13에서 볼 수 있다.
따라서, 이러한 2단 컨버터는, 전술된 바와 같이 동작될 때, 광범위한 부하 조건들에 걸쳐 높은 효율을 전달할 수 있다. 그의 전력 스위치들 모두가 ZVS 모드에서 동작하기 때문에, 더 높은 스위칭 주파수 동작이 채용될 수 있으며, 이는 유리하게도 새로운 밴드갭(band-gap) 반도체 디바이스들, 예를 들어, 갈륨 질화물(GaN) 디바이스들의 응용을 허용할 수 있다.
전술한 내용은 벅 프리-레귤레이터 및 공진 버스 컨버터를 채용한 2단 전력 컨버터들의 예시적인 실시예들을 기술한다. 그러한 시스템들은 다양한 응용들에서 사용될 수 있지만, 소비자 전자기기 디바이스들을 위한 전원 어댑터들과 함께 사용될 때 특히 유리할 수 있다. 추가적으로, 많은 특정 특징부들 및 다양한 실시예들이 기술되었지만, 달리 상호 배타적인 것으로 언급되지 않는 한, 다양한 특징부들 및 실시예들은 특정 구현에서 다양한 치환들로 조합할 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 따라서, 전술된 다양한 실시예들은 단지 예시로서 제공되고 본 발명의 범주를 제한하도록 구성되지 않아야 한다. 본 발명의 범주로부터 벗어남이 없이 그리고 청구범위의 범주로부터 벗어남이 없이, 본 명세서의 원리들 및 실시예들에 대해 다양한 수정들 및 변경들이 이루어질 수 있다.

Claims (24)

  1. 2단(two stage) 전력 컨버터로서,
    입력 전압을 수신하고 상기 입력 전압보다 더 낮은 중간 전압을 생성하도록 구성된 벅 프리-레귤레이터(buck pre-regulator) 스테이지;
    상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지에 의해 생성된 상기 중간 전압을 수신하고 상기 중간 전압의 고정된 배수인 출력 전압을 생성하도록 구성된 공진 버스 컨버터 스테이지; 및
    상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지에 커플링된 제어 회로부를 포함하고, 상기 제어 회로부는,
    상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하고;
    상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는 것에 응답하여, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키고 인에이블시키고;
    제어 신호가 제1 임계치에 도달하는 것에 응답하여 제어된 버스트 모드에 진입하고, 상기 제어 신호가 제2 임계치에 도달하는 것에 응답하여 상기 제어된 버스트 모드를 종료하도록 구성되는, 2단 전력 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 공진 버스 컨버터는 하프-브리지(half-bridge)이고, 상기 하프-브리지는,
    상기 중간 전압에 걸쳐 직렬로 커플링되는 제1 및 제2 스위칭 디바이스들;
    상기 중간 전압에 걸쳐 직렬로 커플링되는 제1 및 제2 공진 커패시터들; 및
    상기 제1 및 제2 스위칭 디바이스들의 접합부와 상기 제1 및 제2 공진 커패시터들의 접합부 사이에 커플링되는 일차 권선을 갖는 변압기 - 상기 변압기는 또한 하나 이상의 정류기 디바이스들에 의해 상기 2단 컨버터의 출력에 커플링되는 적어도 하나의 이차 권선을 가짐 - 를 포함하며;
    상기 제1 및 제2 스위칭 디바이스들은 교차-전도(cross-conduction)를 방지하기 위해 데드 타임(dead time)으로 약 50%의 듀티 사이클에서 180도 이위상(out of phase)으로 교대로 동작되어, 이에 의해, 변압기 일차 권선에서 사인파 전류를 생성하고;
    상기 공진 버스 컨버터는 상기 제1 및 제2 스위칭 디바이스들의 0 전압 스위칭(zero voltage switching, ZVS)을 달성하도록 구성되는, 2단 전력 컨버터.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제1 및 제2 공진 커패시터들은 상기 컨버터의 기생 인덕턴스들과 공진하도록 구성되는, 2단 전력 컨버터.
  4. 제2항에 있어서, 상기 제1 및 제2 공진 커패시터들은 별개의 인덕터와 공진하도록 구성되는, 2단 전력 컨버터.
  5. 제1항에 있어서, 상기 공진 버스 컨버터는 풀-브리지(full-bridge)이고, 상기 풀-브리지는,
    상기 중간 전압에 걸쳐 직렬로 커플링되는 제1 및 제2 스위칭 디바이스들;
    상기 중간 전압에 걸쳐 직렬로 커플링되는 제3 및 제4 스위칭 디바이스들; 및
    적어도 공진 커패시터, 및 상기 제1 및 제2 스위칭 디바이스들의 접합부와 상기 제3 및 제4 스위칭 디바이스들의 접합부 사이에 커플링되는 변압기 일차 권선을 포함하는 공진 회로 - 상기 변압기는 또한 하나 이상의 정류기 디바이스들에 의해 상기 2단 컨버터의 출력에 커플링되는 적어도 하나의 이차 권선을 가짐 - 를 포함하며,
    상기 제1 및 제3 스위칭 디바이스들 및 상기 제2 및 제4 스위칭 디바이스들은 교차-전도를 방지하기 위해 데드 타임으로 약 50%의 듀티 사이클에서 180도 이위상으로 교대로 동작되어, 이에 의해, 변압기 일차 권선에서 사인파 전류를 생성하고;
    상기 공진 버스 컨버터는 상기 제1 및 제2 스위칭 디바이스들의 0 전압 스위칭을 달성하도록 구성되는, 2단 전력 컨버터.
  6. 제5항에 있어서, 상기 공진 회로는 개별 인덕터를 포함하는, 2단 전력 컨버터.
  7. 제1항에 있어서, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지는,
    상기 입력 전압에 걸쳐 직렬로 커플링되는 제1 스위칭 디바이스 및 제2 스위칭 디바이스 - 상기 제1 스위칭 디바이스는 전력 제어 스위치이고, 상기 제2 스위칭 디바이스는 역방향 전류 제어 스위치임 -;
    상기 제1 및 제2 스위칭 디바이스들의 접합부와 상기 공진 버스 컨버터의 입력 사이에 커플링되는 벅 인덕터(buck inductor);
    상기 역방향 전류 제어 스위치와 병렬로 커플링되는 프리휠링(freewheeling) 다이오드;
    상기 제어 회로부에 커플링되고, 상기 제1 스위칭 디바이스의 온-타임(on time) 동안 벅 프리-레귤레이터 전류를 감지하도록 구성되는 제1 전류 센서; 및
    상기 제어 회로부에 커플링되고, 상기 제1 스위칭 디바이스의 오프-타임(off time) 동안 프리휠링 전류를 감지하도록 구성되는 제2 전류 센서를 포함하는, 2단 전력 컨버터.
  8. 제7항에 있어서, 상기 제1 전류 센서는 상기 제1 스위칭 디바이스의 온-타임 동안 적어도 상기 벅 인덕터와 직렬로 접속되는 전류 감지 저항기인, 2단 전력 컨버터.
  9. 제7항에 있어서, 상기 제2 전류 센서는 상기 제2 스위칭 디바이스와 직렬로 접속되는 전류 감지 저항기인, 2단 전력 컨버터.
  10. 제1 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 제2 공진 버스 컨버터 스테이지를 갖는 2단 컨버터를 동작시키는 방법으로서,
    상기 방법은 상기 공진 버스 컨버터의 제어된 버스트 모드 동작을 포함하고, 상기 제어된 버스트 모드 동작은,
    상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는 단계; 및
    상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는 것에 응답하여, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키고 인에이블시키는 단계를 포함하고,
    상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는 단계는, 제1 미리결정된 임계치 미만의 부하 전류에서의 더 낮은 디스에이블 제어 신호 및 더 높은 인에이블 제어 신호를 검출하는 단계를 포함하는, 방법.
  11. 제10항에 있어서, 제어 신호가 제1 임계치에 도달하는 것에 응답하여 상기 제어된 버스트 모드에 진입하고, 상기 제어 신호가 제2 임계치에 도달하는 것에 응답하여 상기 제어된 버스트 모드를 종료하는 단계를 추가로 포함하는, 방법.
  12. 제10항에 있어서, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키고 인에이블시키는 단계는, 각자의 디스에이블 및 인에이블 제어 신호들에 응답하여 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 동시에 디스에이블시키고 인에이블시키는 단계를 포함하는, 방법.
  13. 제10항에 있어서, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키고 인에이블시키는 단계는, 디스에이블 제어 신호에 응답하여 먼저 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭을 디스에이블시키고 후속으로 상기 공진 버스 컨버터 스테이지를 디스에이블시키는 단계, 및 인에이블 제어 신호에 응답하여 먼저 상기 공진 버스 컨버터의 스위칭을 인에이블시키고 후속으로 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지를 인에이블시키는 단계를 포함하는, 방법.
  14. 제1 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 제2 공진 버스 컨버터 스테이지를 갖는 2단 컨버터를 동작시키는 방법으로서,
    상기 방법은 상기 공진 버스 컨버터의 제어된 버스트 모드 동작을 포함하고, 상기 제어된 버스트 모드 동작은,
    상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는 단계;
    상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는 것에 응답하여, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키고 인에이블시키는 단계; 및
    제어 신호가 제1 임계치에 도달하는 것에 응답하여 상기 제어된 버스트 모드에 진입하고, 상기 제어 신호가 제2 임계치에 도달하는 것에 응답하여 상기 제어된 버스트 모드를 종료하는 단계를 포함하는, 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는 단계는, 제1 미리결정된 임계치 미만의 부하 전류에서의 더 낮은 디스에이블 제어 신호 및 더 높은 인에이블 제어 신호를 검출하는 단계를 포함하는, 방법.
  16. 제14항에 있어서, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키고 인에이블시키는 단계는, 각자의 디스에이블 및 인에이블 제어 신호들에 응답하여 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 동시에 디스에이블시키고 인에이블시키는 단계를 포함하는, 방법.
  17. 제14항에 있어서, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키고 인에이블시키는 단계는, 디스에이블 제어 신호에 응답하여 먼저 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭을 디스에이블시키고 후속으로 상기 공진 버스 컨버터 스테이지를 디스에이블시키는 단계, 및 인에이블 제어 신호에 응답하여 먼저 상기 공진 버스 컨버터의 스위칭을 인에이블시키고 후속으로 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지를 인에이블시키는 단계를 포함하는, 방법.
  18. 제1항에 있어서, 상기 제어 회로부는, 제1 미리결정된 임계치 미만의 부하 전류에서의 더 낮은 디스에이블 제어 신호 및 더 높은 인에이블 제어 신호를 검출하는 것에 의해, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는, 2단 전력 컨버터.
  19. 제1항에 있어서,
    상기 제어 회로부는, 각자의 디스에이블 및 인에이블 제어 신호들에 응답하여 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 동시에 디스에이블시키고 인에이블시키는 것에 의해, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키고 인에이블시키는, 2단 전력 컨버터.
  20. 제1항에 있어서,
    상기 제어 회로부는, 디스에이블 제어 신호에 응답하여 먼저 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭을 디스에이블시키고 후속으로 상기 공진 버스 컨버터 스테이지를 디스에이블시키고, 인에이블 제어 신호에 응답하여 먼저 상기 공진 버스 컨버터의 스위칭을 인에이블시키고 후속으로 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지를 인에이블시키는 것에 의해, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키고 인에이블시키는, 2단 전력 컨버터.
  21. 제1 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 제2 공진 버스 컨버터 스테이지를 갖는 2단 컨버터를 동작시키는 방법으로서,
    상기 방법은 상기 공진 버스 컨버터의 제어된 버스트 모드 동작을 포함하고, 상기 제어된 버스트 모드 동작은,
    상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는 단계; 및
    그러한 부하 조건에 응답하여, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키고 인에이블시키는 단계를 포함하는, 방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭 및 바이어스 전력 손실들 및 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 전도 및 자기 코어 손실들이 평형상태에 있는 지점 또는 그 아래에서의 부하 조건을 검출하는 단계는, 제1 미리결정된 임계치 미만의 부하 전류에서의 디스에이블 제어 신호 및 제2 미리결정된 임계치 초과의 부하 전류에서의 인에이블 제어 신호를 검출하는 단계를 포함하는, 방법.
  23. 제21항에 있어서, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키고 인에이블시키는 단계는, 각자의 디스에이블 및 인에이블 제어 신호들에 응답하여 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 동시에 디스에이블시키고 인에이블시키는 단계를 포함하는, 방법.
  24. 제21항에 있어서, 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지 및 상기 공진 버스 컨버터 스테이지의 스위칭을 일시적으로 그리고 간헐적으로 디스에이블시키고 인에이블시키는 단계는, 디스에이블 제어 신호에 응답하여 먼저 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지의 스위칭을 디스에이블시키고 후속으로 상기 공진 버스 컨버터 스테이지를 디스에이블시키는 단계, 및 인에이블 제어 신호에 응답하여 먼저 상기 공진 버스 컨버터의 스위칭을 인에이블시키고 후속으로 상기 벅 프리-레귤레이터 스테이지를 인에이블시키는 단계를 포함하는, 방법.
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