KR20220057696A - 고전력 밀도 dc-dc 변환기의 돌입 전류를 제어하는 mosfet 설계 방법 - Google Patents

Abstract

본 개시의 일 실시예에 따르면, 고전력 밀도 DC-DC 변환기의 돌입 전류 제어하는 방법이 제공된다. 전술항 방법은 입력 필터 커패시터(C_in)를 설계하는 단계; MOSFET 스위치를 선택하는 단계; Cgs, Cgd, 및 Cds를 산출하는 단계 - Cgd는 각각 게이트-드레인, Cgs는 게이트-소스 커패시턴스임; 돌입 전류(dt)를 만족시키는 매패시터 전압 뱐환 시간을 산출하는 단계; 소정의 피크 드레인 전류에 요구되는 게이트 소스 플래티우 전압(Vplt)을 산출하는 단계; Cadd를 설계하는 단계; 게이트 전류(Ig)를 산출하는 단계; Ig를 기초로 RG를 설계하는 단계; RG>> RFD를 만족하는 RFG를 선택하는 단계; I_inrush 를 산출하는 단계; 및 I_inrush < I_inrush peak 가 아닌 경우, 선택된 스위치를 거절하고 다시 MOSFET 스위치를 선택하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

고전력 밀도 DC-DC 변환기의 돌입 전류 제어 방법{METHOD FOR INRUSH CURRNET CONTROL OF HIGH POWER DENSITY DC-DC CONVERTER}

본 개시는 전류 제어 방법으로서, 보다 상세하게는 고전력 밀도 DC-DC 변환기의 돌입 전류 제어 방법에 관한 것이다.

범용 전자 장치를 만드는 통신 및 통신 시스템에서 5G 기술이 확산됨에 따라 5G 기술은 일반적으로 DC 전원으로 작동하는 전자 장치를 포함하여 가장 큰 전기 에너지 소비원 중 하나가 되어 공급 AC 전압을 정류해야 한다. 기존의 AC-DC 정류기를 사용하여 이러한 장치를 공급할 수 있지만 고전력 밀도 애플리케이션에서 회로 성능과 전력 효율성은 이러한 정류기의 사용을 제한하기 때문에, 에너지 효율을 높여야 한다. 최근에는 이러한 목적을 위해 역률이 높은 고효율 AC-DC 전원 공급 장치가 제안되고 있다.

본 개시에서는 고효율 AC-DC 전원 공급 장치를 제공하고자 한다.

본 개시의 일 특징에 따르면, 고전력 밀도 DC-DC 변환기의 돌입 전류 제어하는 방법이 제공된다. 전술한 방법은 입력 필터 커패시터(C_in)를 설계하는 단계; MOSFET 스위치를 선택하는 단계; Cgs, Cgd, 및 Cds를 산출하는 단계 - Cgd는 각각 게이트-드레인, Cgs는 게이트-소스 커패시턴스임; 돌입 전류(dt)를 만족시키는 매패시터 전압 뱐환 시간을 산출하는 단계; 소정의 피크 드레인 전류에 요구되는 게이트 소스 플래티우 전압(Vplt)을 산출하는 단계; Cadd를 설계하는 단계; 게이트 전류(Ig)를 산출하는 단계; Ig를 기초로 RG를 설계하는 단계; RG>> RFD를 만족하는 RFG를 선택하는 단계; I_inrush 를 산출하는 단계; 및 I_inrush < I_inrush peak 가 아닌 경우, 선택된 스위치를 거절하고 다시 MOSFET 스위치를 선택하는 단계를 포함할 수 있다.

본 개시의 다른 특징에 따르면, 고전력 밀도 DC-DC 변환기의 돌입 전류 제어하는 DC-DC 컨버터가 제공된다. DC-DC 컨버터는 입력 커패시터; 돌입 전류 제어 회로; 공진 인턱터(Lr); 변압기 (TR1); 자화 리액턴스 (Lm); 부하 언덕턴스(Lload); 및 커패시턴스(Cload)를 포함할 수 있다.

본 개시의 일 실시예에 따르면, 교류 (AC)-DC 통신 전원 공급 장치의 두 단계 중 두 번째 단계로 사용할 수 있는 2kW, 54 개의 직류 (DC)-DC 컨버터 단계의 주요 구성 요소에 대한 완전한 수학적 설계를 제공할 수 있다.

본 개시의 일 실시예에 따르면, DC-DC 컨버터의 입력 측에서 높은 입력 커패시터로 인해 발생하는 높은 돌입 전류를 제거하기 위한 간단한 돌입 전류 제어 회로를 제안하고 설계 및 설명할 수 있다.

일 실시예에서, 제안된 회로는 단일 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터 (MOSFET) 스위치와 몇 가지 작은 수동 소자를 사용하여 매우 쉽게 구현할 수 있다. PSIM 시뮬레이션은 설계된 구성 요소의 값을 사용하여 전원 공급 장치 성능을 테스트하는데 사용될 수 있다.

돌입 전류 제어 기능이 있는 설계된 전원 공급 장치의 실험 설정은 설계된 전원 공급 장치의 실제 성능을 보여주고 초기 전원에서 높은 돌입 전류를 제거하기 위해 제안된 돌입 전류 완화 회로의 신뢰성을 테스트할 수 있다.

위상 편이 제로 전압 스위칭 (ZVS) 기술을 사용하는 DC-DC 전원 공급 장치는 전원 공급 장치의 1 차측에서 전체 부하 범위에 걸쳐 ZVS를 달성할 수 있기 때문에 선택되고 설계되어 스위칭 손실을 줄이고 높은 변환 효율을 제공할 수 있다.

본 개시의 일 실시예에 따르면, 원활한 전류 시작 작동, 95 % 이상의 전체 부하 효율 및 더 나은 전압 조절 기능을 갖춘 고전력 밀도 DC-DC 컨버터를 제공할 수 있다.

도 1은 본 개시의 일 실시예에 따라, AC-DC 텔레콤 전원 공급 장치의 일반적인 구성을 도시한다.
도 2는 본 개시의 일 실시예에 따른 돌입 전류 제어 회로가 DC-DC 위상 변이 컨버터의 입력 측에 연결된 텔레콤 DC-DC 컨버터 단계의 회로도를 도시한다.
도 3은 본 개시의 일 실시예에 따라, 전원이 DC-DC 컨버터 회로에 처음 공급 될 때 컨버터 회로에 대한 초기 전력 공급시 컨버터 입력 전류 곡선을 도시한다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따라, OSFET의 드레인 및 게이트 단자 사이에 커패시턴스 Cadd를 삽입하여 Cgd를 제어하는 회로도를 도시한다.
도 5는 본 개시의 일 실시예에 따라, MOSFET이 켜지면 등가 정전 용량이 영역 1에서 충전되고 충전 시간은 MOSFET의 등가 입력 정전 용량에 의해 결정되는 그래프를 도시한다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따라, MOSFET 스위치의 등가 표현을 도시하는 회로도이다.
도 7은 본 개시의 일 실시예에 따라, MOSFET의 게이트 전하 전달 특성을 제어하는 방법을 사용하여 제안된 돌입 전류 제어 회로에 대한 전체 설계 절차에 대한 순서도를 도시한다.
도 8은 본 개시의 일 실시예에 따라, 1 차 전류와 출력 전압이이 제어 시스템에서 사용되는 피드백 신호 인 PSIM 소프트웨어에서 구현 된 DC-DC 컨버터의 제어 기술의 개략도를 보여준다.
도 9는 본 개시의 일 실시예에 따라 전체 부하 조건과 약 400V의 DC 입력 전압에서 DC-DC 컨버터의 DC 출력 전력 곡선의 정상 상태 시뮬레이션 결과를 보여준다.
도 10은 본 개시의 일 실시예에 따라 입력 전압이 400V이고 스위칭 주파수가 약 100kHz 인 정격 출력 전력 (2kW)의 10 % ~ 100 %의 부하 조건에서 설계된 전원 공급 장치 효율 곡선을 도시한다.
도 11은 본 개시의 일 실시예에 따라 제안된 돌입 전류 제어 회로를 사용하거나 사용하지 않은 벌크 입력 커패시턴스 충전 전압 곡선을 도시하는 도면이다.
도 12 및 도13은 본 개시의 일 실시예에 따라 돌입 전류 제어 회로를 사용하는 경우와 사용하지 않은 경우 100kHz의 스위칭 주파수에서 변환기 입력 전류의 평균 값의 파형을 도시하는 그래프이다.
도 14는 본 개시의 일 실시예에 따라 돌입 전류 제어 회로에서 MOSFET의 VGS 및 Idrain 특성을 도시하는 그래프이다.
도 15 및 도 16은 본 개시의 일 실시예에 따라, 위상 편이 PWM 제어 회로 및 공진 인덕터에서 스위치 (QA 및 QC)의 전류 및 전압 파형이 도시되는 그래프이다.
도 17은 본 개시의 일 실시예에 따라 PFC 및 DC-DC 컨버터 단으로 구성되고 제안된 돌입 전류 제어 회로를 사이에 연결하여 전체 전원 공급 장치의 실험 설정 모습을 도시한다.
도 18 및 도 19는 본 개시의 일 실시예에 따라 DC-DC 컨버터 단계 입력 전류를 도시한다.
도 20 및 도 21은 본 개시의 일 실시예에 따라 PFC 컨버터 단계 AC 입력 전류를 도시한다.
도 22는 본 개시의 일 실시예에 따라 돌입 전류 제어 회로를 사용하여 정상 상태 작동시 컨버터 출력 전압 및 전류 파형을 도시한다.
도 23은 본 개시의 일 실시예에 따라 피크 대 피크 리플 전압이 약 34.4mV (설계 값 200mV 미만)이고 평균 출력 전압 값이 약 54.094V임을 도시한다.
도 24는 본 개시의 일 실시예에 따라 출력 전압 대 출력 전력을 도시한다.
도 25 및 도 26은 본 개시의 일 실시예에 따라 제안된 돌입 전류 제어 회로가 PFC 컨버터 성능에 미치는 영향을 연구하기 위해 PFC 컨버터의 입력 측 전력 분석하는 그래프이다.
도 27은 본 개시의 일 실시예에 따라 시스템의 다른 부분에서 총 손실 분포를 도시하는 그래프이다.

도 1은 본 개시의 일 실시예에 따라, AC-DC 텔레콤 전원 공급 장치의 일반적인 구성을 도시한다. 여기서 2 단계 전원 공급 장치는 전력 팩터 보정(Power factor correction: PFC(역률 보정)) 단계로 구성되고 DC-DC 출력 컨버터 단계는 높은 전력 성능 및 좋은 에너지 품질을 얻기 위한 최상의 옵션이다.

입력 역률이 높은 전원 공급 장치를 설계하려면 입력 전압 파형을 따르도록 입력 AC 전류 파형을 수정하여 이들 사이의 위상 축을 줄인 다음 입력 전류의 고조파 성분을 줄여야 한다. 전원 공급 장치의 첫 번째 단계에는 일반적으로 전자기 간섭 (EMI) 필터, 브리지 정류 회로, 부스트 컨버터 및 출력 벌크 커패시터가 포함된다. 부스트 컨버터 작동을 제어함으로써 입력 역률은 단일성에 접근하거나 그에 근접할 수 있다. 단일 스위치, 2개 스위치 또는 풀 브리지 스위칭 토폴로지를 사용하여 PFC 부스트 컨버터를 구현할 수 있지만 이 단계의 일반적인 (320-400V) DC 출력 전압 스트레스를 견디기 위해서는 스위칭 토폴로지에 적합한 스위치를 사용해야 한다.

역률이 99 % 이상인 통신 전원 공급 장치의 아날로그 제어 PFC 단계의 다양한 기술과 토폴로지는 이전에 논의되었다. 본 개시에서는 전원 공급 장치의 두 번째 단계로 PFC 출력 전압을 통신 애플리케이션에 필요한 부하 전압 (일반적으로 45-63V)으로 조정하도록 설계할 수 있다. 이 단계에서는 고효율로 고전력 밀도 변환을 제공하기 위한 적절한 기술을 선택해야 한다. 위상 편이 ZVS 기술을 기반으로하는 DC-DC 컨버터는 스위칭 손실을 최소화하는 기능이 있기 때문에 가장 널리 사용되는 기술 중 하나이다. 넓은 부하 범위에 대해 더 나은 규제를 제공할 수 있다. 또한 ZVS 기술을 사용하여 낮은 전압 스트레스와 작은 스위칭 손실로 높은 전력 밀도 변환을할 수 있다.

고전력 밀도 DC-DC 컨버터의 양쪽에 있는 스위치는 1 차측의 고전압 스트레스와 2 차측의 고전류 스트레스를 견디도록 설계되어야 한다. 따라서 DC-DC 컨버터 회로를 설계 할 때 가장 중요한 문제 중 하나는 컨버터 작동 중에 스위치의 스트레스를 줄이기 위해 컨버터에 적합한 스위칭 회로도를 선택하는 것이다. 위상 편이 컨버터 애플리케이션을 기반으로 위상 편이 펄스 폭 변조 (PWM) 컨버터는 1 차측과 2 차측에서 서로 다른 스위칭 회로도 (풀 브리지, 하프 브리지, 듀얼 하프 브리지)를 사용하고 위상 편이가 분리 된 DC-DC 분석을 사용하여 구현할 수 있다. 이전에 주어진 다른 토폴로지를 변환할 수 있다. 듀얼 하프 브리지 DC-DC 컨버터를 위한 위상 편이 컨트롤러의 분석 및 설계가 제공될 수 있다. 응용 프로그램을 기반으로 DC-DC 컨버터, 절연 또는 비 절연 컨버터로 설계할 수 있다. 절연형 DC-DC 컨버터의 경우 변압기 설계 및 선택은 스위칭 및 전도 손실을 줄일 수 있는 광범위한 부하에 대해 ZVS를 사용할 수 있다. 종래 기술에서는 낮은 전도 손실을 위해 직렬 연결된 변압기를 사용하여 위상 편이 컨버터를 분석한 결과, 비절연 위상 편이 ZVS 컨버터의 설계 및 구현이 개시되어 있다.

DC-DC 컨버터 제어 회로는 아날로그 또는 디지털 제어 회로를 사용하여 구현할 수 있지만, 아날로그 제어 칩은 디지털 마이크로 컨트롤러 장치 (MCU)와 비교할 때 온도 드리프트, 고정 제어 매개 변수 및 느린 응답 속도와 같은 몇 가지 단점이 있다. 반면 MCU 및 필요한 아날로그 디지털 인터페이스 센서의 가격은 아날로그 제어 기술 요구 사항에 비해 비싸다. 종래 기술에서는 DC-DC 컨버터에 대한 최적화 분석 및 다양한 제어 기술의 설계, 최대 듀티 사이클과 최적 홀드 업 시간을 기반으로 한 1kW 효율적인 위상 변이 통신 DC-DC 컨버터의 설계, 스위칭 및 전도 손실을 줄이기 위한 제어 기술이 개시되어 있다.

입력 전압 유지 시간 및 입력 파형의 고조파 값을 조정하기 위해 도 1에 도시된 바와 같이 두 단계의 전원 공급 장치 사이에 도입 된 벌크 커패시터는 매우 높은 몇 주기 동안 높은 돌입 전류를 발생시킬 수 있다. "dv/dt”는 전원 공급 장치에 대한 초기 전원 공급시 발생한다. 이 높은 dv / dt는 짧은 기간의 스파이크와 높은 피크 전류를 유발한다. 이 값은 회로 부품 정격 전류보다 높을 수 있으며 이러한 부품을 심각하게 손상 시키거나 파괴할 수 있다. 따라서 이러한 전류를 제한하기 위해 적절한 돌입 전류 제어 회로를 설계해야 한다. 일반적으로 입력 커패시터와 직렬로 연결된 대형 인덕터 또는 저항을 사용하여 높은 돌입 전류를 제한하고 감소하지만 이러한 기술을 사용하면 컨버터의 컴팩트 한 디자인과 무게 및 전력 손실을 최적으로 활용할 수 없다.

직렬 저항의 전력 손실을 줄이기 위해 병렬 반도체 스위치 또는 릴레이를 저항을 통해 연결할 수 있다. 그러나 컨버터 작동 전류에 따라 릴레이도 지나치게 클 수 있다. 또한 반도체 스위치를 사용하여 스위치 동작을 제어하기 위한 적절한 제어 회로를 설계해야 한다. 돌입 전류를 제어하는데 사용되는 또 다른 기술은 DC-DC 컨버터 작동 시작시 소프트 스타터 시간을 처리하는 것이다. 소프트 스타터 기술은 커패시터를 천천히 충전하기 위해 컨버터 스위치의 듀티 사이클을 제어하여 돌입 전류를 제한하고, 따라서 돌입 전류를 제한하기 위해 높은 dv / dt를 줄인다. 이 기술은 일반적으로 Texas Instruments, Dallas, Texas, United States, 2016의 PWM 컨트롤러 IC (Integrated Circuit) UCC256403 및 UCC28950과 같은 아날로그 컨트롤러 칩 내부의 돌입 전류를 제한하기 위해 구현된다.

최근 NTC 서미스터는 통신 전원 공급 장치에서 생성되는 돌입 전류를 줄이는 데 사용되는 가장 유명한 장치이다. NTC 서미스터는 크기가 작고 온도 계수가 음수이며 입력 전원 공급 장치와 직렬로 연결되며 전류가 흐르면 온도가 상승하고 장치 저항이 감소한다. 이 장치의 단점은 장치 높은 저항을 되돌리기 위해 흐르는 전류를 멈춘 후 냉각 시간이 필요하다는 것이다.

DC-DC 컨버터의 입력 측에 연결된 단일 MOSFET 스위치를 사용하여 컨버터 돌입 전류를 제한하는 또 다른 적용 가능하고 간단한 기술을 수행할 수 있다. MOSFET 스위치는 대부분의 반송파로 인한 빠른 스위칭 시간, 빠른 상승 및 하강 시간으로 인한 낮은 스위칭 손실, 전압 강하를 줄이는데 도움이 되는 매우 작은 온 상태 DC 저항을 특징으로 하기 때문에 정상 상태 작동에서 스위치를 통해 일반적으로 이상적인 장치로 간주된다. 입력 커패시턴스 충전 시간의 슬루율(slew rate)을 제어하기 위해 MOSFET 스위치의 게이트 전하 전달 특성을 제어하여 필요한 한계까지 돌입 전류를 제어할 수 있다. 이 기술은 경제적인 가격, 콤팩트 한 디자인 및 간단한 구현으로 돌입 전류 제어를 제공할 수 있다. 이 기술은 MOSFET 작동을위한 정교한 제어 회로를 사용하지 않고도 경제적인 가격, 컴팩트한 디자인 및 간단한 구현으로 돌입 전류 제어를 제공한다.

본 개시의 일 실시예에 따르면, 1 차측에서 풀 브리지를 사용하고 2 차측에서 동기식 정류를 사용하여 위상 편이 ZVS 기술을 사용하는 2kW, 54V 통신 DC-DC 컨버터 단계의 회로 주요 구성 요소 및 제어 시스템에 대한 완전한 설계, 분석 및 수학적 계산이 제공될 수 있다.

MOSFET 스위치 사용을 기반으로 한 샘플 돌입 전류 제어 회로가 제안되고 DC-DC 컨버터의 입력 측에 삽입된다. 제안된 제어 회로 개략도와 회로 구성 요소의 설계 및 선택에 대해 간략하게 설명할 수 있다. 제안된 회로의 주요 장점은 MOSFET의 게이트 전하 전달 특성을 제어하는 것이 DC-DC 컨버터 제어 회로와의 기여 또는 연결없이 발생한다는 것이다. 이는 제안된 회로를 아날로그 및 디지털 제어 컨버터와 함께 사용할 수 있게 하고 유입 전류를 필요한 값으로 제어하기 위한 빠른 응답과 높은 신뢰성은 물론 다양한 입력-출력 작동 조건을 가진 모든 컨버터에 대한 간단한 구현이다. 설계된 주요 구성 요소 및 전원 공급 장치 회로 제어 시스템은 전원 공급 장치 출력 전압 성능이 통신 애플리케이션에 필요한 표준 사양 IEC61000-3-3을 따른다.

본 개시의 일 실시예에 따른 결과 섹션은 다음과 같이 구성된다. 첫째, PSIM 소프트웨어를 사용하여 전체 설계된 컨버터의 시뮬레이션을 수행하여 설계된 구성 요소의 신뢰성이 필요한 전원 공급 장치 성능을 향상시키는지 확인한다. 그런 다음 제안된 돌입 전류 완화 회로를 사용하여 설계된 컨버터의 실험 설정이 전원 사이에 삽입된다. 2 단계 전원 공급은 실험실에서 수행되며, 이는 제안된 돌입 제어 회로를 사용하여 설계된 DC-DC 컨버터가 입력 측에서 원활한 시동 작동을 달성할 수 있음을 보여 줄 수 있는데, 효율은 95.5 % 이상이며 컨버터의 출력 측에서 더 나은 전압 레귤레이션을 제공한다.

통신 전원 공급 장치의 DC-DC 단계 설계 절차

도 2는 본 개시의 일 실시예에 따른 돌입 전류 제어 회로가 DC-DC 위상 변이 컨버터의 입력 측에 연결된 텔레콤 DC-DC 컨버터 단계의 회로도를 도시한다. 변환 효율이 높은 고전력 밀도 전원 공급 장치를 설계 할 때 이 단계의 손실은 가장 낮은 값으로 유지되어야 한다. 고전력 밀도에서 가장 높은 효율의 변환 기술 중 하나는 컨버터 1 차측에서 ZVS 기술을 통해 매우 작은 스위칭 손실을 제공할 수있는 풀 브리지 위상 시프트 컨버터로 변환 효율을 증가시킨다.

다음 하위 섹션에서 설계 할 DC-DC 컨버터 단계의 가장 중요한 구성 요소는 입력 필터 커패시터 (C_in), 돌입 전류 제어 회로, 공진 인덕터 (L_r), 변압기 (T_R1) 권선비 (a) 및 자화 리액턴스(L_m), 그리고 부하 인덕턴스 및 커패시턴스 (L_load 및 C_load)이다. 다른 중요한 요소는 1 차측의 풀 브리지 정류기와 2 차측의 동기식 정류기에 적절한 스위치를 선택하는 것인데, 이는 변압기 1 차측의 고전압 스트레스와 2 차측 정격 전류를 견딜 수 있다.

1. 입력 커패시터 설계

DC-DC 컨버터의 입력 커패시터는 컨버터 회로에 적용되는 최소 입력 전압 (V_{in min})에 대한 홀드 업 시간 (t_hold)을 충족하도록 설계되었으며 다음과 같이 계산할 수 있다:

[수학식 1]

여기서 P_o는 정격 컨버터 전력을, V_in은 컨버터 입력 전압을, η는 DC-DC 컨버터의 설계 효율을 나타낸다.

2. 제안된 돌입 전류 제어 회로( Inrush Current Control Circuit)

MOSFET 스위치의 게이트 전하 특성 제어를 기반으로 제안된 돌입 전류 제어 회로는 모든 DC-DC 컨버터 토폴로지 (아날로그 또는 디지털)와 함께 사용하도록 설계 되었다. 제안된 회로는 PSIM 소프트웨어에서 테스트되었으며 이 회로를 사용하거나 사용하지 않는 전원 공급 장치 2 단계 (PFC 및 DC-DC 변환기) 실제 전류 특성을 보여주기 위해 실험실 레벨에서 구현되었다.

DC-DC 컨버터 단계의 입력에는 일반적으로 DC-DC 컨버터에 대한 입력 전압의 총 고조파 왜곡(THD)을 조정하는 필터가 포함되어 있다. 입력 필터는 일반적으로 커패시터 및 인덕터와 같은 수동 소자로 구성된다. 전원이 DC-DC 컨버터 회로에 처음 공급 될 때 컨버터 회로에 대한 초기 전력 공급시 컨버터 입력 전류 곡선을 보여주는 도 3에 나와있는 것처럼 필터 커패시터의 높은 dv / dt로 인해 높은 돌입 전류가 흐른다.

전원 공급 장치 작동의 시작 응답과 DC-DC 컨버터의 돌입 전류 현상을 간략하게 설명하는 수학적 분석은 종래기술에서 논의된 바 있다. DC-DC 컨버터 회로에 전압을 적용하는 순간 입력 커패시터 (C_in)를 통해 흐르는 전류는 다음과 같이 표현 될 수 있다:

[수학식 2]

이 전류는 매우 짧은 지속 시간으로 높은 진폭을 가지며 설계된 구성 요소의 정격을 초과하는 경우 회로 구성 요소를 손상시키거나 파괴할 수 있다. 따라서 이 전류는 시스템 안전 작동과 안정성을 보장하기 위해 효과적으로 관리되어야 한다. MOSFET 스위치는 충전 제어 장치이므로 도 4와 같이 MOSFET 장치가 전원 공급 장치의 두 단계 사이에 연결되면 초기에 입력 커패시터 (C_in)에 의해 발생하는 높은 dV_in / dt로 인한 돌입 전류가 발생한다. 전력 애플리케이션은 일정한 선형 기울기를 제어하는 기능을 사용하여 입력 커패시터의 초기 높은 dV_in / dt를 제어하여 제어할 수 있다. 커패시터를 통해 흐르는 전류가 수학식 (2)와 같이 전압의 전이에 따라 용량성 부하에 대한 돌입 전류를 정확하게 제어할 수 있도록 한다. 이 기술의 신뢰성은 도 5에 나와있는 MOSFET 게이트 전하 전달 곡선을 제어하는 능력에 따라 달라질 수 있다.

도 6은 MOSFET 스위치의 등가 표현을 보여 주며, 여기서 게이트 전하 곡선은 MOSFET 등가 입력 커패시턴스의 영향을 받는다.

Cgd 및 Cgs는 각각 게이트-드레인 및 게이트-소스 커패시턴스를 나타낸다. 이 두 커패시턴스 값은 MOSFET 장치의 입력 커패시턴스를 나타낸다. 일반적으로 MOSFET의 경우 Cgd는 Cgs보다 크다. 따라서 Cgd는 MOSFET의 입력 커패시턴스에 큰 영향을 미친다. 즉, Cgd 값이 제어되면 MOSFET 입력 커패시턴스가 돌입 전류 값을 제어할 수 있다. 도 4의 제안된 회로와 같이 MOSFET의 드레인 및 게이트 단자 사이에 적절한 설계 커패시턴스 Cadd를 삽입하여 Cgd를 제어할 수 있으며, 이는 게이트-소스 전압 VGS의 슬루율을 제어할 수 있다. 입력 커패시턴스 충전 (dVin / dt)의 슬루율을 제어하고 결과적으로 회로의 돌입 전류를 제어한다.

도 5에 도시된 바와 같이 MOSFET이 켜지면 등가 정전 용량이 영역 1에서 충전되고 충전 시간은 MOSFET의 등가 입력 정전 용량에 의해 결정된다. 전압 (V_GS)은 영역 2의 시작점까지 증가하여 임계 값 (V_th)에 도달한다. 이때 드레인 전류가 흐르기 시작하고 드레인 전류의 증가율은 아래와 같다:

[수학식 3]

여기서 g_f는 스위치 순방향 트랜스 컨덕턴스이며 스위치 데이터 시트에서 쉽게 알 수 있다.

영역 2의 끝에서 Cgs의 충전 및 방전이 동시에 발생하여 영역 3에 표시된 것처럼 VGS가 Miller plat 전압 (V_plt)에서 일정하게 유지된다. V_plt를 사용하면 드레인 전류는 VGS 전압 값에 따라 피크 상수 값에서 포화되며 V_plt는 다음과 같이 계산할 수 있다.

[수학식 4]

V_GS의 정전압은 입력 게이트 전류가 추가 커패시턴스 C_add를 통해 흐르게 하며 다음과 같이 계산할 수 있다.

[수학식 5]

[수학식 6]

여기서 R_G는 게이트 전류 Ig를 제어하기 위해 게이트와 직렬로 설계되고 연결된다. 도 4에 도시된 바와 같이, MOSFET의 드레인 단자가 DC-DC 컨버터의 복귀 경로와 연결되는 경우, V_GS 및 Ig의 값을 제어함으로써 전원 회로에 연결될 때 MOSFET의 최대 드레인 전류를 제어하고 전원 공급 회로에 대한 초기 전원 공급시 돌입 전류를 제어할 수 있다. R_G에 비해 작은 값의 저항인 R_GD는 C_add와 연결되어 원하지 않는 고주파 진동을 방지한다. 수학식 (5) 및 (6)을 사용하여 돌입 피크 전류 값은 대략 다음과 같이 주어질 수 있다.

[수학식 7]

이 전류의 값은 DC-DC 컨버터 단계의 1 차측에서 허용되는 최대 DC 전류 (돌입 피크)보다 작아야 한다.

도 7은 본 개시의 일 실시예에 따른, MOSFET의 게이트 전하 전달 특성을 제어하는 방법을 사용하여 제안된 돌입 전류 제어 회로에 대한 전체 설계 절차에 대한 순서도를 도시한다.

영역 4에서 V_GS는 여전히 더 높은 값으로 증가한다. 이 전압이 게이트 소스 항복 전압 (BV_GS)보다 높은 값에 도달하면 MOSFET이 손상 될 수 있다. 따라서 MOSFET은 더 높은인가 전압으로부터이 영역에서 보호되야 하고, 따라서 PFC 출력단 전압 (DC-DC 컨버터에 대한 입력 전압)은 저항 R1 및 R2를 사용하여 분할되며 MOSFET에 적용하는데는 작은 전압만 필요하다. 또한 STMicroelectronics 회사의 스위치와 같은 Zenerprotected MOSFET 제품군의 스위치 하나를 사용할 수 있다. 이 보호 스위치에서 스위치에 적용된 전압이 제너의 항복 전압 (BV_GS 미만)보다 크면 제너 다이오드가 고장 나고 전압이 안전 한계에서 포화된다. 시뮬레이션 및 실험 모델링에 사용된 능동 돌입 전류 제어 회로의 설계 결과는 표 1과 같다.

[표 1]

3. 변압기 (T _R1 ) 권선비 (a) 및 자화 리액턴스 (Lm) 계산

변압기 권선비 (a)는 다음과 같이 컨버터의 최소 입력 전압 정격 (V_{in min})에서 최대 작동 듀티 사이클 (D_max)을 기준으로 계산된다:

[수학식 8]

D_max는 약 70 %, Vin min은 약 320V로 설정하고 변압기 권선비는 다음과 같이 계산된다:

[수학식 9]

여기서 VD_Q는 스위치 전압 강하이며 계산시 0.5V로 가정하고, 일반적인 작동 듀티 사이클 (D) 인 a = 5를 다음과 같이 계산한다:

[수학식 10]

변압기 자화 인덕턴스 (L_m)는 최대 자화 인덕턴스를 기반으로 설계되어 ZVS를 구현하며 다음과 같이 표현할 수 있다:

[수학식 11]

여기서 C_HB는 1 차 H 브리지의 총 등가 커패시턴스를 나타내며 1 차 스위치 데이터 시트에서 알 수 있다. T_{s min}은 최소 스위칭 시간은 설계된 최소 스위칭 주파수에 따라 달라지며 T_dead는 미리 계산 된 듀티 비에 따라 계산할 수있는 PWM 데드 타임이다.

한 가지 더 중요한 문제는 출력 전류 리플을 최소화하고 컨버터가 필요한 제어 모드에서 작동하는지 확인하기 위해 전류 제어 모드 대신에 적절한 자화 인덕턴스가 있는 변압기를 선택하는 것이다.

4. 공진 인덕터 (Lr) 설계

공진 인덕터 탱크는 ZVS 조건을 달성하는 데 필요한 에너지 양을 기준으로 계산된다. 공진 인덕턴스 (L_r) 및 변압기 누설 인덕턴스 (L_lk)의 인덕터 값에 의해 흡수된 에너지는 1 차 스위치(C_ossavg)의 평균 기생 커패시턴스에 의해 공급되는 에너지와 권선 커패시턴스 (Cw)로부터 공급되는 에너지를 소모할 수 있어야 한다.

[수학식 12]

여기서 IP는 컨버터 1 차 전류 (A)를 나타낸다.

출력 인덕턴스 및 커패시턴스 (L _load and C _load )

출력 부하 커패시터 (C_load)는 다음과 같이 홀드 업 시간 (t_hu) 및 허용 부하 과도 전압 (V_tran)의 20 % (200mV)를 기준으로 선택된다:

[수학식 15]

여기서 홀드 업 시간 (t_hu)은 인덕터 전류가 전체 부하 전류의 90 %에 도달하는 데 필요한 시간으로 계산된다:

[수학식 16]

6. DC-DC 컨버터 컨트롤러 설계 및 구현

위상 편이 PWM 기술은 하나의 하프 브리지의 스위칭 펄스를 다른쪽에 대해 위상 편이하여 DC-DC 컨버터의 1 차측에 있는 풀 브리지를 제어하는데 사용된다. 이 부분에서는 높은 스위칭 주파수에서 ZVS 기술을 사용하여 고전력 밀도 효율적인 변환이 가능하다. 이 부분에서는 전압 모드 또는 전류 모드 제어 기술을 사용할 수 있다. 전류 모드 제어 DC-DC 스위칭은 널리 사용되며 전압 모드 제어보다 더 효율적인 전력 변환을 제공한다. 그러나 PWM의 듀티 사이클이 50 % 이상으로 상승하면 전류 모드 설계가 불안정해질 수 있다. 이러한 불안정성을 극복하기 위해 컨버터 1 차측 전류 기울기 보상 기술을 사용하여 광범위한 듀티 사이클에 걸쳐 신뢰성을 복원한다.

도 8은 1 차 전류와 출력 전압이이 제어 시스템에서 사용되는 피드백 신호 인 PSIM 소프트웨어에서 구현 된 DC-DC 컨버터의 제어 기술의 개략도를 보여준다. 첫째, 권선비 (100 : 1)의 변류기를 사용하여 1 차 전류를 감지 한 다음 저항으로 샘플링하여 1 차 전류 신호 (VIp)를 얻는다. 부하 전압 (V_load) 신호도 감지. 높은 듀티 사이클에서 전류 파형의 불안정성을 극복하기 위해 램프 신호가 200kHz 인 값 슬로프 보상 기술이 VIp 신호에 추가되어 1 차 전류 (Iprim)를 생성한다. 1 차 및 2 차 스위치 QA, QB, QC, QD, QA1 및 QB1에 대한 PWM 생성기의 듀티 사이클은 출력 DC 전압 신호를 적절한 기준 값과 비교하고 전압 PI 컨트롤러로 전달하여 1 차 전류 기준 값 (Iprim-ref)을 생성 한 다음 1 차 전류 (Iprim)를 기준 값 (Iprim-ref)과 비교하여 생성한다.

표 2는 입력/출력 사양과 DC-DC 컨버터의 설계 컨버터 주요 구성 요소의 결과를 보여준다.

[표 2]

시뮬레이션 결과 및 논의

전력 밀도가 약 2kW 인 위상 변이 DC-DC 컨버터는 이전 섹션에서 설계된 구성 요소를 사용하여 PSIM 소프트웨어에 구현되어 다양한 부하 조건에서 전원 공급 회로의 1 차 측에 초기 전원 공급시 시스템 성능을 보여주고 높은 돌입 전류를 제한하는 돌입 제어 회로의 신뢰성을 테스트한다.

도 9는 본 개시의 일 실시예에 따라 전체 부하 조건과 약 400V의 DC 입력 전압에서 DC-DC 컨버터의 DC 출력 전력 곡선의 정상 상태 시뮬레이션 결과를 보여준다.

도 10은 본 개시의 일 실시예에 따라 입력 전압이 400V이고 스위칭 주파수가 약 100kHz 인 정격 출력 전력 (2kW)의 10 % ~ 100 %의 부하 조건에서 설계된 전원 공급 장치 효율 곡선을 도시하고, 부하 효율은 약 95.1 %, 절반 부하 효율은 약 95.3 %, 최대 부하 효율은 약 95.6 %이다.

전술한 바와 같이, MOSFET 스위치의 게이트 전하 전달 특성은, 필요한 값으로 돌입 전류를 제한하기 위해 입력 커패시턴스 충전의 슬루율(slew rate)을 제어하는데 사용할 수 있다.

도 11은 본 개시의 일 실시예에 따라 제안된 돌입 전류 제어 회로를 사용하거나 사용하지 않은 벌크 입력 커패시턴스 충전 전압 곡선을 도시하는 도면이다. 여기서 그래프(1)은 공급 DC 입력 전압을 나타내며, 그래프(2)은 제안된 것을 사용하지 않은 입력 커패시턴스의 전압 곡선이고, 그래프(3)은 입력 커패시턴스의 전압 곡선이다.

도시된 그래프를 통해, MOSFET의 입력 커패시턴스를 제어하여 VGS 전압의 슬루율을 제어하면 입력 커패시턴스의 높은 dv / dt가 감소하여 초기 전원 애플리케이션에서 돌입 전류가 감소함을 알 수 있다.

돌입 전류 제어 회로를 사용하는 경우와 사용하지 않은 경우 100kHz의 스위칭 주파수에서 변환기 입력 전류의 평균 값의 파형은 각각 도 12 및 도 13에 도시된다. 두 경우 모두에서 요구되는 돌입 전류를 충족하는데 필요한 전환 시간을 기준으로 컨버터 회로에 대한 초기 전원인 가시 전압 슬루율을 제어 한 결과 제안된 제어 회로가 피크를 감소시켰음을 알 수 있다. 16.10 A에서 약 6.40 A까지의 돌입 전류는 DC-DC 컨버터의 1 차 측에 대한 입력 DC 전류의 허용 범위 (표 1 참조)에 있다. 또한, 전체 부하 조건에서 정상 상태에서 입력 전류의 피크 값이 두 경우 모두 약 8.20A임을 알 수 있다.

도 14는 돌입 전류 제어 회로에서 MOSFET의 VGS 및 Idrain 특성을 보여준다. VGS 전압이 사용된 MOSFET 스위치의 Vth (약 3.75V)에 도달하면 VGS가 V_plt에 도달하는 지점에서 드레인 전류가 증가하기 시작하고 회로 돌입 전류가 증가하려고 하지만 도 5에 도시된 게이트 전하 전달 특성을 기반으로 드레인 전류는 시뮬레이션 결과에 표시된대로 약 6.40A의 일정한 값에서 포화된다. 또한, 드레인 전류 전압이 30V (사용된 MOSFET의 BV_GS)에 도달하기 전에 제너 다이오드 회로가 중단되고 전압이 약 28.5에서 포화되었을 때 영역 4에서 발생한 MOSFET 스위치의 보호가 명확하게 관찰되었다.

도 15 및 도 16에서, 위상 편이 PWM 제어 회로 및 공진 인덕터는 스위치 (QA 및 QC)의 전류 및 전압 파형에 표시된 것처럼 DC-DC 컨버터 스위치의 1 차측 브리지의 두 다리에서 ZVS를 제공하도록 설계된다.

실험 설정

완벽하게 설계된 컨버터 회로와 제안된 돌입 전류 완화 회로는 실험실에서 사용 가능한 최대 DC 전자 부하 (1000W), 텍사스 인스트루먼트의 UCC28950 위상 편이 PWM 컨트롤러 IC (미국 텍사스 주 달라스, 2016)로 실험적으로 설정 및 테스트되었다. DC-DC 컨버터 스위치를 제어하는데 사용되며 UCC28950 IC는 1 차측 스위치에 대해 일정한 주파수 (100kHz)의 4-PWM 신호를 제공하고 1 차측 스위치에서 동기 정류를 위해 2-PWM을 제공하며 1 차측 스위치를 사용할 수 있다. 전류 안정성을 복원하기위한 전류 보상과 지정된 값에서 출력 전압을 조정하기 위한 전압 루프 제어할 수 있다.

제안된 돌입 전류 완화 회로는 400V DC의 출력 전압으로 PFC 컨버터 단에 의해 DC-DC 컨버터가 공급되는 텔레콤 2 단 AC-DC 전원 공급 장치의 실제 사례로 테스트되었다. 컨버터에 대한 입력 전류의 고전류 오버 샷을 완화하기 위해 제안된 돌입 전류 제어 회로의 신뢰성을 보여주기 위해 아날로그 UCC28950 IC의 소프트 스타터가 (SS / EN) 핀을 통해 비활성화되고 제안된 돌입 만 전류 제어 회로는 DC-DC 컨버터 회로의 입력 측에 연결된다.

도 17은 본 개시의 일 실시예에 따라 PFC 및 DC-DC 컨버터 단으로 구성되고 제안된 돌입 전류 제어 회로를 사이에 연결하여 전체 전원 공급 장치의 실험 설정 모습을 도시한다. 1000W KIKUSI PLZ1004WH, Japan, 2019 DC 전자 부하가 부하 측에 연결되었으며 평균 효율이 95 % 이상인 Infineon의 2.5kW PFC 컨버터 단계 및 돌입 전류 제어 회로가 두 단계와 입력 AC 전압 사이에 연결되었다. 출력 전압이 400 V DC가되도록 PFC 단계의 입력에 적용되었으며, 두 단계의 입력 전류는 높은 스케일 전류 프로브 FLUKE i1000s, USA를 사용하여 측정되었다.

도 18 및 도 19는 본 개시의 일 실시예에 따라 DC-DC 컨버터 단계 입력 전류를 도시한다. 이 전류로부터 돌입 전류 제어 회로를 사용하면 컨버터 시작시 돌입 전류가 20.32A에서 약 4.06A까지 감소한다는 것을 조사할 수 있다. 또한 두 그림 모두에서 각 파형의 전류 모양과 시작 시간의 차이를 관찰할 수 있다. 이는 입력 커패시턴스 전압의 슬루율 변화로 인해 발생하여 돌입 전류를 제한한다. 돌입 전류 제어 회로를 사용하는 안전 한계 (도 19)에서 전류가 4.06A에 도달 할 때까지 점진적으로 계속 증가하면서 도 14의 제어 회로 특성에서 이전에 설명한대로, 유입 전류가 더 높은 한계로 증가하는 것을 방지하기 위해 드레인 전류는 안전 한계에서 포화된다.

도 20과 도 21은 PFC 컨버터 단계 AC 입력 전류를 보여 주며, 제안된 돌입 전류 제어 회로를 전력의 두 단계 사이에 연결하여 조사할 수 있다. PFC 단계에 대한 입력 전류의 피크 오버 슈트는 33.55A에서 15.33A로 감소한다. 또한 입력 전압의 슬루율을 제어하기 때문에 시작 시간과 파형 모양 사이에 차이가 있다.

도 22는 돌입 전류 제어 회로를 사용하여 정상 상태 작동시 컨버터 출력 전압 및 전류 파형을 보여준다. 컨버터 DC 출력 전력은 약 1085.25W이고 출력 전압은 약 54.02V에서 일정하고 전류 값은 약 20.090A이다.

DC-DC 컨버터 출력 필터 커패시터는 이전 섹션 3에서 설명한대로 출력 전압 리플을 지정된 값으로 유지하도록 설계되었다. 출력 전압 파형의 리플 성분을 명확하게 관찰하기 위해 전압의 수직 축 스케일을 변경하고 스코프에 설정된 측정을 조정하여 리플 피크 대 피크 값 및 전압 파형의 평균 값을 측정했다. 도 23에서 피크 대 피크 리플 전압이 약 34.4mV (설계 값 200mV 미만)이고 평균 출력 전압 값이 약 54.094V임을 명확하게 보여준다.

텔레콤 애플리케이션을 위한 DC-DC 컨버터 단계를 설계하는 경우, 전압 조절이 잘되고 다양한 부하 조건을 달성하는 전압 컨트롤러를 구현해야 한다.

도 24는 본 개시의 일 실시예에 따라 출력 전압 대 출력 전력을 도시한다. 이는 제안된 돌입 전류 제어 회로를 사용하여 설계된 DC-DC 컨버터가 전압 강하가 1V (1.85 %) 미만인 다양한 부하 조건을 좋은 전압 조정으로 제공함을 보여준다. 전압 변경 제한에 대한 IEC61000-3-3 표준 제한 (3.3 %)보다 적은 부하 조건을 200W에서 1000W로 변경한다.

전원 공급 장치에 대한 초기 전원 공급시 돌입 전류를 제어하기 위해 전원 공급 장치의 두 단계 사이에 설계 및 연결된 돌입 전류 제어 회로는 정상 상태 작동에서 PFC 단계의 성능에 영향을주지 않아야 한다. 도 25 및 도 26에 도시된 바와 같이, 제안된 돌입 전류 제어 회로가 PFC 컨버터 성능에 미치는 영향을 연구하기 위해 PFC 컨버터의 입력 측 전력 분석은 다음과 같은 부하 및 입력 전압 조건을 갖는 돌입 전류 제어 회로를 사용하거나 사용하지 않고 수행된다. 이는 초기 전원 공급시 입력 공급 장치의 돌입 전류가 감소하면 공급 총 무효 전력이 103VA에서 약 90VA로 감소한다는 것을 명확하게 보여 주며, 또한 명확하게 관찰할 수 있다. 전원 공급 장치의 역률 값은 제안된 회로의 연결에 영향을 받지 않는다.

도 22에서 볼 수 있듯이 돌입 전류 제어 회로가있는 두 단계에 대한 총 입력 전력은 약 1171W이고 도 25에서 볼 수 있듯이 부하 전력은 약 1085.25W이므로 전원 공급 장치에는 약 85.75W의 전력 손실이 포함된다. PFC 단계에서 39.5W로 DC-DC 컨버터 및 돌입 전류 제어 회로에서 약 96.62 %의 효율과 46.25W의 효율로 약 95.73 %의 효율로 동일한 부하에서 시뮬레이션 결과 (95.40 %)에 매우 근접하다. 시스템의 다른 부분에서 총 손실 분포가 수행되고 그 결과가 도 27에 도시되어 있다.

전원 공급 장치의 손실 분포에서 DC-DC 컨버터 손실의 가장 높은 예산은 1 차측 브리지와 약 20W의 공진 인덕터에 의해 설명된다. 이 손실량은 1 차측 스위치 내부 저항 및 순방향 전압 강하와 공진 인덕터의 내부 DC 저항 때문이다. 전력 손실의 두 번째로 높은 예산은 약 10.5W의 2 차측 동기식 스위치에서 설명되었다. 약 6W의 전력 손실은 컨버터 변압기 1 차 및 2 차 DC 저항에서 소실되었다.

출력 필터 인덕터의 내부 DC 저항과 출력 전해 커패시터의 등가 직렬 저항 (ESR)으로 인해 약 3W의 전력 손실이 발생한다. 나머지 컨버터 전력 손실 예산은 제안된 돌입 전류 제어 회로와 벌크 입력의 ESR에 의해 고려되었다. 전해 콘덴서. 제안된 돌입 전류의 한 가지 단점은 전체 공급 전력 손실의 약 5W의 양이 있다는 것이다. 반면에 다음과 같이 요약할 수있는 많은 장점이 있다.

1. 저렴한 패시브 소자와 단일 MOSFET으로 컴팩트한 디자인과 간편한 구현이 가능하다

2. 필요한 값에서 돌입 전류를 제한하기 위한 회로의 제어 가능성 및 신뢰성을 가질 수 있다 .

3. 초기 전원 적용시 2 단계 전원 공급 장치의 입력 측에 대한 전류 스트레스를 줄인다.

4. 회로의 총 무효 전력 소비를 줄여 PFC 단계 성능을 향상시킨다.

5. IC 소프트 스타터 (IC 소프트 스타터 기능이 손상된 경우)에 비해 결함이 있는 경우의 두 단계 사이에서 쉽게 분리 및 재 연결이 가능하다.

6. 아날로그 및 디지털 제어 컨버터와 함께 사용할 수 있다.

결론

본 개시에서는 통신 전원 공급 장치의 고전력 밀도 효율적인 DC-DC 컨버터 단계의 완전한 설계에 대해 설명하였다. 높은 돌입 전류는 전원 공급 장치의 두 단계 사이에서 생성되며, 벌크 입력 커패시터는 단일 MOSFET 스위치와 일부 수동 소자를 사용하여 설계된, 제어되는 제안된 단순 돌입 전류 제어 회로를 사용하여 제어된다. 실제 2 단계 통신 전원 공급 장치 및 돌입 전류 제어 회로의 실험 설정과 시뮬레이션 분석이 수행된다. DC-DC 컨버터 단계에서 ZVS 기술을 사용한 위상 편이 PWM이 적용되는데, 50 % 부하 조건에서 약 95.73 %의 실험적으로 시스템 전체 효율을 제공한다. 통신 전원 공급 장치의 성능이 확립하기 위한 컨버터 설계 부품의 신뢰성이 제공된다. 높은 dv / dt를 줄이기 위해 입력 커패시턴스 전압의 슬루율을 제어하고 전원 공급 장치의 안전하고 원활한 시작 작동시키며 두 단계 전원 공급 장치의 입력 전류의 돌입 전류를 완화하는 제안된 돌입 전류 제어 회로의 기능도 달성되었다.

Claims (2)

1. 고전력 밀도 DC-DC 변환기의 돌입 전류 제어하는 방법으로서,
   입력 필터 커패시터(C_in)를 설계하는 단계;
   MOSFET 스위치를 선택하는 단계;
   Cgs, Cgd, 및 Cds를 산출하는 단계 - Cgd는 각각 게이트-드레인, Cgs는 게이트-소스 커패시턴스를 나타내며, 아래 수식(a)을 만족한다:
   수식(a)
   Ciss = Cgs + Cgd
   Coss = Cgd + Cds
   Crss = Cgd
   돌입 전류(dt)를 만족시키는 매패시터 전압 뱐환 시간을 산출하는 단계;
   소정의 피크 드레인 전류에 요구되는 게이트 소스 플래티우 전압(Vplt)을 산출하는 단계;
   수식(b)를 만족하는 Cadd를 설계하는 단계;
   수식(b)
   Cadd >> Cgs + Cgd
   수식(c)를 만족하는 게이트 전류(Ig)를 산출하는 단계;
   수식(c)
   Ig = Cadd * dV_PFC/dt
   Ig를 기초로 RG를 설계하는 단계;
   RG>> RFD를 만족하는 RFG를 선택하는 단계;
   I_inrush 를 산출하는 단계; 및
   I_inrush < I_inrush peak 가 아닌 경우, 선택된 스위치를 거절하고 다시 MOSFET 스위치를 선택하는 단계
   를 포함하는 고전력 밀도 DC-DC 변환기의 돌입 전류 제어하는 방법.
2. 고전력 밀도 DC-DC 변환기의 돌입 전류 제어하는 DC-DC 컨버터로서,
   입력 커패시터 - 상기 입력 커패시터는 수학식(1)을 만족함 -;
   돌입 전류 제어 회로;
   공진 인턱터(Lr) - 상기 공진 인턱터는 수학식(12)을 만족함 -;
   변압기 (TR1);
   자화 리액턴스 (Lm);
   부하 언덕턴스(Lload) - 상기 부하 인덕턴스는 수학식(13) 및 수학식(14)를만족함; 및
   커패시턴스(Cload) - 상기 커패시턴스는 수학식(15) 및 수학식(16)을 만족함-를 포함하는 DC-DC 컨버터.

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