CN211670785U - Llc谐振电路的控制装置及直流-直流转换器 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于LLC谐振电路的控制装置和包括该控制装置的直流‑直流转换器。该控制装置包括：监测单元，其被配置成监测LLC谐振电路的高侧开关与低侧开关之间的节点处的电压以生成监测信号；比较和逻辑单元，其被配置成从监测单元接收监测信号，并且基于监测信号、参考信号和LLC谐振电路的调制信号来生成用于控制高侧开关和低侧开关的状态的控制信号；以及驱动单元，其被配置成从比较和逻辑单元接收控制信号，并且基于控制信号来生成用于驱动高侧开关和低侧开关的驱动信号。

Description

LLC谐振电路的控制装置及直流-直流转换器

技术领域

本公开总体上涉及电力电子技术，具体地涉及一种LLC谐振电路的控制装置及直流-直流转换器。

背景技术

LLC谐振电路被广泛地用于直流-直流(DC-DC)转换器。在正常操作条件下，可以实现LLC谐振电路的初级侧的开关器件例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的零电压开关(ZVS)导通和低关断电流，从而可以减小开关损耗并且提高LLC谐振电路的效率。但是在一些特殊情况下，ZVS导通将消失，并且变成硬开关。在更糟糕的情况下，出现初级侧的MOSFET的体二极管的反向恢复现象，普通的高压MOSFET管体二极管非常脆弱，体二极管的反向恢复会导致MOSFET损坏。

实用新型内容

在下文中将给出关于本公开的简要概述，以便提供关于本公开的某些方面的基本理解。应当理解，这个概述并不是关于本公开的穷举性概述。它并不是意图确定本公开的关键或重要部分，也不是意图限定本公开的范围。其目的仅仅是以简化的形式给出某些概念，以此作为稍后论述的更详细描述的前序。

鉴于以上问题，本公开的目的是提供能够解决现有技术中的一个或多个缺点的用于LLC谐振电路的控制装置、控制方法和直流-直流转换器。

根据本公开的一方面，提供了一种用于LLC谐振电路的控制装置，所述LLC谐振电路包括高侧开关和低侧开关，所述控制装置包括：监测单元，所述监测单元被配置成监测所述高侧开关与所述低侧开关之间的节点处的电压以生成监测信号；比较和逻辑单元，所述比较和逻辑单元被配置成从所述监测单元接收所述监测信号，并且基于所述监测信号和所述LLC谐振电路的调制信号来生成用于控制所述高侧开关和所述低侧开关的状态的控制信号；以及驱动单元，所述驱动单元被配置成从所述比较和逻辑单元接收所述控制信号，并且基于所述控制信号来生成用于驱动所述高侧开关和所述低侧开关的驱动信号。

根据本公开的另一方面，提供了一种用于LLC谐振电路的控制方法，所述LLC谐振电路包括高侧开关和低侧开关，所述控制方法包括：通过监测单元，监测所述高侧开关与所述低侧开关之间的节点处的电压以生成监测信号；通过比较和逻辑单元，从所述监测单元接收所述监测信号，并且基于所述监测信号和所述LLC谐振电路的调制信号来生成用于控制所述高侧开关和所述低侧开关的状态的控制信号；以及通过驱动单元，从所述比较和逻辑单元接收所述控制信号，并且基于所述控制信号来生成用于驱动所述高侧开关和所述低侧开关的驱动信号。

根据本公开的又一方面，提供了一种直流-直流转换器，包括LLC谐振电路和根据本公开的上述方面的控制装置。

在下面的说明书部分中给出本公开实施方式的其它方面，其中，详细说明用于充分地公开本公开实施方式的优选实施方式，而不对其施加限定。

附图说明

本公开可以通过参考下文中结合附图所给出的详细描述而得到更好的理解，其中在所有附图中使用了相同或相似的附图标记来表示相同或者相似的部件。所述附图连同下面的详细说明一起包含在本说明书中并形成说明书的一部分，用来进一步举例说明本公开的优选实施方式和解释本公开的原理和优点。其中：

图1是示出半桥LLC谐振电路的拓扑结构的示意图；

图2是示出典型的ZVS导通、硬开关、体二极管反向恢复的一个示例的波形图；

图3是示出根据本公开的实施方式的用于LLC谐振电路的控制装置的框图；

图4是示出将根据本公开的实施方式的控制装置应用于半桥LLC谐振电路的示意图；

图5是示出高侧比较和逻辑单元的拓扑结构的示意图；

图6A是示出在稳态工作条件下图5中的高侧比较和逻辑单元中的各种信号的一个示例的波形图；

图6B是示出在初始条件下图5中的高侧比较和逻辑单元中的各种信号的一个示例的波形图；

图7是示出低侧比较和逻辑单元的拓扑结构的示意图；

图8A是示出在稳态工作条件下图7中的低侧比较和逻辑单元中的各种信号的一个示例的波形图；

图8B是示出在初始条件下图7中的低侧比较和逻辑单元中的各种信号的一个示例的波形图；

图9是示出将根据本公开的另一实施方式的控制装置应用于半桥LLC谐振电路的示意图；

图10是示出根据本公开的实施方式的用于LLC谐振电路的控制方法的流程图；

图11A是示出在上电时LLC谐振电容残压不相等的情况下使用现有技术的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的拓扑结构的示意图；

图11B是示出在上电时LLC谐振电容残压不相等的情况下使用现有技术的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路并且出现MOSFET管体二极管反向恢复的仿真结果的示意图；

图12A是示出在上电时LLC谐振电容残压不相等的情况下使用本公开的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的拓扑结构的示意图；

图12B是示出在上电时LLC谐振电容残压不相等的情况下使用本公开的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路并且避免了MOSFET管体二极管反向恢复的仿真结果的示意图；

图13A是示出在LLC谐振电容残压相等的情况下的软启动过程中，使用现有技术的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的拓扑结构的示意图；

图13B是示出在LLC谐振电容残压相等的情况下的软启动过程中，使用现有技术的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路并且出现MOSFET管体二极管反向恢复的仿真结果的示意图；

图13C示出了导通Vds电压；

图14A是示出在LLC谐振电容残压相等的情况下的软启动过程中，使用本公开的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的拓扑结构的示意图；和

图14B是示出在LLC谐振电容残压相等的情况下的软启动过程中，使用本公开的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路并且避免了MOSFET管体二极管反向恢复的仿真结果的示意图。

具体实施方式

在下文中将结合附图对本公开的示例性实施方式进行描述。为了清楚和简明起见，在说明书中并未描述实际实施方式的所有特征。然而，应该了解，在开发任何这种实际实施方式的过程中可以做出很多特定于实施方式的决定，以便实现开发人员的具体目标，并且这些决定可能会随着实施方式的不同而有所改变。

在此，还需要说明的一点是，为了避免因不必要的细节而模糊了本公开，在附图中仅仅示出了与根据本公开的方案密切相关的部件，而省略了与本公开关系不大的其他细节。

另外，在描述本公开内容的部件时，在本文中可以使用诸如第一、第二、A、B、(a)、(b)等的术语。这些术语仅用于使一个部件区别于其他部件，并且相应部件的属性、顺序、序列等不受相应术语的限制。在描述一个部件“连接至”或“耦接至”另一部件的情况下，应该解释为该一个部件可以直接“连接至”或“耦接至”另一部件，或者可以经由中间部件“连接至”或“耦接至”另一部件。

作为LLC谐振电路的一个具体示例，半桥LLC谐振电路由于其软开关特性和集成磁性元件的结构而具有开关损耗低、转换效率高、功率密度高、电磁干扰(EMI)噪声低的优点，因而被广泛使用于DC-DC转换器中。

应理解，虽然下文以半桥LLC谐振电路为例来进行说明，但是本实用新型不限于此，而是适用于所有软开关半桥或全桥拓扑。

图1是示出半桥LLC谐振电路的拓扑结构的示意图。

半桥LLC谐振电路的初级侧可以包括提供直流输入电压的直流电压源Vin、由高侧开关MOSFET_H和低侧开关MOSFET_L构成的半桥开关网络、谐振电感器Lr、谐振电容器Cr_H、Cr_L以及初级绕组Lm。

虽然本文示出了MOSFET作为半桥LLC谐振电路的初级侧的开关器件，但是本领域技术人员应当理解，这仅仅是示例。本实用新型不限于此，而是还可以采用本领域技术人员已知的任何其他合适的开关器件例如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等作为半桥LLC谐振电路的初级侧的开关器件。

半桥LLC谐振电路的次级侧可以包括次级绕组、开关器件、滤波电路和输出负载。

例如，如图1所示，次级绕组L1、L2和开关器件Q3、Q4构成整流电路。例如，可以使用励磁电感器Lm作为初级绕组，并且使用电感器L1、L2作为次级绕组，它们共同构成理想变压器。例如，开关器件Q3、Q4可以是MOSFET、IGBT等。

如图1所示，滤波电路可以由LC电路构成，其包括电容器C3、C4和电感器L3。输出负载由电阻器R表示。

通常，在半桥LLC谐振电路中，初级侧的MOSFET的驱动信号(通常为脉冲宽度(PWM)调制信号)是对称的可变频率信号，该信号的占空比接近并且小于50％。在正常工作条件下，可以实现MOSFET的ZVS导通，从而减小开关损耗并提高半桥LLC谐振电路的效率。然而，在软启动过程中，正常的驱动策略是工作频率高于谐振频率，并且占空比远小于50％，当输出电压升高至设定的电压时，降低工作频率并且将占空比调整至50％。在该过程中，ZVS导通会消失并且变成硬开关。在更糟糕的情况下，将引起MOSFET的体二极管的反向恢复并且导致MOSFET损坏。

下面以高侧开关MOSFET_H为例对现有技术中出现的体二极管反向恢复问题进行详细描述。

图2示出了典型的ZVS导通、硬开关、体二极管反向恢复的一个示例的波形图。

图2的(a)示出了典型的ZVS导通的一个示例的波形图。在图2的(a)中，Vds_H表示高侧开关MOSFET_H的漏极-源极电压，Vgs_H表示高侧开关MOSFET_H的栅极-源极电压。在ZVS导通的情况下，Vds_H的波形与Vgs_H在Vgs_H的上升沿处的波形没有交叠。

图2的(b)示出了硬开关的一个示例的波形图。在图2的(b)所示的示例中，高侧开关MOSFET_H的驱动信号的占空比为30％，在死区时间期间，Vds_H再次升高，但没有被钳位，并且此时高侧开关MOSFET_H的驱动信号由低变为高，因此ZVS导通变成硬开关导通。

图2的(c)示出了体二极管反向恢复的一个示例的波形图。在图2的(c)所示的示例中，高侧开关MOSFET_H的驱动信号的占空比为30％并且谐振电容器Cr_H、Cr_L的残余电压不同。在死区时间期间，Vds_H再次升高并且被嵌位至Vin，这意味着低侧开关MOSFET_L的体二极管导通。在t1时刻，Vgs_H升高，然后低侧开关MOSFET_L的体二极管发生反向恢复。

然而，对于正常的高电压MOSFET，其体二极管不能承受任何反向恢复。因此，需要能够抑制MOSFET的体二极管的反向恢复的驱动策略。

为了解决上述问题，本公开内容提出了一种用于LLC谐振电路的控制装置，所述LLC谐振电路包括高侧开关和低侧开关，所述控制装置包括：监测单元，所述监测单元被配置成监测所述高侧开关与所述低侧开关之间的节点处的电压以生成监测信号；比较和逻辑单元，所述比较和逻辑单元被配置成从所述监测单元接收所述监测信号，并且基于所述监测信号、参考信号和所述LLC谐振电路的调制信号来生成用于控制所述高侧开关和所述低侧开关的状态的控制信号；以及驱动单元，所述驱动单元被配置成从所述比较和逻辑单元接收所述控制信号，并且基于所述控制信号来生成用于驱动所述高侧开关和所述低侧开关的驱动信号。

图3是示出根据本公开的一个实施方式的用于LLC谐振电路的控制装置300的框图。图4是示出将根据本公开的实施方式的控制装置应用于半桥LLC谐振电路的示意图。

如图3所示，控制装置300可以包括监测单元310、比较和逻辑单元320和驱动单元330。

参照图4，根据本公开的实施方式，图3中的监测单元310可以包括串联连接的两个电阻器，并且两个电阻器可以连接在高侧开关MOSFET_H与低侧开关MOSFET_L之间的节点和地之间。监测单元310可以被配置成监测高侧开关MOSFET_H与低侧开关MOSFET_L之间的节点处的电压，即低侧开关MOSFET_L的漏极-源极电压Vds_L，并且基于Vds_L生成监测信号MS。监测信号MS可以例如是两个电阻器之间的节点处的电压。

高侧开关MOSFET_H与低侧开关MOSFET_L的状态可以根据监测到的Vds_L来确定。例如，如果Vds_L被嵌位至Vin，则意味着高侧开关MOSFET_H导通或其体二极管导通，此时应当禁用低侧开关MOSFET_L的栅极-源极电压Vgs_L。如果Vds_L为零，则意味着低侧开关MOSFET_L导通或其体二极管导通，此时应当禁用Vgs_H。

应理解，当使用IGBT作为半桥LLC谐振电路的初级侧的开关器件时，高侧开关MOSFET_H与低侧开关MOSFET_L之间的节点处的电压是IGBT的集电极-发射极电压。

图3中的比较和逻辑单元320可以被配置成从监测单元310接收监测信号MS，并且基于监测信号MS、参考信号ref(ref_H、ref_L)以及半桥LLC谐振电路的PWM信号(PWM_H、PWM_L)来生成用于控制高侧开关MOSFET_H和低侧开关MOSFET_L的状态的控制信号Vgs(Vgs_H、Vgs_L)。

应指出，参考信号ref(ref_H、ref_L)可以例如由稳压器件的DSP(数字信号处理器)来提供，并且参考信号的值可以由技术人员根据需要来设定。例如，在图11B、图12B、图13B和图14B所展示的仿真中，ref_H选取为0.5V，且ref_L选取为3V。

图3中的比较和逻辑单元320可以包括高侧比较和逻辑单元和低侧比较和逻辑单元。

图5是示出高侧比较和逻辑单元的拓扑结构的示意图。

如图5所示，高侧比较和逻辑单元可以包括推挽比较器PPC1、PPC2和与门逻辑块AND1。推挽比较器PPC1、PPC2可以被配置成接收监测信号MS和高侧参考信号ref_H，将监测信号MS和高侧参考信号ref_H进行比较，并且生成高侧使能信号EN_H。具体地，推挽比较器PPC1比较监测信号MS和高侧参考信号ref_H，并且当监测信号MS的电平低于高侧参考信号ref_H的电平时输出高电平信号。然后，推挽比较器PPC2比较由推挽比较器PPC1输出的高电平信号和高侧参考信号，并且当该高电平信号的电平高于高侧参考信号的电平时输出低电平信号作为用于关断高侧开关MOSFET_H的高侧使能信号EN_H。与门逻辑块AND1可以被配置成接收高侧使能信号EN_H和高侧脉冲宽度调制信号PWM_H，对高侧使能信号EN_H和高侧脉冲宽度调制信号PWM_H进行与逻辑运算，并且生成用于控制高侧开关MOSFET_H的状态的高侧控制信号Vgs_H。

在图5所示的高侧比较和逻辑单元中，使用了两个推挽比较器PPC1、PPC2来实现正逻辑功能，使用了与门逻辑块AND1来实现斩波电路。然而应理解，本实用新型不限于此。

图6A是示出在稳态工作条件下图5中的高侧比较和逻辑单元的监测信号MS、高侧使能信号EN_H、高侧脉冲宽度调制信号PWM_H、高侧控制信号Vgs_H和高侧参考信号ref_H的示例的波形图。

如图6A所示，当监测信号MS低于高侧参考信号ref_H时，这意味着低侧开关MOSFET_L将导通，此时高侧使能信号EN_H应当为低以禁用高侧控制信号Vgs_H。

图6B是示出在初始条件下图5中的高侧比较和逻辑单元的高侧脉冲宽度调制信号和高侧参考信号ref_H的示例的波形图。

如图6B所示，为了防止锁存第一个脉冲宽度调制脉冲，在第一个半周期期间将高侧参考信号ref_H设定为零，之后再将其升高至正常值。

图7是示出低侧比较和逻辑单元的拓扑结构的示意图。

如图7所示，低侧比较和逻辑单元可以包括推挽比较器PPC3和与门逻辑块AND2。推挽比较器PPC3可以被配置成接收监测信号MS和低侧参考信号ref_L，将监测信号MS和低侧参考信号ref_L进行比较，并且生成低侧使能信号EN_L。与门逻辑块AND2可以被配置成接收低侧使能信号EN_L和低侧脉冲宽度调制信号PWM_L，对低侧使能信号EN_L和低侧脉冲宽度调制信号PWM_L进行与逻辑运算，并且生成用于控制低侧开关MOSFET_L的状态的低侧控制信号Vgs_L。

在图7所示的低侧比较和逻辑单元中，使用了一个推挽比较器PPC3来实现负逻辑功能，使用了与门逻辑块AND2来实现斩波电路。但是应理解，本实用新型不限于此。

图8A是示出在稳态工作条件下图7中的低侧比较和逻辑单元的监测信号MS、低侧使能信号EN_L、低侧脉冲宽度调制信号PWM_L、低侧控制信号Vgs_L和低侧参考信号ref_L的示例的波形图。

如图8A所示，当监测信号MS高于低侧参考信号ref_L时，这意味着高侧开关MOSFET_H将导通，此时低侧使能信号EN_L应当为低以禁用低侧控制信号Vgs_L。

图8B是示出在初始条件下图7中的低侧比较和逻辑单元的低侧脉冲宽度调制信号和低侧参考信号ref_L的示例的波形图。

如图8B所示，在初始条件下，为了防止锁存第一个脉冲宽度调制脉冲，在第一个半周期期间将低侧参考信号ref_L设定为最大值，之后再将其降低至正常值。

返回参照图4，驱动单元330可以被配置成从比较和逻辑单元接收控制信号Vgs，并且基于控制信号Vgs来生成用于驱动高侧开关MOSFET_H和低侧开关MOSFET_L的高侧驱动信号和低侧驱动信号。

根据本公开的实施方式，驱动单元330可以例如包括放大器、半桥驱动集成电路、隔离驱动变压器或隔离驱动集成电路。

应理解，可以使用任何合适的现有电路来实现驱动单元330。

优选地，高侧参考信号ref_H和低侧参考信号ref_L可以是固定的或可变的信号。当高侧参考信号ref_H和低侧参考信号ref_L为可变的信号时，可以根据DC-DC转换器的输入电压、输入电流、输出电压、输出电流、工作频率、温度、外部信号、环路补偿信号等中的任一个或其任意组合来控制该可变的信号。

优选地，高侧脉冲宽度调制信号PWM_H和低侧脉冲宽度调制信号PWM_L是对称的信号，并且它们可以具有固定的或可变的占空比以及固定的或可变的频率。当高侧脉冲宽度调制信号PWM_H和低侧脉冲宽度调制信号PWM_L的占空比或频率是可变的占空比或可变的频率时，可以根据DC-DC转换器的输入电压、输入电流、输出电压、输出电流、操作频率、温度、外部信号、环路补偿信号等中的任一个或其任意组合来控制该可变的占空比或可变的频率。

应理解，虽然本公开并未给出高侧参考信号ref_H和低侧参考信号ref_L的具体值，但是高侧参考信号ref_H和低侧参考信号ref_L的值可以由本领域技术人员根据需要来设置。

图9是将根据本公开的另一实施方式的控制装置应用于半桥LLC谐振电路的示意图。

图9所示的高侧和低侧比较和逻辑单元与图5和图7所示的高侧和低侧比较和逻辑单元不同之处在于，在图5和图7所示的高侧和低侧比较和逻辑单元中，监测信号MS和脉冲宽度调制信号PWM连接至公共地；而在图9所示的高侧和低侧比较和逻辑单元中，监测信号MS和脉冲宽度调制信号PWM未连接至公共地。对于图9中的高侧比较和逻辑单元，它们的相对地是节点A；而对于图9中的低侧比较和逻辑单元，它们的相对地是电力接地。

此外，不同之处还在于，图5中的高侧比较和逻辑单元为正逻辑电路，图7中的低侧比较和逻辑单元为负逻辑电路；而图9中的高侧比较和逻辑单元和低侧比较和逻辑单元均为负逻辑电路。也就是说，在图9所示的电路中，对于任一侧(高侧或低侧)，如果监测信号MS(Vds)高于参考信号ref，则使能信号EN将为低并且控制信号Vgs将为低；如果监测信号MS(Vds)低于参考信号ref并且脉冲宽度调制信号PWM为高，则控制信号Vgs从低变为高。此外，为了防止锁存第一个脉冲宽度调制脉冲，在第一个半周期期间将参考信号ref设定为最大值，之后再将其降低至正常值。

应认识到，图4、图5、图7和图9所示的控制装置的电路拓扑仅为示例。控制装置300中的各个单元，例如监测单元310、比较和逻辑单元320和驱动单元330，不仅可以通过分立的部件电路来实现，而且可以通过集成电路IC(例如，微控制单元MCU、数字信号处理器DSP等)来实现。本领域技术人员可以基于本公开的教导设想其他的电路拓扑的变型来实现等同的功能。所有这些变型涵盖于本公开的范围内。

此外，应认识到，尽管本公开的实施方式使用硬件电路形式来实现控制装置300的功能，但是根据本公开的其他实施方式，也可以使用软件来实现控制装置300的功能。这同样涵盖于本公开的范围内。

根据本公开的实施方式的控制装置300可以抑制半桥LLC谐振电路中的MOSFET体二极管的反向恢复，从而保护MOSFET免受体二极管反向恢复的影响。此外，根据本公开的实施方式的控制装置300可以减小占空比以减小软启动时的浪涌电流。

图10是示出根据本公开的实施方式的用于半桥LLC谐振电路的控制方法100的流程图。

如图10所示，控制方法100开始于步骤S101。在步骤S101中，通过监测单元，监测高侧开关与低侧开关之间的节点处的电压以生成监测信号。接着，在步骤S102中，通过比较和逻辑单元，从监测单元接收监测信号，并且基于监测信号和半桥LLC谐振电路的调制信号来生成用于控制高侧开关和低侧开关的状态的控制信号。最后，在步骤S103中，通过驱动单元，从比较和逻辑单元接收控制信号，并且基于控制信号来生成用于驱动高侧开关和低侧开关的驱动信号。

例如，可以通过执行例如参照图3至图9描述的监测单元310、比较和逻辑单元320和驱动单元330的处理来实现步骤S101至步骤S103，在此省略其描述。

此外，可以将根据本公开的实施方式的控制器应用于谐振电路，从而构成直流-直流转换器，其中控制器对谐振电路进行控制，使得直流-直流转换器将直流输入电压转换成期望的直流输出电压。根据本公开的实施方式的直流-直流转换器具有开关损耗低、宽带宽、输出电压的线频率波纹减小、线电压瞬变的情况下响应速度快等优点。

为了更直观地说明本公开的技术方案相对于现有技术的优点，这里给出了在两种条件下分别使用现有技术的解决方案与本公开的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的仿真结果。

条件1：在谐振电容器上具有不同残余电压的情况下上电(持续时间：最开始的几 个脉冲)

图11A是示出使用现有技术的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的拓扑结构的示意图；图11B是示出在条件1下使用现有技术的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的仿真结果的示意图。

图11A的电路中的各部件参数如下：

Vin 400V

Cr 22n

Cr_L的残余电压是50V

Cr_H的残余电压是350V

Lr 33μH

Lm 231μH

Np 18T

Ns 5T

负载电阻6.48R

Vout的残余电压为零

工作频率为220kHz

PWM占空比为0.3

如图11B所示，在时刻t0，PWM_L从低变为高，Vds_L从50V变成0V，Vds_H上升到400V。

在时刻t1，PWM_L从高变为低。

在时刻t1至t3期间，即死区时间，Vds_L上升然后下降。从时刻t2起，MOSFET_L的体二极管导通，并且Vds_H仍为400V，但是该状况未被任何电路检测到。

在时刻t3，PWM_H从低变为高，并且MOSFET_H导通，然后Vds_L从0V变为400V，接着发生MOSFET_L体二极管反向恢复。

图12A是示出使用本公开的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的拓扑结构的示意图；图12B是示出在条件1下使用本公开的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的仿真结果的示意图。

图12A中的各部件参数与图11A相同。

如图12B所示，在时刻t0，PWM_L从低变为高，Vds_L从50V变成0V，Vds_H上升到400V。

在时刻t1，PWM_L从高变为低。

在时刻t1至t3期间，即死区时间，Vds_L上升然后下降。这意味着MOSFET_L的体二极管导通。

在时刻t2，PWM_H从低变为高，但是由于Vds_L小于ref_H，因此Vgs_H仍为低。

在时刻t3，Vds_L升高，这意味着MOSFET_L的体二极管关断，这是因为Vds_L高于ref_H，因此Vgs_H从低变为高。

由此可见，本公开的解决方案使得主MOSFET免于体二极管反向恢复问题。

条件2：软启动(持续时间：3毫秒以内)

图13A是示出使用现有技术的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的拓扑结构的示意图。图13B是示出在条件2下使用现有技术的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的仿真结果的示意图。图13C示出了导通Vds电压。

图13A的电路中的各部件参数如下：

Vin 400V

Cr 22n

Cr的残余电压是200V

Lr 33μH

Lm 231μH

Np 18T

Ns 5T

负载电阻6.48R

Vout的残余电压为零

工作频率为220kHz

PWM占空比为0.25。

如图13C所示，在导通Vds电压switch_on_Vds处，Vgs在对应的时刻t1上升。

对于MOSFET_L，如果在Vgs将上升时的Vds电压switch_on_Vds为零，则意味着ZVS导通；如果switch_on_Vds小于Vin，则意味着硬导通；如果switch_on_Vds等于Vin，则意味着发生MOSFET_H体二极管反向恢复。

如图13B的上半部分所示，对于MOSFET_L，其switch_on_Vds在0.5ms至0.8ms的持续时间内内为400V，这意味着在该持续时间内发生MOSFET_H体二极管反向恢复。

图13B的下半部分示出了在时刻0.6ms处的详细波形。

在599.9μs处，Vds从0上升至400V，这意味着MOSFET_H体二极管导通。

在600μs处，PWM_L从低变成高，然后MOSFET_L导通，接着Vds_L变为低并且强制MOSFET_H关断，然后发生MOSFET_H体二极管反向恢复。

图14A是示出使用本公开的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的拓扑结构的示意图。图14B是示出在条件2下使用本公开的解决方案来驱动半桥LLC谐振电路的仿真结果的示意图。

图14A中的各部件参数与图13A相同

如图14B的上半部分所示，对于MOSFET_L，其switch_on_Vds小于400V，这意味着没有发生MOSFET_H体二极管反向恢复。

图14B的下半部分示出了在时刻0.6ms处的详细波形。

在599.9μs处，Vds上升至400V，这意味着MOSFET_H体二极管导通。

在600μs处，PWM_L从低变成高，但是Vds_L高于ref_L(考虑到分压器比率)，因而Vgs_L仍为低。

在600.06μs处，Vds_L低于ref_L，这意味着MOSFET_H体二极管关断，因此Vgs_L从低变为高并且MOSFET_L导通。

由此可见，本公开的解决方案使得主MOSFET免于体二极管反向恢复问题。

尽管上面已经通过对本公开的具体实施方式的描述对本公开进行了披露，但是，应该理解，本领域的技术人员可在所附权利要求的精神和范围内设计对本公开的各种修改、改进或者等同物。这些修改、改进或者等同物也应当被认为包括在本公开的保护范围内。

Claims (9)

1.一种用于LLC谐振电路的控制装置，所述LLC谐振电路包括高侧开关和低侧开关，其特征在于，所述控制装置包括：

监测单元，所述监测单元被配置成监测所述高侧开关与所述低侧开关之间的节点处的电压以生成监测信号；

比较和逻辑单元，所述比较和逻辑单元被配置成从所述监测单元接收所述监测信号，并且基于所述监测信号、参考信号和所述LLC谐振电路的调制信号来生成用于控制所述高侧开关和所述低侧开关的状态的控制信号；以及

驱动单元，所述驱动单元被配置成从所述比较和逻辑单元接收所述控制信号，并且基于所述控制信号来生成用于驱动所述高侧开关和所述低侧开关的驱动信号。

2.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述比较和逻辑单元包括高侧比较和逻辑单元以及低侧比较和逻辑单元，所述高侧比较和逻辑单元以及所述低侧比较和逻辑单元分别包括：

推挽比较器，所述推挽比较器被配置成将所述监测信号与所述参考信号进行比较以生成使能信号；以及

与门逻辑块，所述与门逻辑块被配置成对所述使能信号和所述调制信号进行逻辑运算以生成所述控制信号。

3.根据权利要求2所述的控制装置，其特征在于，所述高侧比较和逻辑单元被配置成：

当所述监测信号的电平低于高侧参考信号的电平时，生成具有低电平的高侧使能信号以关断所述高侧开关，和

对所述高侧使能信号和高侧调制信号进行与逻辑运算以生成用于控制所述高侧开关的状态的高侧控制信号；

以及其中，所述低侧比较和逻辑单元被配置成：

当所述监测信号的电平高于低侧参考信号的电平时，生成具有低电平的低侧使能信号以关断所述低侧开关；和

对所述低侧使能信号和低侧调制信号进行与逻辑运算以生成用于控制所述低侧开关的状态的低侧控制信号。

4.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于，所述高侧比较和逻辑单元包括第一级推挽比较器和第二级推挽比较器，并且其中，生成具有低电平的高侧使能信号以关断所述高侧开关还包括：

所述第一级推挽比较器比较所述监测信号和所述高侧参考信号并且当所述监测信号的电平低于所述高侧参考信号的电平时输出高电平信号，以及

所述第二级推挽比较器比较所述高电平信号和所述高侧参考信号并且当所述高电平信号的电平高于所述高侧参考信号的电平时输出低电平信号作为用于关断所述高侧开关的高侧使能信号。

5.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述监测单元包括串联连接的两个电阻器，以及其中，所述两个电阻器连接在所述高侧开关与所述低侧开关之间的节点和地之间。

6.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述参考信号是固定的或可变的信号。

7.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述高侧开关和所述低侧开关是金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，以及其中，所述高侧开关与所述低侧开关之间的节点处的电压是所述MOSFET的漏极-源极电压。

8.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述高侧开关和所述低侧开关是绝缘栅双极型晶体管IGBT，以及其中，所述高侧开关与所述低侧开关之间的节点处的电压是所述IGBT的集电极-发射极电压。

9.一种直流-直流转换器，其特征在于，包括LLC谐振电路和根据前述权利要求1至8中任一项所述的控制装置。

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