KR20040043934A - 고효율의 스위칭모드 전원공급기 - Google Patents

고효율의 스위칭모드 전원공급기 Download PDF

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KR20040043934A
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Abstract

본 발명은 고효율을 구현할 수 있는 스위칭모드 전원공급기에 관한 것으로, 고전압 증폭용으로 사용되는 제1전원 및 스위칭 동작용으로 사용되는 제2전원을 출력하는 전원출력부; 제2전원신호를 소정 주파수를 갖는 구형파로 쵸핑하여 스위칭신호로 출력하는 스위칭부; 상기 스위칭신호에 따라 제1전원신호를 단속하여 발생된 구형파신호를 공진회로에 의하여 정현파신호로 변환하는 인버터부; 및 상기 인버터부에서 출력된 정현파신호를 정류하여 직류전원으로 출력하는 출력정류부를 포함하여, 스위칭 주파수가 높아지더라도 스위칭 손실이 발생되는 것을 방지할 수 있으며, 또한 트랜지스터들의 내부 저항(RDS(on))에 의한 열 손실도 줄일 수 있다.

Description

고효율의 스위칭모드 전원공급기{Switching mode power supply with high efficiency}
본 발명은 스위칭모드 전원 공급기에 관한 것으로, 특히 방열판(heat sink)와 송풍기(fan)가 필요없을 정도로 고효율을 구현할 수 있는 스위칭모드 전원공급기에 관한 것이다.
스위칭모드 전원 공급기(Switching Mode Power Supply; SMPS)는 컴퓨터 등의전기전자제품에 널리 사용되고 있지만, 그 전원공급기의 내부에서 상당한 정도의 열이 발생되어 방열판과 송풍기가 설치되어 있다. 그럼으로써, 전원공급기의 부피가 커지고 사용시 소음이 발생되는 문제점이 있었다.
본 발명이 이루고자하는 기술적 과제는 저항 열손실을 최소화함과 동시에 높은 동작 주파수에 따른 스위칭 손실도 감소시켜 높은 효율을 갖는 스위칭모드 전원공급기를 제공하는 것이다.
도 1은 스위칭모드 전원장치(SMPS)의 개략적인 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2a, b는 도 1에 도시된 입력정류기(11)의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 SMPS의 구성도이다.
도 4는 도 3의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 SMPS의 구성도이다.
도 6은 PWM제어회로의 구성도의 일 예이다.
도 7a와 도 7b는 도 5에 도시된 회로 M1과 M2의 상세 회로도이다.
도 8은 도 5에 도시된 출력모듈(M11)의 구체적인 구성을 나타낸다.
상기의 과제를 이루고자 하는 본 발명에 따른 스위칭모드 전원공급기는, 고전압 증폭용으로 사용되는 제1전원 및 스위칭 동작용으로 사용되는 제2전원을 출력하는 전원출력부; 제2전원신호를 소정 주파수를 갖는 구형파로 쵸핑하여 스위칭신호로 출력하는 스위칭부; 상기 스위칭신호에 따라 제1전원신호를 단속하여 발생된 구형파신호를 공진회로에 의하여 정현파신호로 변환하는 인버터부; 및 상기 인버터부에서 출력된 정현파신호를 정류하여 직류전원으로 출력하는 출력정류부를 포함한다.
상기 인버터부는 상기 스위칭신호에 따라 교대로 온오프되는 업측 출력부 및 다운측 출력부를 구비하며, 상기 스위칭부는 상기 스위칭신호에 따라 온오프되는 제1스위칭소자, 및 상기 제1스위칭소자가 온되어 있는 동안 에너지를 저장하고 있다가 오프되었을 때 이를 2차측으로 전달하는 제1트랜스포머를 구비하여, 상기 업측 출력부를 온오프하는 업측 스위칭제어부; 및 상기 제1트랜스포머의 2차권선에연결되어 상기 제1스위칭소자가 오프되어 있는 동안 온되고 제1스위칭소자가 온되어 있는 동안 오프되는 제2스위칭소자, 및 상기 제2스위칭소자가 온되어 있는 동안 에너지를 저장하고 있다가 오프되었을 때 이를 2차측으로 전달하는 제2트랜스포머를 구비하여, 상기 다운측 출력부를 온오프하는 업측 제어부를 포함하는 것이 바람직하다.
상기 인버터부는 상기 스위칭신호에 따라 교대로 온오프되는 업측 출력부 및 다운측 출력부를 구비하며, 상기 업측 출력부 및 다운 출력부는 각각 적어도 둘의 트랜지스터들이 병렬로 연결되는 것이 바람직하다. 또한, 상기 인버터부는 상기 스위칭신호에 따라 교대로 온오프되는 업측 출력부 및 다운측 출력부를 구비하며, 상기 업측 출력부 및 다운측 출력부에 의하여 형성되는 출력단자와 상기 제1전원과의 사이에 인터터와 커패시터가 직렬공진회로를 형성하는 것이 바람직하다.
이하에서는, 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대해 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 스위칭모드 전원장치(Switching Mode Power Supply)의 개략적인 구성을 나타내는 블록도이다. 교류전원이 입력정류기(11)로 입력되면 두 직류전원(V1, V2)을 발생하여 스위칭회로(12) 및 인버터(14)로 출력된다. 여기서, 직류전원 V1은 고전압의 직류전원으로서 인버터(14)의 출력전압 레벨을 결정하며, 다른 직류전원 V2는 스위칭회로(12)의 전원으로 공급된다. 다시 말하면, 직류전원 V1은 고전압의 직류전원으로서 출력신호의 전압레벨을 결정하는 증폭용 전원("고전압전원")이며,다른 직류전원 V2는 드라이브 트랜스포머(T1)의 1차측 및 PWM 제어회로(31)의 전원으로 공급되며 스위칭동작에 의하여 구형파신호를 발생하기 위한 전원("스위칭전원")이다.
스위칭회로(12)는 소정의 주파수로 동작하여 입력 직류전압(V2)을 고주파수의 구평파로 쵸핑(chopping)한다. 이 구형파신호는 인버터(14)로 입력되어 고전압전원(V1)으로 증폭된다. 즉, 인버터(14)는 입력 직류전압(V1)의 전위레벨을 갖는 구형파를 발생한다.
전류궤환부(18)는 인버터(14)의 출력전류를 검출하여 스위칭회로(12)로 궤환시킨다. 또한, 스위칭회로(12)로는 출력정류부(17)의 최종 출력 전압(Vout)이 궤환된다. 스위칭회로(12)는 이들 궤환신호를 기준신호와 비교하여 스위칭신호의 펄스위상을 조정하여 전류 및 전압의 레벨(크기)를 조정(PWM 제어)한다. 그럼으로써, 전원공급기의 최종 출력의 전압을 일정하게 유지시킨다. 인버터(14)에서 출력된 고전위의 구형파신호는 출력정류부(17)에서 정류되어 직류전원을 제공한다.
도 2는 도 1에 도시된 입력정류기(11)의 구성을 나타내는 회로도이다. 도 2의 입력정류기는 교류입력부(21), 고전압발생부(23) 및 저전압발생부(25)를 구비한다. 교류입력단에는 배리스터(Z1), 커패시터(C11, C12, C13), 인덕터(L1, L2) 등이 연결되어, 과도한 입력전압을 안전한 레벨로 클램핑하고, 입력전원으로부터의 과도한 유입 전류를 차단하고 잡음을 제거하는데 사용된다. 브릿지 다이오드(BR1, BR2)는교류전원의 위상에 따라 전류의 흐름을 결정하여 교류를 직류로 변환시키는 기능을 한다. 스위치(S1)은 교류입력전압(110V 또는 220V)에 따른 선택스위치이다.
고전압발생부(23)는 온도가 오르면 저항이 감소하는 소자인 서미스터(thermistor; TH)를 포함하며, 이는 전류량에 관계없이 서미스터의 저항을 일정하게 유지하여 필터용 커패시터(C1, C2)의 순간적인 과도전류로 인한 회로의 파손을 방지하는 역할을 한다. 입력 교류전원의 사이클에 따라 다이오드(BR1)의 전류 흐름이 정해지고 커패시터(C1, C2)의 충전에 의하여 고전위 레벨의 직류전압 V1가 발생된다. 저전압발생부(25)는 다이오드의 순방향과 커패시터의 전하 충전 작용에 의하여 저전압 레벨의 직류전압 V2를 발생한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 SMPS의 구성도이다. 입력정류부(도시되지 않음)는 고전압전원 V1과 스위칭전원 V2를 발생하여, V2는 스위칭부로 인가되고 V1은 인버터부(33)의 출력부로 인가된다. 본 발명에 따른 스위칭모드 전원공급기는 PWM 제어회로(31)를 포함하여 V2 전원신호를 소정 주파수를 갖는 구형파로 쵸핑하여 스위칭신호로 출력하는 스위칭부, 스위칭신호에 따라 V1 전원신호를 단속하여 발생된 구형파신호를 공진회로에 의하여 정현파신호로 변환하는 인버터부(33) 및 인버터부(33)에서 출력된 정현파신호를 정류하여 직류전원으로 출력하는 출력정류부(35)를 포함한다. 인버터부(33)는 스위칭신호에 따라 교대로 온오프되는 업측 출력부 및 다운측 출력부를 구비하며, 업측 출력부 및 다운측 출력부에 의하여 형성되는 출력단자와 제1전원과의 사이에 인터터와 커패시터가 직렬공진회로를 형성한다.
인버터부(33)는 스위칭신호에 따라 교대로 온오프되는 업측 출력부(QU) 및 다운측 출력부(QD)를 구비하며, 적어도 하나 또는 둘의 트랜지스터가 포함되어 있다. 업측 출력부(QU)를 온오프하는 업측 스위칭제어부는 스위칭신호에 따라 온오프되는 제1스위칭소자(QS1), 및 제1스위칭소자(QS1)가 온되어 있는 동안 에너지를 저장하고 있다가 오프되었을 때 이를 2차측으로 전달하는 제1트랜스포머(T1)를 구비한다.
다운측 출력부를 온오프하는 업측 제어부는 제1트랜스포머(T1)의 2차권선에 연결되어 제1스위칭소자(QS1)가 오프되어 있는 동안 온되고 제1스위칭소자(QS1)가 온되어 있는 동안 오프되는 제2스위칭소자(QS2), 및 제2스위칭소자(QS2)가 온되어 있는 동안 에너지를 저장하고 있다가 오프되었을 때 이를 2차측으로 전달하는 제2트랜스포머(T2)를 구비한다.
PWM 제어회로(31)는 출력 직류전압신호(+FB)을 궤환받아 이를 기준신호와 비교한 오차신호에 따라 PWM 제어하여 스위칭신호(SWout)를 발생한다. 또한, PWM 제어회로(31)로는 출력측 로드(부하)의 변화에 따른 전류의 변동을 센싱하여 그로부터 구한 감지신호(SENSE)가 궤환되며, PWM 제어회로(31)는 이와 같은 감지신호를 고려하여 제1 스위칭소자(Qs1)의 온/오프 동작을 위한 구형파 펄스를 발생시킨다. 이에 대한 자세한 구성은 도 6을 통하여 설명할 것이다.
제1 스위칭 트랜지스터(Qs1)은 PWM 제어회로(31)에서 출력되는 스위칭신호(SWout)의 로직 레벨에 따라 온/오프되어 전력트랜스포머(T1)의 1차권선(Np)에 흐르는 전류를 단속한다. 트랜스포머(T1)는 입력직류전원(V2)과 트랜지스터(Qs1) 사이에 1차권선(Np)이 연결되어 트랜지스터(Qs1)의 온오프에 의하여 1차권선에 교류전원이 공급된다.
본 회로도에서 트랜스포머(T1)의 1차권선은 기본권선(Np1)과 보조권선(NT1)을 포함한다. 기본권선(Np1)과 보조권선(NT1)은 스위칭 트랜지스터(Qs1)가 온인 동안 극성이 정반대의 방향으로 (구형파의 1/2인 삼각파 형태로) 각각 에너지를 저장하고 있다가 트랜지스터(Qs1)가 오프일 때 이 저장된 에너지를 출력측으로 리턴함으로써 구형파의 하이레벨신호의 에너지를 출력측으로 전달한다. 그러면, 트랜스포머(T1)의 2차측에 연결된 업측 트랜지스터(QU)와 제2 스위칭 트랜지스터(QS2)가 턴-온되어, 트랜스포머(T2)의 기본권선(Np2)과 보조권선(NT2)에 각각 삼각파 형태로 에너지가 저장된다. 현재까지는, 트랜스포머(T2)의 2차측에 연결된 다운측 트랜지스터(QD)는 턴-오프 상태에 있다. 제1 스위칭 트랜지스터(QS1)가 다시 턴-온이 되면 제2 스위칭 트랜지스터(QS2)는 턴-오프되고, 트랜스포머(T2)에 저장된 에너지가 다운측 트랜지스터(QD)로 전송된다.
여기서, 업측 트랜지스터(QU)를 턴온시키기 위하여 그 게이트단자로 입력되는 하이레벨의 신호는 트랜스포머(T1)의 기본권선(Np1)과 보조권선(NT1)에 각각 저장되어 있던 두 개의 삼각파형의 신호가 합해져서 발생된 구형파신호이다. 마찬가지로, 다운측 트랜지스터(QU)의 턴온에 사용되는 게이트 입력신호는 트랜스포머(T2)의 기본권선(Np2)과 보조권선(NT2)에 저장되어 있던 삼각파형의 신호에 의하여 발생된다. 이와 같이 하여, 인버터의 업측 및 다운측 트랜지스터로는 토템폴(totem pole) 신호가 인가되는 것이다.
트랜스포머들(T1, T2)의 기본권선(Np)과 보조권선(NT)은 그 극성이 반대로 권선되어 있으며, 보조권선(NT)에 사용되는 코일의 굵기 및 권선수는 기본권선(Np)의 그것과 실질적으로 동일하게 구성한다.
제1 스위칭 트랜지스터(Qs1)에 의하여 발생된 구형파 신호는 트랜스포머(T1)을 통하여 2차권선측으로 전달되어 업측 트랜지스터(QU)의 게이트 단자로 입력된다. 그리고, 트랜스포머(T1)의 2차권선에는 제2 스위칭 트랜지스터(Qs2)의 게이트 단자가 연결되며, 트랜스포머(T1)에 대응하는 트랜스포머(T2)가 제2 스위칭 트랜지스터(Qs2)와 연결된다. 트랜스포머(T2)의 2차권선에는 다운측 트랜지스터(QD)의 게이트단자가 연결되어 제2 스위칭 트랜지스터(Qs2)의 온/오프 동작에 대응하여 다운측 트랜지스터(QD)가 온/오프된다.
트랜스포머(T1)의 2차권선에는 업측 트랜지스터(QU)가 연결되며, 업측 트랜지스터(QU)의 드레인단자는 고전압전원(V1)의 (+)단자가 연결된다. 다운측 트랜지스터(QD)의 소스단자는 고전압전원(V1)의 (-)단자(-V1)단자가 연결되며, 업측 트랜지스터(QU)의 소스단자와 다운측 트랜지스터(QD)의 드레인단자가 공통 접속되어 출력단자(S)를 형성한다.
출력 트랜스포머(T3)의 1차권선측에는 공진회로를 형성하는 인덕터(LR)와 커패시터(CR)가 연결된다. 인덕터는 출력단자(S)와 트랜스포머의 1차권선 사이에 연결되고, 커패시터는 트랜스포머의 1차권선과 -V1 단자 사이에 연결된다. 그리고, 다이오드(D1, D2)가 +V1과 -V1 단자 사이에 연결되어 공진 사인파 신호의 전압을 일정한 범위 내로 제한(clamping)시키는 역할을 한다. 출력 트랜스포머(T3)의 2차권선측에는 출력 트랜지스터(QO1, QO2)를 포함하는 정류기(35)가 연결되며, 트랜스포머(T3)를 통하여 전달되는 교류신호를 정류하여 직류전압신호(Vout)를 출력한다.
도 4는 도 3에 도시된 회로의 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다. (a)는 제1 스위칭 트랜지스터(Qs1)의 게이트로 입력되는 스위칭신호의 파형을 나타내며, 게이트 입력신호가 하이이면 제1 스위칭 트랜지스터(Qs1)는 온 된다. (b)와 (c)는트랜스포머(T1)의 1차측에 권선된 NP1과 NT1에 각각 축적되는 에너지를 나타내는 파형도이다. (d)는 업측 트랜지스터(QU)의 게이트로 입력되는 신호의 파형을 나타내며, 게이트 입력신호가 하이이면 업측 트랜지스터(QU)는 온 된다.
(e)는 제2 스위칭 트랜지스터(Qs2)의 게이트로 입력되는 스위칭신호의 파형을 나타내며, 게이트 입력신호가 하이이면 제2 스위칭 트랜지스터(Qs2)는 온 된다. (f)와 (g)는 트랜스포머(T2)의 1차측에 권선된 NP2과 NT2에 각각 축적되는 에너지를 나타내는 파형도이다. (h)는 다운측 트랜지스터(QD)의 게이트로 입력되는 신호의 파형을 나타내며, 게이트 입력신호가 하이이면 다운측 트랜지스터(QD)는 온 된다.
(i)는 업측 트랜지스터(QU)와 다운측 트랜지스터(QD)의 온오프 동작에 의하여 출력단자(S)에 나타내는 전압파형을 도시한 것이다. (j)는 업측 트랜지스터(QU)를 통하여 흐르는 전류(IQU)를, (k)는 다운측 트랜지스터(QD)를 통하여 흐르는 전류(IQD)를 나타내며, (l)은 업측 트랜지스터(QU)의 전류(IQU)와 다운측 트랜지스터(QD)의 전류(IQD)에 의하여 출력단자(S)를 흐르는 전류를 나타낸다.
도 4 (a~i)를 참조하여 스위칭 트랜지스터들(Qs1, Qs2)의 동작과 출력단자(S)의 파형과의 관계를 설명한다.
제1 스위칭 트랜지스터(Qs1)의 게이트로 인가되는 구형파신호가 하이레벨이면트랜지스터(Qs1)이 온되면서 트랜스포머(T1)의 NP1과 NT1에 전류가 흐르고 전력이 저장된다. 이 때 업측 트랜지스터(QU)와 제2 스위칭 트랜지스터(Qs2)의 게이터의 전압은 제로 상태에 있다.
제1 스위칭 트랜지스터(Qs1)의 게이트로 인가되는 구형파신호가 로우레벨이 되면 제1 스위칭 트랜지스터(Qs1)은 오프되고 트랜스포머(T1)의 NP1과 NT1에 저장되어 있던 전력이 그 극성이 180도 변환되면서 2차권선에 연결된 업측 트랜지스터(QU)와 제2 스위칭 트랜지스터(Qs2)의 게이터로 인가되어 이들 트랜지스터들을 온시킨다. 제2 스위칭 트랜지스터(Qs2)가 온됨에 따라 트랜스포머(T2)의 NP2와 NT2에 전류가 흐르고 전력이 저장된다. 이 때 다운측 트랜지스터(QD)는 오프상태에 있다.
다시, 제1 스위칭 트랜지스터(Qs1)가 온상태로 되고, 제2 스위칭 트랜지스터(Qs2)는 오프상태로 되면, 트랜스포머(T2)의 NP2와 NT2에 저장되어 있던 전력이 2차권선에 연결된 다운측 트랜지스터(QD)의 게이터로 인가되어 이를 온시킨다.
따라서, 출력단자(S)에서는 업측 트랜지스터(QU)가 온되는 동안에는 +V1의 전압레벨을, 다운측 트랜지스터(QD)가 온되는 동안에는 -V1의 전압레벨을 갖는 구형파 신호가 발생된다. 고전압레벨과 저전압레벨의 중간에 나타나는 OV레벨의 신호구간은, 출력전압을 일정하게 유지하기 위하여 PWM 제어에 의하여 스위칭 펄스의duty cycle이 50%가 아닌 다른 값을 갖기 때문에 나타난 것이다.
만일 인버터의 출력단에 인덕터(LR)과 커패시터(CR)로 형성된 직렬공진회로가 없다면, 트랜지스터들(QU, QD)은 구형파펄스에 의하여 온/오프되어 그 트랜지스터들에 흐르는 전류가 갑자기 상승 또는 하강하게 된다. 이 때, 구형파 펄스의 상승시간과 하강시간에 따라 트랜지스터에서 발생되는 스위칭 손실(PSWloss)은 다음과 같이 계산된다.
여기서, fs는 스위칭 주파수, tr 및 tf는 스위칭 펄스의 상승시간 및 하강시간, IR은 인버터부의 출력단자(S)를 통하여 흐르는 전류 및 VDS는 트랜지스터의 드레인-소스 양단의 전압을 나타낸다.
그러나, 직렬공진회로가 인버터부의 출력단자에 연결되면 트랜지스터들(QU, QD)의 온/오프 동작에 의하여 출력단자(S)에 흐르는 전류가 사인파 형태가 되어, 스위칭이 일어나는 시점(즉, 스위칭 펄스가 상승 및 하강할 때)에서, 업측 트랜지스터(QU)와 다운측 트랜지스터(QD)에 흐르는 전류(IQU, IQD)가 영이 된다. 따라서, 출력단자(S)를 통해 흐르는 전류가 영이 되므로 상기 식에서 볼 때 스위칭에 의한 전력 손실이 거의 제로에 가까워진다. 따라서, 고주파 스위칭에 의한 전력 손실을 방지할 수 있다.
도 4 (j~l)을 참조하여 공진회로와 관련된 동작을 설명한다. 먼저, 트랜지스터(QU, QD)가 오프상태에 있고 커패시터(CR)이 완전히 방전된 상태에 있다고 가정한다. 업측 트랜지스터(QU)의 게이트로 구형파신호가 입력되어 턴온되면 전류(IQU)가 공진 인덕터(LR), 트랜스포머(T3)의 1차권선 및 공진 커패시터(CR)를 통하여 흐른다. 1차권선 양단의 전압은 권선비(N)과 출력전압에 의하여 고정되어 있고, 또한 공진 전류(IQU)는 공진회로(LR, CR)에 의하여 조정되기 때문에 공진 전류(IQU)는 제로에서 시작하여 사인파 형태로 증가하면서 공진 커패시터(CR)가 충전된다. 사인파 전류의 픽크치에 도달하면 커패시터(CR)는 다이오드(D1)에 의하여 클램프된다. 이 시점에서, 인덕터 양단의 전압은 증가하기를 멈추고 인덕터에 축적된 에너지는 트랜스포머를 통하여 부하로 전달되어 전류(IQU)가 감소된다.
트랜지스터(QU)는 공진회로에서의 전류가 영에 도달할 때까지 온상태를 유지한다. 공진회로의 전류가 영이 되는 시점에서 다운측 트랜지스터(QD)가 턴온되어 위의 사이클을 반복하되, 이전에 충전되어 있던 커패시터로부터 에너지를 끌어내기 때문에 전류방향이 반대가 된다.
인버터의 트랜지스터(QU, QD)는 다음과 같은 전류 정격을 가질 것이 요구된다.
여기서,
Ipri는 전력 트랜스포머(T3)의 1차권선에 흐르는 전류를 말하며 다음과 같다.
인버터 트랜지스터의 블록킹 전압은 최대 공급전압(V1,max)보다는 큰 값이어야 한다.
전력 트랜스포머(T3)는 통상의 방식을 적용하여 설계할 수 있으며, 다만 코아 사이즈를 결정함에 있어서는 아래의 공식에서 구해진 코아 사이즈(AeAc)의 4~5배 정도가 되도록 하는 것이 바람직하다.
1차권선의 와인딩수(Np)는 다음과 같다.
여기서, Pout은 코아가 처리할 수 있는 전력(W), Bmax는 픽크 플럭스 밀도(G), f는 스위칭 주파수(Hz), D는 와이어의 전류 밀도(A/m2), Ae는 코아 유효 면적(core effective area, cm2), Ac는 보빈 와인딩 면적(bobbin winding area,cm2)를 나타낸다.
권선비(turn ration, N)은 다음과 같이 결정된다.
다음으로, 직렬공진회로(LR과 CR)를 설계하는 과정에 대하여 설명한다. 직렬공진회로의 특성 임피던스는 입력전압과 출력전력의 함수로서 다음과 같이 표현된다.
여기서, η는 전원공급기의 효율을 나타낸다.
공진 커패시터(CR)과 공진 인덕터(LR)은 다음과 같이 구할 수 있다. 여기서, f는 동작 주파수를 나타낸다.
이 공진회로의 최대 축적 에너지(Wmax)와 인덕터(LR)의 에너지 저장능력(Hle)은 다음과 같다.
여기서, B는 코아 플럭스 밀도(G)로서, Bsat/2로 정하는 것이 바람직하다. 그러면,
따라서, 공진 인덕터(LR)의 턴수(number of turns)는 다음과 같다.
한편, 인덕터 코아의 포화를 방지하기 위하여 에어 갭(air gap, Ig)은 다음과 같이 주어진다.
여기서, μ는 코아의 투자율(permeability)이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 SMPS 구성도로서, 도 3에 도시된 공진회로를 포함하여 그 기본적인 동작은 같다. 즉, PWM 제어회로(51), 스위칭 트랜지스터들(Qs1, Qs2), 트랜시포터들(T1, T2, T3)의 구성은 도 3의 그것과 그 기능이 실질적으로 동일한다. 다만, 인버터부를 구성하는 업측 트랜지스터(QU)와 다운측 트랜지스터(QD)가 복수의 트랜지스터들이 병렬로 연결된 모듈로 구현된다. 즉, 업측 트랜지스터 모듈(531)은 세 개의 트랜지스터들이 병렬연결되어 구성되며, 다운측 트랜지스터 모듈(532)도 세 개의 트랜지스터들이 병렬연결되어 구성된다.
트랜스포머(T1)의 2차권선측에 연결된 인버터부의 구성은 다음과 같다. 인버터부는 업(UP)측 출력부(531) 및 다운(DOWN)측 출력부(532)로 구성되며, 각 출력부는 복수 개의 회로모듈(M1 또는 M2)을 포함한다. 업(UP)측 출력부(531)의 각 모듈(M1)의 (a)단자(즉, 트랜지스터의 드레인 단자)는 공통으로 연결되어 고전압전원(+V1)에 연결되고, 각 모듈(M1)의 (b)단자(즉, 트랜지스터의 소스 단자)는 공통으로 연결되어 인버터의 출력단자(S)를 형성한다. 다운(DOWN)측 출력부(532)의 각 모듈(M2)의 (d)단자(즉, 트랜지스터의 소스 단자)는 공통으로 연결되어 고전압전원의 (-)단자(-V1)에 연결되고, 각 모듈의 (c)단자(즉, 트랜지스터의 드레인 단자)는 공통으로 연결되며 업(UP)측 출력부(51)의 각 모듈(M2)의 (b)단자와 공통 접속되어 인버터의 출력단자(S)를 형성한다.
PWM제어회로(51)에 연결된 스위칭 트랜지스터(Qs1)이 온되면 업측 출력부(531)의 트랜지스터들은 온되고 다운측 출력부(532)의 트랜지스터들은 오프되어 고전압전원의 (+)단자(+V1)에서 출력단자(S)로 전류가 흐르게 된다. 다음으로, 스위칭 트랜지스터(Qs1)이 오프되면 업측 출력부(531)의 트랜지스터들은 오프되고 다운측 출력부(532)의 트랜지스터들은 온되어 출력단자(S)에서 다운측 출력부(53)의 트랜지스터들을 거쳐 고전압전원(V1)의 (-) 단자(-V1)로 전류가 흐르게 된다. 이와 같이, 스위칭 트랜지스터(Q1)의 온/오프 동작에 의하여 출력 트랜스포머(T3) 측으로 고전압레벨을 갖는 구형파신호가 전달된다.
인버터부를 구성하는 업(UP)측 출력부(531) 및 다운(DOWN)측 출력부(532) 각각은 도 7a 및 도 7b에 도시된 모듈인 M1 및 M2를 각각 복수개 병렬 연결하여, 각출력부에 포함되는 트랜지스터를 복수 개 병렬로 연결시킨 구조를 취한다. 그렇게 함으로써, 각 트랜지스터에 흐르는 전류를 1/n (여기서, n은 각 출력부에서 사용된 트랜지스터의 개수)로 줄어들므로, 트랜지스터의 드레인-소스 간 내부저항(RDS(on))에 의한 전력 손실을 최소화할 수 있으며, 또한 각 트랜지스터에서 발생되는 열도 최소화되어 별도의 방열판을 사용하지 않고도 안정되게 동작할 수 있다.
또한, 인버터의 스위칭 주파수가 높아짐에 따라 각 트랜지스터(MOSFET)의 드레인-소스간의 커패시턴스(Coss)에 의한 전력 손실이 증가되는데, 이와 같은 전력손실을 줄이기 위하여, 각 출력부에는 트랜지스터의 드레인과 소스 사이에 다이오드(Dd), 커패시터(Cd) 및 저항(Rd)으로 구성된 스누버회로를 드레인과 소스 사이에 연결한다 (도 7a, 7b 참조). 따라서, 트랜지스터의 드레인-소스 간 커패시턴스(Coss)에 의한 열손실이 저항(Rd)에서 방열되어 트랜지스터의 열적 런어웨이(Thermal runaway)를 방지할 수 있다. n 개의 트랜지스터의 내부 저항 RDS(on)에 의한 열손실은 다음과 같이 계산된다.
따라서, 트랜지스터를 도면과 같이 n개를 병렬연결하여 사용함으로써, 열손실을 1/n로 줄일 수 있음을 알 수 있다. 부품 가격의 측면에서도 고전력용 트랜지스터 1개의 가격이 저전력용 트랜지스터 수 개보다도 더 비싸므로, 회로를 구현하는 데 드는 비용도 저렴해진다.
도 5에서, 업측 출력부(51)는, 예를 들어 도 4a에 도시된 바와 같은 구성을하는 모듈(M1) 3개를 병렬로 연결한 구조를 갖는다. 즉, 각 모듈에 속한 트랜지스터의 드레인 단자(a)를 공통으로 묶고, 트랜지스터의 소스 단자(b)를 공통으로 묶어 병렬 구조를 취하고 있다. 마찬가지로, 다운측 출력부(53)도 도 4b에 도시된 바와 같은 구성을 하는 모듈(M2) 3개를 병렬로 연결한 구조를 갖는다. 이와 같은 병렬 구조에 의하여 출력부의 트랜지스터가 온될 때 각 트랜지스터에 흐르는 전류는 전체 전류의 1/3이 되고, 그에 따라 트랜지스터의 온-저항 (Rds)에 의한 전력 손실을 1/3로 줄일 수 있다. 본 실시예에서는 각 출력부에 포함된 모듈의 수를 3개로 예시하였으나, 만일 모듈의 수를 증가시킨다면 전력손실을 보다 낮추어 효율을 높일 수 있겠지만 파워 서플라이의 물리적인 부피를 증가시키게 될 것이며, 모듈의 수를 감소시키면 그 반대가 될 것이므로, 전력 정격이나 사용 목적에 따라 모듈의 수를 가감할 수 있다.
각 출력부(51, 53)에 사용될 수 있는 트랜지스터의 수(또는 모듈의 수로서, 업측 출력부(51)와 다운측 출력부(53)에 포함되는 트랜지스터의 수가 동일하게 되도록 하는 것이 바람직함)는 출력 전력용량에 따라 적절히 조정할 수 있으며, 전체 트랜지스터의 개수를 짝수로 하여 20 내지 30 이상도 가능하다.
그리고, 도 5에서 자기바이어스회로(52)는 PWM제어회로(31) 내에 있는 스위칭신호(SWout)의 출력부로 동작전원을 공급한다. 전력 트랜스포머(T1)의 1차측의 궤환권선(NFB,그 극성표시(dot; 권선의 start점 표시)는 기본권선(Np)의 극성표시와 반대로 됨)에 의하여 유도된 전압은 다이오드(D1)를 통하여 PWM제어회로(51)의 Vcc단자로 인가된다. 여기서, 커패시터(C1)는 리플 제거용이다. 그리고, 입력전원(Vin)은 스위칭 출력부 이외의 PWM 제어회로(51) 내의 소자에 전원을 공급한다.
한편, 인버터부에서 트랜스포머(T3)측으로 전달되는 전류를 감지하여 PWM 제어회로(51)로 궤환시키는 전류궤환부(54, S1)의 구성을 살펴보면 다음과 같다. 전류궤환부(54)는 입력전압 및/또는 출력전압의 변동에 따라 트랜지스터에 흐르는 전류인 IPDC가 민감하게 변하기 때문에 전류 센싱 트랜스포머(T2)의 1차 코일을 도면에 도시된 바와 같이 인버터의 출력측에 위치시킨다.
전류궤환부(54)의 출력신호(SENSE)는 PWM 제어회로(31)의 입력단자(SENSE)로 궤환된다. 전류궤환부(54)는 전류 커플링 트랜스포머(T2)를 포함하며, 권선의 극성은 도면에 도시된 바와 같다. 저항(R6, R7)은 트랜스포머(T2)의 2차권선에 유도된 전류를 전압신호로 변환한다. 제1 스위칭 트랜지스터(Qs1)이 온되면 고전압전원(V1)의 (+)단자에서 업측 출력부(51)을 통하여 인버터 출력단자 쪽으로 전류가 흐르게 되어 다이오드(D3)에는 순방향 바이어스가 걸려 도통되고 다이오드(D4)에는 역방향 바이어스가 걸려 도통되지 않는다. 커패시터(C6)는 교류잡음 제거용이며, 가변 저항기(VR1)은 출력신호(SENSE)의 전위레벨 조정용으로 사용되며, 가변저항기(VR1)에 의하여 조정된 전압신호(SENSE)는 PWM제어회로(51)로 궤환된다.
한편, 제1 스위칭 트랜지스터(Qs1)이 오프되면 고전압전원(V1)의 중간탭 단자에서 트랜스포머(T3)의 1차권선과 다운측 출력부(53)을 통하여 고전압전원(V1)의 (-)단자(-V1) 단자 쪽으로 전류가 흐르게 되어, 다이오드(D4)에는 순방향 바이어스가 걸려 도통되고 다이오드(D3)에는 역방향 바이어스가 걸려 도통되지 않는다.
전류궤환부(54)는 인버터부의 출력전류를 센싱하여 제1 스위칭 트랜지스터(Qs1)을 제어하는 감지신호(SENSE)를 생성하는데, 트랜스포머(T2)에 의하여 스위칭회로부와 인버터 출력부를 전기적으로 분리하고, 또한 전류궤환부(54)의 그라운드 레벨은 스위칭전원(V2)의 (-)단자(-V2)와 연결되어 인버터의 출력레벨을 조정하는 고전압전원(V1)과도 전기적으로 분리되어 있다. 따라서, 스위칭 트랜지스터에서의 고주파수 동작에 의하여 인버터의 출력에 나타나는 발진이나 잡음을 방지할 수 있다.
다음으로, 출력정류부(55)에 대하여 설명한다. 트랜스포머(T3)는 인버터부에서 출력되는 고전압레벨(V1)의 구형파를 입력받아 이를 권선비에 따라 일정한 전압으로 낮추고, 출력정류부(55)는 이를 정류하여 직류전원(Vout)을 제공한다.
출력정류부(55)를 구성하는 각 출력모듈(M11)의 구체적인 구성은 도 8에 도시되어 있으며, 상측모듈(M11a)과 하측모듈(M11b)로 구성된다. 상측모듈(M11a) 및 하측모듈(M11b)은 출력 트랜스포머(T3)의 2차권선에 연결되어 트랜지스터(Q11)의 동작에 의하여 각각 정류작용을 수행한다. 만일 스위칭 트랜지스터(Q1)가 온되면 상측모듈(M11a)의 트랜지스터(Q11)가 온되고, 스위칭 트랜지스터(Q1)가 오프되면 하측모듈(M11b)의 트랜지스터(Q12)가 온되어 직류전원 출력을 제공한다.
상측모듈(M11a)은 트랜지스터(Q11) 외에도 스누버회로를 구비하고 있다. 저항(Rs1)와 커패시터(Cs1)로 구성된 RC 소자는 트랜스포머(T3)의 1차코일의 누설 인덕턴스와 트랜지스터(Q11)의 게이트 커패시턴스(CGS)에 의한 과전압 링깅 현상을 방지하기 위한 제1 스누버회로이며, 저항(Rd1)와 커패시터(Cd1)로 구성된 RC 소자는 트랜스포머(T3)의 1차코일의 누설 인덕턴스와 트랜지스터(Q11)의 드레인과 소스간의 커패시턴스(Coss)에 의한 과전압 링깅 현상을 방지하기 위한 제2 스누버회로이다. 고주파용의 트랜스포머(T3)의 1차코일의 누설 인덕턴스와 정류용 트랜지스터의 접합 커패시턴스에 의하여 턴-오프 시에 공진회로가 형성된다. 이와 같은 공진회로에 의하여 과도상태에서 과전압 링깅 현상(transient overvoltage ringing)이 야기된다. 링깅은 턴-오프 기간에서 트랜지스터를 파괴시킬 수 있을 정도로 큰 진폭을 가질 수 있다. 뿐만 아니라 그것은 잡음 발생 및 오동작의 원인이 될 수 있다. RC 스누버(snubber) 회로는 이러한 링깅을 안전한 진폭으로 억제하는 역할을 한다.
그리고, 트랜지스터(Q11)의 게이트단자에 연결된 게이트저항(Rg1)은 트랜스포머(T3)로부터 전달된 구형파의 상승시간(rising time)과 트랜지스터(Q11)의 상승시간이 매칭되도록 하기 위하여 부가된다.
하측모듈(M11a)은 상측모듈(M11a)의 내부 구성과 실질적으로 동일하며, 스누버회로 및 게이트저항의 기능 및 파라미터도 실질적으로 동일하지만, 상측모듈(M11a)에서는 트랜지스터(Q11)의 게이트단자가 트랜스포머(T3)의 극성표시(dot)가 있는 권선에 연결되는 반면, 하측모듈(M11b)에서는 트랜지스터(Q12)의 게이트단자가 트랜스포머(T3)의 극성표시(dot)가 없는 권선에 연결되는 점에서 차이가 있다. 따라서, 트랜스포머(T3)의 1차권선으로부터 전달되는 구형파 전력신호를 그 로직레벨에 따라 번갈아 도통시킬 수 있다.
도 6은 PWM 제어회로의 구성도의 일 예로서, 전류-모드 제어방식을 설명하고 있다. 전력 트랜스포머(T1)의 1차측의 궤환권선(NFB)에 의하여 유기된 전원(Vcc)는 스위칭신호(SWout)를 출력하는 증폭기(45)로 전원을 공급하며, 클럭발생기(43), 플립플럽(44), 오차증폭기(41) 및 비교기(42) 등의 회로에는 레규레이터(47)를 통하여 인가되는 입력전원(V2)으로부터 동작전원을 공급받는다.
오차증폭기(41)는 출력신호(+FB)와 기준전압(Vref)을 비교하여 증폭하고, 그 오차신호는 비교기(42)로 입력된다. 그리고, 인버터의 출력전류를 센싱하고 이를 전압으로 변환한 다음 그 센싱신호(SENSE)가 비교기(42)로 입력된다. 비교기(42)는 픽크 스위치 전류에 따른 검출신호(SENSE)를 출력신호와 관련된 오차신호와 비교하여 RS 플립플럽(래치, 44)으로 입력한다. 클럭발생기(43)는 스위칭주파수(fs)에 상응하는 구형파신호인 클럭신호를 발생하며, RS 플립플럽(44)은 비교기(42)의출력과 클럭신호를 입력받아 스위칭 소자의 온/오프를 구동하는 스위칭신호(SWout)를 발생한다. 스위칭신호는 그 로직 레벨에 따라 뒷단에 연결된 스위칭소자(트랜지스터)를 온/오프한다.
최종 출력단에서 궤환된 메인 출력전압(+FB)는 오차증폭기(41)에서 기준전압(Vref)와 비교되며, 전류궤환신호(SENSE)는 비교기(42)에서 기준전압(1.2V)과 비교되어 그 결과가 플립플럽(44)으로 입력된다. 플립플럽(44)에서는 비교기(42)의 출력신호에 따라 발진기(43)에서 발생되어 입력되는 클럭신호의 위상(또는 폭)을 증감시켜(다시 말하면, 클럭신호의 듀티 사이클이 변화된 펄스폭 변조(PWM)된 신호를 발생시켜) 스위칭신호(SWout)를 발생하여 입력전압과 부하의 변동에 따라 트랜스포머(T1)에 흐르는 전류를 증감시켜 최종 출력단의 출력전압을 일정하게 유지시킬 수 있다.
도 7a는 도 5에 도시된 회로(M1)의 상세 회로도로서, RC 스누버회로 및 전하방전부를 더 구비한다. 회로(M1)로는 트랜스포머(T1)의 1차권선측으로부터의 구형파신호가 입력되어 트랜지스터(Q2)가 온/오프된다.
트랜지스터(Q2)가 오프되면 드레인과 소스간의 커패시턴스(Coss)에 충전(charge)된 전하(이는 트랜지스터(Q2)가 온일 동안 충전된 전하임)는 다이오드(Dd2)를 통하여 커패시터(Cd2)에 충전된다. 트랜지스터(Q2)가 온이 되면커패시터(Cd2)에 충전된 전하는 저항(Rd2)를 통과하면서 열로서 방출된다. 따라서, 트랜지스터(Q2)가 온인 동안 드레인과 소스간의 커패시턴스(Coss)에 의한 전하가 저항(Rd2)에서 방출되므로 그로 인하여 트랜지스터(Q2)에 미치는 영향이 최소화되며, 스위칭 동작 중에 트랜지스터(Q2)에서 발생되는 열도 상당히 낮출 수 있다.
고주파수용의 전력 트랜스포머(T1)의 1차측 코일의 누설 인덕턴스와 트랜지스터(Q2)의 게이트와 소스 간의 커패시턴스(CGS)에 의하여 턴-오프 시에 동조회로가 형성되는데, 이와 같은 동조회로에 의하여 과도상태에서 과전압 링깅 현상(transient overvoltage ringing)이 야기된다. 링깅은 턴-오프 기간에서 다이오드나 트랜지스터를 파괴시킬 수 있을 정도로 큰 진폭을 가질 수 있다. 저항(Rs2)와 커패시터(Cs2)로 구성된 RC 소자는 스누버(snubber) 회로로서, 이와 같은 링깅 현상을 억제하는 역할을 하며, 전력 트랜스포머(T1)의 2차권선에 병렬로 연결된다.
그리고, 트랜지스터(Q2)의 게이트단자에 연결된 게이트저항(Rg)은 전력 트랜스포머(T1)로부터 전달된 구형파의 상승시간(rising time)과 트랜지스터(Q2)의 상승시간이 매칭되도록 하기 위하여 부가된다. 입력된 구형파의 상승시간을 tr이라 하고 트랜지스터의 드레인과 소스 간의 커패시턴스를 Ciss라고 할 때 게이트저항(Rg)는다음과 같이 구해진다.
도 7b는 도 5에 도시된 회로(M2)의 상세 회로도이다. 회로(M1)과 비교하여 2차권선의 극성표시(dot)의 위치가 반대로 된 점을 제외하고는 실질적인 구성이 동일한 것을 알 수 있으므로 그 자세한 설명은 생략한다.
상술한 바와 같이 본 발명에 따른 전원공급기에 의하면, 스위칭 주파수가 높아지더라도 스위칭 손실이 발생되는 것을 방지할 수 있다. 또한, 인버터부 또는 정류부 등에 사용되는 트랜지스터들을 병렬 연결하는 방식을 적용하여 트랜지스터들의 내부 저항(RDS(on))에 의한 열 손실도 줄일 수 있다.

Claims (4)

  1. 고전압 증폭용으로 사용되는 제1전원 및 스위칭 동작용으로 사용되는 제2전원을 출력하는 전원출력부;
    제2전원신호를 소정 주파수를 갖는 구형파로 쵸핑하여 스위칭신호로 출력하는 스위칭부;
    상기 스위칭신호에 따라 제1전원신호를 단속하여 발생된 구형파신호를 공진회로에 의하여 정현파신호로 변환하는 인버터부; 및
    상기 인버터부에서 출력된 정현파신호를 정류하여 직류전원으로 출력하는 출력정류부를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 인버터부는 상기 스위칭신호에 따라 교대로 온오프되는 업측 출력부 및 다운측 출력부를 구비하며,
    상기 스위칭부는
    상기 스위칭신호에 따라 온오프되는 제1스위칭소자, 및 상기 제1스위칭소자가 온되어 있는 동안 에너지를 저장하고 있다가 오프되었을 때 이를 2차측으로 전달하는 제1트랜스포머를 구비하여, 상기 업측 출력부를 온오프하는 업측 스위칭제어부; 및
    상기 제1트랜스포머의 2차권선에 연결되어 상기 제1스위칭소자가 오프되어 있는 동안 온되고 제1스위칭소자가 온되어 있는 동안 오프되는 제2스위칭소자, 및 상기 제2스위칭소자가 온되어 있는 동안 에너지를 저장하고 있다가 오프되었을 때 이를 2차측으로 전달하는 제2트랜스포머를 구비하여, 상기 다운측 출력부를 온오프하는 업측 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 인버터부는
    상기 스위칭신호에 따라 교대로 온오프되는 업측 출력부 및 다운측 출력부를 구비하며, 상기 업측 출력부 및 다운 출력부는 각각 적어도 둘의 트랜지스터들이 병렬로 연결된 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급기.
  4. 제1항에 있어서, 상기 인버터부는
    상기 스위칭신호에 따라 교대로 온오프되는 업측 출력부 및 다운측 출력부를 구비하며, 상기 업측 출력부 및 다운측 출력부에 의하여 형성되는 출력단자와 상기 제1전원과의 사이에 인터터와 커패시터가 직렬공진회로를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급기.
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