KR100387380B1

KR100387380B1 - 고효율의 스위칭모드 전원공급기

Info

Publication number: KR100387380B1
Application number: KR10-2000-0053484A
Authority: KR
Inventors: 박준호
Original assignee: 박준호
Priority date: 2000-09-08
Filing date: 2000-09-08
Publication date: 2003-06-19
Also published as: AU2001286306A1; WO2002021670A1; KR20020020364A

Abstract

본 발명은 스위칭모드 전원 공급기에 관한 것으로, 특히 회로내에 발생될 수 있는 발진현상을 방지하여 높은 스위칭 주파수로 동작이 가능한 스위칭모드 전원공급기에 관한 것으로, 소정의 스위칭신호에 따라 온 또는 오프하는 스위칭부; 입력직류전원과 상기 스위칭부 사이에 1차권선이 연결되어 스위칭부의 온오프에 의하여 1차권선에 공급되는 전원을 단속하여 2차권선에 전력을 공급하는 전력변환부; 상기 스위칭부의 온오프 동작에 따라 상기 전력변환부의 1차권선에 흐르는 전류를 감지하여 이를 제어부로 궤환하는 검출부; 출력직류전원을 궤환받아 이를 기준신호와 비교한 오차신호 및 상기 검출부에서 출력된 감지신호에 따라 상기 스위칭신호를 발생하는 제어부; 및 상기 전력변환부의 2차권선에 연결되어 교류전원을 직류전원으로 변환하여 출력하는 정류부를 포함하는 것을 특징으로 하며, PWM제어회로의 스위칭 주파수 발진부에 공급되는 전원과 이 스위칭 신호를 증폭 및 변환시키는 메인 전력증폭기로 공급되는 전원을 분리시키기 않고 공통 전원을 사용하더라도 도면 및 청구범위에 기재된 바에 따라 회로를 구성하면 높은 효율의 전원공급기를 구현할 수 있다.

Description

고효율의 스위칭모드 전원공급기 {Switching mode power supply with high efficiency}

본 발명은 스위칭모드 전원 공급기에 관한 것으로, 특히 회로내에 발생될 수 있는 발진현상을 방지하여 높은 스위칭 주파수로 동작이 가능한 스위칭모드 전원공급기에 관한 것이다.

스위칭모드 전원 공급기(Switching Mode Power Supply; SMPS)에서 스위칭 주파수(fs)를 최대한 높여 트랜스포머의 크기를 축소시키고 아울러 코일의 턴수를 줄임으로써 코일의 저항에 의한 에너지 손실을 줄이는 시도가 있으나, 종래의 회로 구성에 의하면 스위칭 주파수가 100 KHz 이상만 되어도 발진이 발생하게 된다. 그러한 발진 잡음에 의하여 스위칭 파형이 왜곡되어 일정한 전압의 출력을 얻을 수 없는 문제점이 있었다.

본 발명이 이루고자하는 기술적 과제는 스위칭모드 전원공급기의 회로 구성에 있어서 스위칭 주파수를 높이더라도 발진이 발생되지 않고 높은 효율을 얻을 수 있는 전원공급기를 제공하는 것이다.

본 발명이 이루고자하는 다른 기술적 과제는 상기의 전원공급기에 사용되는 스위칭모드 전원 제어장치를 제공하는 것이다.

도 1은 스위칭모드 전원 공급기(SMPS)의 개략적인 구성을 나타내는 블록도이다.

도 2는 도 1에 도시된 입력정류기(11)의 구성을 나타내는 회로도이다.

도 3은 도 1에 도시된 DC/DC 콘버터(12, 13, 14)의 구성을 나타내는 회로도이다.

도 4는 도 3에 도시된 PWM제어회로(31)의 구성도의 일 예이다.

도 5a,b는 도 4에 도시된 오차증폭기(41)를 구성하는 출력전압궤환회로의 예를 도시한 것이다.

도 6은 본 발명의 실시예인 도 3의 회로와 대비되는 종래기술에 의한 회로를 도시한 것이다.

상기의 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 전원공급기는,

소정의 스위칭신호에 따라 온 또는 오프하는 스위칭부; 입력직류전원과 상기 스위칭부 사이에 1차권선이 연결되어 스위칭부의 온오프에 의하여 1차권선에 공급되는 전원을 단속하여 2차권선에 전력을 공급하는 전력변환부; 상기 스위칭부의 온오프 동작에 따라 상기 전력변환부의 1차권선에 흐르는 전류를 감지하여 이를 제어부로 궤환하는 검출부; 출력직류전원을 궤환받아 이를 기준신호와 비교한 오차신호및 상기 검출부에서 출력된 감지신호에 따라 상기 스위칭신호를 발생하는 제어부; 및 상기 전력변환부의 2차권선에 연결되어 교류전원을 직류전원으로 변환하여 출력하는 정류부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기의 다른 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 스위칭모드 전원 제어장치는,

소정의 스위칭신호에 따라 온 또는 오프하는 스위칭부; 입력직류전원과 상기 스위칭부 사이에 1차권선이 연결되어 스위칭부의 온오프에 의하여 1차권선에 교류전원이 공급되어 2차권선에 전력을 공급하는 전력변환부; 입력직류전원의 그라운드와 상기 스위칭부 사이에 연결되어, 상기 전력변환부의 1차권선에 흐르는 전력을 공급받아 이를 소정의 비율로 변환하여 2차권선으로 전력을 공급하는 전류-커플링 변환기; 상기 전류-커플링 변환기의 2차권선에 유도된 전력으로부터 제어부로 입력되는 감지신호를 생성하는 신호발생부; 출력직류전원을 궤환받아 이를 기준신호와 비교한 오차신호 및 상기 감지신호에 따라 상기 스위칭신호를 발생하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하에서, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명한다.

도 1은 스위칭모드 전원 공급기(Switching Mode Power Supply; SMPS)의 개략적인 구성을 나타내는 블록도로서, SMPS의 기본적인 동작원리를 개략적으로 기능별로 구분하여 설명하기 위한 도면이다. 교류전원이 입력정류기(11)로 입력되면 직류전원을 발생하여 스위칭회로(12)로 출력한다. 스위칭회로(12)는 소정의 주파수로 동작하여 입력 직류전압을 고주파수의 구평파로 쵸핑(chopping)한다. 이 구형파신호는 전력 트랜스포머(13)로 인가되어 코일 권선비에 따라 소정의 값으로 강압된 다음 출력정류기(14)에서 정류 및 필터링되어 요구되는 직류전압이 출력된다. 출력정류기(14)의 출력신호가 검출되어 스위칭회로(12)로 궤환되며, 스위칭회로(12)는 이 출력신호의 전압을 기준전압과 비교하여 그 오차신호에 따라 스위칭회로(12)의 온/오프 타임을 조정(PWM 제어)한다. 도 1에서, 교류입력전압신호는 입력정류기(11)에 의하여 직류전압신호로 변환되어, 스위칭회로(12)와 전력TRF(13)로 인가되고, 출력정류기(14)는 고주파 구형파를 정류시키는 콘버터(변환기)로서 동작한다.

도 2는 도 1에 도시된 입력정류기(11)의 구성을 나타내는 회로도이다. 교류입력단에는 배리스터(Z₁) 및 커패시터(C)와 인덕터(L₁, L₂)로 구성된 저역통과필터를 구성하여, 입력전원으로 상용 교류전원이 입력되면 스파크나 고주파 잡음을 소거시킨다. 따라서, 잡음에 의한 열손실을 방지할 수 있다. 다이오드(D₁)는 교류전원의 위상에 따라 전류의 흐름을 결정하고, 스위치(S₁)은 교류입력전압(110V 또는 220V)에 따른 선택스위치이다. 정류부(D₂)는 다이오드의 순방향과 커패시터의 전하 충전 작용에 의하여 직류전압을 출력하는데, 이는 피크값 정류가 아닌 평균전압 정류작용을 하여 입력교류전압이 100V~220V일 때 정류된 직류전압은 80V~150로 다소 낮아진다.

도 3은 도 1에 도시된 DC/DC 콘버터의 구성을 나타내는 회로도이다. 입력직류전원(V_in)은 도 1의 입력정류기(11)의 출력전압이며, PWM제어회로(31), 스위칭 트랜지스터(Q₁), 전류검출부(33) 및 자기바이어스회로(35)로 구성된 회로는 도 1의 스위칭회로(12)에 대응하며, 트랜스포머(T₁)은 도 1의 전력 트랜스포머(13)에 대응하며, 트랜스포머(T₁)의 2차권선에 연결된 회로들(37,a,b,c)은 도 1의 출력정류기(14)에 대응한다. 본 실시예로 도시된 플라이백 콘버터는 발진부인 PWM 제어회로(31)와 출력단에 연결된 트랜지스터(Q₁)으로 하나의 입력전원(V_in)이 공통으로 공급되지만 높은 스위칭 주파수(예컨대, 650 KHz 이상)에서도 기생 발진이 발생하지 않아 요구되는 출력을 얻을 수 있다.

도 3에 도시된 본 발명의 실시예에서, 트랜지스터(Q₁)은 PWM 제어회로(31)에서 출력되는 스위칭신호에 따라 온 또는 오프하는 스위칭 소자로서 동작한다. 전력 변환부인 트랜스포머(T₁)은 입력직류전원(V_in)과 스위칭부 사이에 1차권선(N_p)이 연결되어 스위칭부의 온오프에 의하여 1차권선에 고주파수의 구형파 전원이 공급되어 2차권선에 전력을 공급한다. 입력전류검출부(33)는 스위칭 소자(트랜지스터 Q₁)의 온오프 동작에 따라 전력변환부(T₁)의 1차권선에 흐르는 전류를 감지하여 이를 PWM 제어회로(31)로 궤환한다. PWM 제어회로(31)는 출력직류전원(+FB)을 궤환받아 이를 기준신호와 비교한 오차신호와 입력전압(V_in)의 변동에 따라 변동되는 입력전류를 입력전류검출부(33)를 통하여 검출된 전압레벨에 따라 스위칭신호(SW_out)의온/오프 구간(duration)를 제어하여 1차권선에 흐르는 전류량을 제어한다. 그리고, 전력 트랜스포머(T₁)의 2차권선에 연결되어 교류전원을 직류전원으로 변환하는 정류부(37a,b,c)가 구비되어 하나 또는 그 이상의 일정한 전압의 출력을 얻을 수 있다.

본 실시예에서 스위칭 동작을 위한 회로는 스위칭 신호발생용 PWM 제어회로(31), 트랜지스터(Q₁), 전압강압용 트랜스포머(T₁) 및 전류감지용 트랜스포머(T₂)로 구성된다. PWM 제어회로(31)로부터 발생된 구형파(SW_out)에 의하여 트랜지스터(Q₁)가 온/오프된다. 트랜지스터(Q₁)가 온될 때 트랜스포머(T₁)의 1차권선에 전류가 일단 충전되어 있다가 트랜지스터(Q₁)가 오프되면 1차권선에 충전된 전류가 2차권선으로 전송되어, 트랜스포머(T₁)의 권선비에 따라 2차권선 양단에 전압이 유기된다.

한편, 트랜지스터(Q₁)의 소스(source) 단자와 마이너스(-) 단자 사이에는 입력전류검출부(33)가 연결되어 트랜지스터(Q₁)가 온일 때의 전류에 따라 발생된 신호를 PWM제어회로(31)로 궤환시킨다. 입력전류검출부(33)는 입력측 전압(V_in)의 전위 변동에 따라 나타나는 전류 변화 또는 출력측 로드(부하)의 변화에 따른 입력측 전류의 변동을 센싱하여 이를 PWM제어회로(31)로 궤환시키며, 이와 같은 전류 변동에 따른 현상을 보상하기 위하여 PWM제어회로(31)는 센싱신호에 따라 스위칭 동작을 제어한다.

입력전류검출부(33)는 입력전압(V_in)의 변동이나 출력전압의 변동에 따라 전류(Ipp)가 변화하는 것을 감지하여 이를 전압신호로 변환시킨 다음 이를 PWM 제어회로(31)로 궤환(feedback)한다, PWM 제어회로(31)는 입력전압(V_in)의 변동이나 출력전압의 변동을 반영하여 스위칭신호(SW_out)의 양의 위상(positive phase)의 펄스구간을 조정하여 출력전압이 일정하게 되도록 제어한다. 만일 전류(I_pp)가 증가되었다면 입력전류검출부(33)에서 검출되어 PWM 제어회로(31)로 궤환되는 전류센싱전압이 증가되며, PWM 제어회로(31)는 전류센싱전압에 근거하여 전류(I_pp)가 감소되는 방향으로 제어되도록 스위칭신호(SW_out)의 펄스구간을 조정한다.

트랜지스터(Q₁)가 온되면 전류-커플링 프랜스포머(T₂)의 1차권선에 흐르는 전류에 의하여 2차권선에 전류가 유도된다. 저항(R1)는 프랜스포머(T₂)에 유도된 전류를 전압신호로 변환하고, 가변저항(R₂)에서의 저항값 조정에 의하여 센싱단자(SENSE)로 인가되는 전압이 결정된다. 그리고, 커패시터(C₂, C₃)는 리플 및 잡음 제거용이며, 다이오드(D₂)는 검출된 구형파신호를 직류신호로 변환 정류시키는 작용을 한다. 전류-커플링 프랜스포머(T₂)는 트랜스포머(T₁)의 1차권선에 흐르는 전류의 변동을 감지함에 있어서 트랜스포머(T₂)의 1차측과 2차측이 분리됨에따라 전원의 (+)극이 서로 분리됨을 활용하여 고주파수로 스위칭하는 회로 구성을 가능하게 한다.

트랜스포머(T₂)의 1차권선 대 2차권선의 비는 1:50~200 정도가 바람직하다. 예를 들어, 10와트 미만의 소전력용인 경우 메인 트랜스포머(T₁)의 1차측 코일에 흐르는 전류(continuius current)(I_PDC)가 1.0A 이하일 때 트랜스포머(T₂)의 1차권은 1회이고 2차권선은 100회인 것이 바람직하다. 그리고, 트랜스포머(T₂)의 코아의 재질은 메인 트랜스포머(T₁)의 코아와 같은 재질을 사용하는 것이 바람직하다.

전력공급용 전원과 스위칭 제어용 전원의 (+)극이 공통되어 있으면, PWM 제어회로(31)에서 발생되는 고주파수의 클럭신호나 스위칭소자(Q₁)에 의한 스위칭 동작에 의하여 발진현상이 발생되기 쉬운데, 본 회로에서는 입력전류 검출부(33)에 포함된 트랜스포머(T₂)의 구성에 의하여 양 전원이 (-)극은 공통되나 (+)극이 분리되어 안정된 고주파 스위칭이 가능하다. 특히, 본 실시예의 회로는 저전력(예컨대, 10와트) 콘버터장치에 유용하다.

PWM제어회로(31)는 콘버터의 출력전압(+FB)을 궤환 입력받고, 입력측 전류에 의하여 발생된 센싱전압(SENSE)을 입력받아, 스위칭소자(Q₁)의 온/오프 동작을 위한 구형파펄스를 발생시킨다. 이에 대한 자세한 구성은 도 4를 통하여 설명할 것이다.

자기바이어스회로(35)는 PWM제어회로(31) 내에 있는 스위칭신호(SW_out)의 출력부로 동작전원을 공급한다. 전력 트랜스포머(T₁)의 1차측의 보조권선(N_FB)에 의하여 유도된 전압은 다이오드(D1)를 통하여 PWM제어회로(31)의 Vcc단자로 인가된다. 여기서, 커패시터(C₁)는 리플 제거용이다. 그리고, 입력전원(V_in)은 스위칭 출력부 이외의 PWM제어회로(31) 내의 소자에 전원을 공급한다.

한편, 트랜지스터(Q₁)을 선정함에 있어서 다음과 같은 점을 고려할 필요가 있다. 먼저 트랜지스터의 입력 게이트 커패시턴스이 낮은 값(예: 350pF)으로 되도록, 내부저항(R_DS(on))도 낮은 값(예: 3옴 이하)으로 되도록 하는 것이 바람직하며, 그렇게 함으로써 전력손실을 줄일 수 있다.

메인 트랜스포머(T₁)을 설계하는 과정을 설명하면 다음과 같다. 1차측의 코일에 흐르는 픽크 전류(I_PP)와 직류전류(I_PDC)(continuous current)는 다음과 같이 표시된다.

1차측 코일의 인덕턴스(Lp) 및 코아의 크기는 다음과 같이 결정된다.

실제 코아의 크기는 (AeAc x 1.5) 보다 크게 한다.

그리고, 1차측 코일의 권선수(Np)는

에어갭(air gap)(l_g)는

2차측 코일의 제1출력(V_out1)의 권선수(N_s1)와 트랜지스터(Q5)의 게이트전압 권선수(N_G1)는 다음과 같다.

2차측 코일의 제2, 3출력(V_out1, V_out3)의 권선수(N_s2, N_s3)는

전력 트랜스포머(T₁)의 2차권선에는 출력정류기들(37a,b,c)이 연결된다. 기본적으로 전력 트랜스포머(T₁)의 출력측에는 정류용 소자와 리플제거용 커패시터를 구비한다. 출력전류가 낮을 때(예컨대, 0.5A 이하)에는 다이오드를 정류용으로 사용하고, 출력전류가 높을 때에는 MOFET 트랜지스터(R_DS(on)=0.02옴 이하인 것이 바람직함)를 사용하는 것이 바람직하며, 그렇게 함으로써 전력 손실을 최소화할 수 있다. 정류용소자로서 다이오드의 경우와 트랜지스터인 경우의 전력손실은 다음과 같다.

한편, 도 3의 출력부(37a,b,c)에 있어서 RC 스누버회로에 관하여 고찰한다. 고주파수용의 전력 트랜스포머(T₁)의 1차코일(Lp)의 누설 인덕턴스와 정류용 다이오드의 접합(junction) 커패시턴스에 의하여 공진회로가 형성된다. 이와 같은 동조회로에 의하여 과도상태에서 과전압 링깅 현상(transient overvoltage ringing)이 야기된다. 링깅은 턴-오프 기간에서 잡음이 발생되고 심할 경우 다이오드를 파괴시킬 수 있을 정도로 큰 진폭을 가질 수 있다. RC 스누버(snubber) 회로는 이러한 링깅을 안전한 진폭으로 억제하는 역할을 한다. 도 3의 제2 또는 제3 출력정류기(37b, c)는 스누버회로를 구비하고 있으며, 스누버 회로는 정류용 다이오드의 양단에 연결되거나 전력 트랜스포머(T₁)의 2차권선 양단에 연결될 수 있다.

도 3의 제1 출력정류기(37a)에서, 정류용 소자로 사용되는 트랜지스터(Q₅)는 전계효과 트랜지스터(FET)가 바람직하며, 스위칭 소자(Q₁)의 온-오프 동작에 의하여 전력 트랜스포머(T₁)의 2차권선 측에 유도된 전압을 직류로 변환하여 출력하며, 커패시터(C_o1)은 맥류 억제용 소자로서 리플을 평활화시켜 일정한 전압의 출력(V_out1)을 발생한다. 출력정류기에 사용되는 필터용 커패시터(C_o1, C_o2, C_o3)는 종래에 비하여 그 용량을 1/10 으로 하더라도 리플잡음을 방지할 수 있다.

저항(R₅)와 커패시터(C₅)로 구성된 RC 소자는 전력 트랜스포머(T₁)의 1차측 코일(Lp)의 누설 인덕턴스(L_T)와 트랜지스터(Q₅)의 게이트 입력 커패시턴스(C_GS)에 의한 발진 링깅 현상을 방지하기 위한 제1 스누버회로이며, 저항(R₇)와 커패시터(C₇)로 구성된 RC 소자는 전력 트랜스포머(T₁)의 1차코일(Lp)의 누설 인덕턴스와 트랜지스터(Q₅)의 드레인과 소스간의 커패시턴스(C_oss)에 의한 발진 링깅 현상을 방지하기 위한 제2 스누버회로이다.

제1 출력정류기(37a)에서는 정류용 소자로서 다이오드 대신에 트랜지스터를 사용하여 전력 손실을 대폭 축소시킬 수 있어 효율을 증가시킬 수 있다. 따라서, 고전류용에도 적합하며, 링깅현상을 방지하기 위한 스누버회로를 구비하여 발진에 의한 링깅의 문제를 해결할 수 있다.

도 3에 도시된 스누버회로의 설계과정에 대하여 설명한다. 스누버 저항 R₅, R₇은 다음과 같이 구할 수 있다.

스누버 커패시턴스 C₅, C₇은 다음과 같이 구할 수 있다.

출력전압의 리플을 낮추기 위하여 사용되는 출력 커패시터(전해 콘덴서) C_o1, C_o2, C_o3는 다음과 같이 설계할 수 있다.

실제로이 바람직하다. 그러나, 종래기술에 의하면 출력 리플이 본 실시예보다 크므로 x 10,000 정도를 하여야 한다. 따라서, 본 실시예에 사용되는 출력 커패시터의 용량을 줄일 수 있다.

정류용 다이오드에 연결된 RC 스누버회로도 상술한 바와 같은 수식을 이용하여 구할 수 있다. 여기서, CJ는 다이오드의 접합 커패시턴스(junction capacitance)가 된다.

본 발명의 실시예인 도 3의 회로와 대비되는 종래기술에 의한 회로가 도 6에 도시되어 있으며, 기본적인 구성은 서로 실질적으로 동일하다. 도 6의 PWM 제어회로(61)는 도 3의 PWM 제어회로(31)에 대응하고, 도 6의 트랜스포머(T₁)은 도 3의 트랜스포머(T₁)에 대응하며, 도 6의 자기바이어스회로(65)는 도 3의 자기 바이어스회로(35)에 대응하며, 도 6의 스위칭 트랜지스터(Q₁)은 도 3의 스위칭 트랜지스터(Q₁)에 대응하며, 이들은 실질적으로 서로 동일한 기능을 수행한다. 그러나, 도 6의 전류궤환부(63)는 도 3의 전류궤환부(33)에 대응하지만 그 구성이 전혀 다르다. 그리고, 트랜스포머(T₁)의 2차측에 연결된 출력정류부(67a, b)는 정류용 다이오드(D₁, D₂)와 커패시터(C_o1, C_o2)로 구성된다.

도 6에 의하면, 트랜지스터(Q₁)에 흐르는 전류를 저항(R_cs)에 의하여 검출하여 이를 PWM 제어회로(61)로 궤환시킨다는 것을 알 수 있다. 입력전압의 변동 및/또는 출력부하의 변동 등으로 트랜지스터(Q₁)의 드레인-소스 간에 흐르는 전류의 변동을 감지하여 이를 PWM 제어회로로 궤환 공급한다. PWM 제어회로는 예를 들어, 입력전압이 높을 때에는 스위칭모드의 양의 위상의 진폭을 축소시켜 전류를 감소시켜 출력전압의 상승을 억제하함으로써 출력전압을 일정하게 유지시킬 수 있다.

본 발명의 실시예와 종래기술은 전류 센싱 방법에 있어서 근본적으로 차이가 있다. 그러한 차이점으로 인하여 본 발명에서는 500 KHz 이상의 스위칭 주파수에서도 잘 동작되며 커플러에 의한 전력 손실도 거의 무시할 정도로 매우 낮다. 그러나, 종래기술에 의하면 저항(RDS)에서 전압 강하(V_Drp= I_PDCx R_CS)가 발생되어 이 저항에 의한 전력 손실(P_Loss= R_CSx I_PDC ²)이 매우 높고, 또한 스위칭 주파수를 크게 높일 수 없었다.

본 실시예에서 전류 센싱 트랜스포머(T₂)의 1차측과 2차측의 코일 권선방향을 도면에 도시된 바와 같이 하면 저전력(10 와트)인 경우에는 스위칭 주파수를 1 MHz까지 높이더라도 잘 작동한 것을 실험적으로 확인할 수 있었다. 본 실시예에서 트랜스포머(T₂)의 1차권선의 턴수가 1회임으로 그 코일의 저항을 거의 무시할 수 있으므로 그로 인한 전력 손실이 거의 없게 된다.

도 4는 도 3에 도시된 PWM제어회로(31)의 구성도의 일 예로서, 전류-모드 제어방식을 설명하고 있다. 전류모드 콘버터는 입력 픽크전류와 관련하여 오차신호를 조정하기 위한 내부 루프를 사용하고 있다. 전력 트랜스포머(T₁)의 1차측의 보조권선(NFB)에 의하여 유기된 전원(Vcc)는 스위칭신호(SW_out)를 출력하는증폭기(45)로 전원을 공급하며, 클럭발생기(43), 플립플럽(44), 오차증폭기(51) 및 비교기(52) 등의 회로에는 레규레이터(47)를 통하여 인가되는 입력전원(V_in)으로부터 동작전원을 공급받는다.

오차증폭기(41)는 출력신호(+FB)와 기준전압(V_ref)을 비교하여 증폭하고, 그 오차신호는 비교기(42)로 입력된다. 그리고, 스위칭소자가 온되었을 때 전력 트랜스포머의 1차 권선에 흐르는 피크 전류를 센싱하여 이를 전압으로 변환한 다음 그 센싱신호(SENSE)가 비교기(42)로 입력된다. 비교기(42)는 픽크 스위치 전류에 따른 검출신호(SENSE)를 출력신호와 관련된 오차신호와 비교하여 RS 플립플럽(래치, 44)으로 입력한다. 클럭발생기(43)는 스위칭주파수(fs)에 상응하는 구형파신호인 클럭신호를 발생하며, RS 플립플럽(44)은 비교기(42)의 출력과 클럭신호를 입력받아 스위칭 소자의 온/오프를 구동하는 스위칭신호(SW_out)를 발생한다. 스위칭신호는 그 로직 레벨에 따라 뒷단에 연결된 스위칭소자(대개는 트랜지스터)를 온/오프한다.

최종 출력단에서 궤환된 메인 출력전압(+FB)는 오차증폭기(41)에서 기준전압(V_ref)와 비교되며, 입력전류가 센싱되어 궤환된 신호(SENSE)는 비교기(42)에서 기준전압(1.2V)과 비교되어 그 결과가 플립플럽(44)으로 입력된다. 플립플럽(44)에서는 비교기(42)의 출력신호에 따라 발진기(43)에서 발생되어 입력되는 클럭신호의 위상(또는 폭)을 증감시켜 스위칭신호(SW_out)를 발생하여 입력전압과 부하의 변동에 따라 트랜스포머(T₁)에 흐르는 전류를 증감시켜 최종 출력단의 출력전압을 일정하게 유지시킬 수 있다. 즉, 스위칭신호(SW_out)는 출력 전압과 입력전류에 따라 듀티 사이클이 변화된 펄스폭 변조(PWM)된 신호가 된다.

출력전압이 여러 개 있는 경우, 이 중 가장 높은 출력전압을 기준으로 다른 출력의 전압을 조정한다. 즉, 입력전압이나 부하가 일정 범위에서 변동되더라도 출력전압이 일정하게 유지되어야 하기 때문에 입력전류 검출부(33)에 의한 궤환 뿐만 아니라 메인출력전압(+FB)이 PWM 제어회로(31)로 궤환되어야 한다. 이와 같이 구성함으로써, 콘버터회로의 안정상이 높아지고 고주파 고효율의 SMPS를 구현할 수 있다.

도 5a, b는 도 4에 도시된 오차증폭기(41)를 구성하는 출력전압궤환회로의 예를 도시한 것이다.

도 5a는 주파수 f1과 f2 사이에서 일정한 이득을 나타내며, 회로 파라미터인 바이어스 저항(R_bias), 커패시턴스(C₁, C₂), 이득(AV), 차단 주파수(f₁, f₂), 및 스위칭 주파수(f_s)는 다음과 같은 관계식으로 표시된다.

도 5b는 도 5a의 회로에 비하여 과도응답 특성을 개선한 것으로서, 회로 파라미터인 바이어스 저항(R_bias), 커패시턴스(C₁, C₂, C₃, C₄), 이득(AV₁, AV₂), 차단 주파수(f₁, f₂및 f₃, f₄) 및 스위칭 주파수(f_s)는 다음과 같은 관계식으로 표시된다.

다음으로, 도 3에 도시된 콘버터 회로도의 효율(수학식 1)을 산출해 보면 다음과 같다.

세 출력에 대한 출력전력(P_out)은 다음과 같다고 하자.

그러면, 총 출력전력은 다음과 같다.

전력 트랜스포머(T₁)의 1차측 코일에 흐르는 전류(continuous current; I_PDC)는 다음과 같다. 여기서, 스위칭 주파수(f_s)가 650KHz, 입력최소전압(V_in(min))이 160Vdc, 입력최대전압(V_in(max))이 240Vdc, 최대 펄스위상(maximum pulse width; D_max) = 0.45인 것으로 한다.

전체 전력 손실을 산출하면 다음과 같다. 여기서, 전력변환기의 1차측 코일의 동선저항이 0.4옴, 스위칭 트랜지스터(Q₁)의 온시의 드레인과 소스간의 저항 R_DS(on)이 1.5옴, 정류용 트랜지스터(Q5)의 온시의 드레인과 소스간의 저항 R_DS(on)이 0.02옴, 정류용 다이오드(D8, D9)의 순방향 전압(V_F)가 0.3V로 가정한다.

따라서, 콘버터의 효율은 다음과 같다.

상술한 바와 같은 콘버터의 구성은 고전력용 전력을 요구하는 전원변환장치의 구동회로(드라이브 앰프)로 사용될 수 있으며, 특히 밧데리 충전기, 직류전동기 구동장치 등에 사용되는 각종 인버터나 콘버터 회로에 유용하다. 그리고, 본 발명에 따른 콘버터는 노트북 컴퓨터와 같이 저전압/고전력용 전원공급장치의 구동회로로도 적합하며, 특히 핸드폰 무선전화기, 화상 무선전화기 뿐만 아니라 포터블 라디오나 TV, 컴퓨터 등에 내장형 밧데리 충전기 또는 내장형 무정전 전원장치(UPS) 등의 기초회로로서 널리 응용될 수 있다.

상술한 바와 같이 본 발명에 따른 전원공급기에 의하면, PWM제어회로의 스위칭 주파수 발진부에 공급되는 전원과 이 스위칭 신호를 증폭 및 변환시키는 메인 전력증폭기로 공급되는 전원이 각각 분리 공급되도록 회로를 구성한다면 스위칭 발진부로 인한 발진현상이 출력단으로 전달되지 않으며 아울러 높은 효율을 달성할 수 있는데, 본 발명에서는 상기 두 개의 전원을 분리시키기 않고 공통 전원을 사용하더라도 도면 및 청구범위에 기재된 바에 따라 회로를 구성하면 높은 효율의 전원공급기를 구현할 수 있다.

종래의 SMPS는 그 효율이 65% 내지 75% 수준에 불과하지만, 본 발명에서는 고주파수의 스위칭 모드로 동작시켜 90% 이상의 효율을 나타낼 수 있으며, 특히 에어 콤퓨레샤용 직류 모터에 적용하는 경우 모터의 크기가 축소되고 모터의 토크(회전력)이 증가되어 더욱 전기에너지를 절약할 수 있게 된다.

Claims

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소정의 스위칭신호에 따라 온 또는 오프하는 스위칭부;

입력직류전원과 상기 스위칭부 사이에 1차권선이 연결되어 스위칭부의 온오프에 의하여 1차권선에 공급되는 전원을 단속하여 2차권선에 전력을 공급하는 전력변환부;

상기 스위칭부의 온오프 동작에 따라 상기 전력변환부의 1차권선에 흐르는 전류를 감지하여 이를 제어부로 궤환하는 검출부;

출력직류전원을 궤환받아 이를 기준신호와 비교한 오차신호 및 상기 검출부에서 출력된 감지신호에 따라 상기 스위칭신호를 발생하는 제어부; 및

상기 전력변환부의 2차권선에 연결되어 교류전원을 직류전원으로 변환하여 출력하는 정류부를 포함하며,

상기 검출부는

입력직류전원과 상기 스위칭부 사이에 연결되어, 상기 스위칭부의 온오프에 따라 상기 전력변환부의 1차권선에 흐르는 전력을 1차권선으로 공급받아 이를 소정의 비율로 변환하여 2차권선으로 전력을 공급하는 전류-커플링 변환기와,

상기 전류-커플링 변환기의 2차권선에 유도된 전력으로부터 상기 제어부로 입력되는 감지신호를 생성하는 신호발생부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전원공급기.
제2항에 있어서, 상기 정류부는

상기 전력변환부의 2차권선 양단에 게이트단자 및 소스단자가 각각 연결되며 드레인단자에서 출력단자가 인출되는 트랜지스터; 및

상기 게이트단자 및 소스단자 사이에 상기 전력변환부의 누설 인덕턴스와 게이트 커패시턴스에 의한 링깅 현상을 방지하기 위한 제1 스누버회로 및 드레인단자와 소스단자 사이에 상기 전력변환부의 누설 인덕턴스와 드레인과 소스간의 커패시턴스에 의한 링깅 현상을 방지하기 위한 제2 스누버회로 중 적어도 하나를 구비하는 스누버부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전원공급기.
제2항에 있어서, 상기 정류부는

상기 전력변환부의 2차권선에 정류용 다이오드가 연결되며,

상기 전력변환부의 누설 인덕턴스와 상기 다이오드의 접합 커패시턴스에 의한 링깅 현상을 방지하기 위하여 상기 다이오드의 양단에 또는 상기 전력변환부의 2차권선 양단에 스누버회로가 연결되는 것을 특징으로 하는 전원공급기.
제2항에 있어서,

교류전원을 입력받아 이를 직류전원으로 변환하여 상기 전력변환부로 인가하는 입력정류기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전원공급기.
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