JPH0993917A - 同期整流回路 - Google Patents
同期整流回路Info
- Publication number
- JPH0993917A JPH0993917A JP24720395A JP24720395A JPH0993917A JP H0993917 A JPH0993917 A JP H0993917A JP 24720395 A JP24720395 A JP 24720395A JP 24720395 A JP24720395 A JP 24720395A JP H0993917 A JPH0993917 A JP H0993917A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- synchronous rectification
- choke coil
- flywheel
- side synchronous
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 トランスの二次巻線の誘起電圧に同期してオ
ン，オフして整流を行う同期整流回路に関し、電力損失
を低減して効率を改善する。 【解決手段】 トランスＴ１の一次巻線Ｎ１に接続した
スイッチングトランジスタＱ１と、コンデンサＣ１及び
スイッチングスナバ用トランジスタＱ４とを含むスイッ
チングスナバ回路と、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２に接
続した整流側同期整流トランジスタＱ２と、フライホイ
ール側同期整流トランジスタＱ３と、チョークコイル及
びコンデンサＣ２を含む平滑回路とを備えたフォワード
型コンバータの同期整流回路に於いて、一次巻線Ｎ２１
と二次巻線Ｎ２２とを有するチョークコイルＬ１の二次
巻線Ｎ２２の誘起電圧を、フライホイール側同期整流ト
ランジスタＱ３のゲートに印加するように接続した。
ン，オフして整流を行う同期整流回路に関し、電力損失
を低減して効率を改善する。 【解決手段】 トランスＴ１の一次巻線Ｎ１に接続した
スイッチングトランジスタＱ１と、コンデンサＣ１及び
スイッチングスナバ用トランジスタＱ４とを含むスイッ
チングスナバ回路と、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２に接
続した整流側同期整流トランジスタＱ２と、フライホイ
ール側同期整流トランジスタＱ３と、チョークコイル及
びコンデンサＣ２を含む平滑回路とを備えたフォワード
型コンバータの同期整流回路に於いて、一次巻線Ｎ２１
と二次巻線Ｎ２２とを有するチョークコイルＬ１の二次
巻線Ｎ２２の誘起電圧を、フライホイール側同期整流ト
ランジスタＱ３のゲートに印加するように接続した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、トランスの二次巻
線の誘起電圧に同期してオン，オフして整流を行う同期
整流回路に関する。同期整流回路は、整流側ダイオード
とフライホイール側ダイオードとを、オン抵抗の小さい
電界効果トランジスタ（ＭＯＳ ＦＥＴ）と置換し、ト
ランスの二次巻線の誘起電圧の極性に対応して一方をオ
ン，他方をオフとするものである。従って、ダイオード
を用いる場合に比較して電力損失を低減することができ
る。このような同期整流回路の効率及び特性の改善が要
望されている。
線の誘起電圧に同期してオン，オフして整流を行う同期
整流回路に関する。同期整流回路は、整流側ダイオード
とフライホイール側ダイオードとを、オン抵抗の小さい
電界効果トランジスタ（ＭＯＳ ＦＥＴ）と置換し、ト
ランスの二次巻線の誘起電圧の極性に対応して一方をオ
ン，他方をオフとするものである。従って、ダイオード
を用いる場合に比較して電力損失を低減することができ
る。このような同期整流回路の効率及び特性の改善が要
望されている。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来例の説明図であり、スイッチ
ングスナバ回路を備えたフォワード型コンバータを示
し、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１に直流電源Ｅとスイッ
チングトランジスタＱ１とを接続し、パルス幅制御回路
ＰＷＭによってスイッチングトランジスタＱ１のオン，
オフを制御して、一次巻線Ｎ１に流れる電流をオン，オ
フする。
ングスナバ回路を備えたフォワード型コンバータを示
し、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１に直流電源Ｅとスイッ
チングトランジスタＱ１とを接続し、パルス幅制御回路
ＰＷＭによってスイッチングトランジスタＱ１のオン，
オフを制御して、一次巻線Ｎ１に流れる電流をオン，オ
フする。
【０００３】又スイッチングトランジスタＱ１と並列
に、コンデンサＣ１とスイッチングスナバ用トランジス
タＱ４との直列回路を接続し、このスイッチングスナバ
用トランジスタＱ４のオン，オフを、スイッチングトラ
ンジスタＱ１のオン，オフと逆になるように構成するも
ので、例えば、スイッチングトランジスタＱ１をｎ型Ｆ
ＥＴにより構成し、スイッチングスナバ用トランジスタ
Ｑ４をｐ型ＦＥＴにより構成し、パルス幅制御回路ＰＷ
Ｍからそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して駆動信号をゲー
トＧに加える構成の場合を示している。
に、コンデンサＣ１とスイッチングスナバ用トランジス
タＱ４との直列回路を接続し、このスイッチングスナバ
用トランジスタＱ４のオン，オフを、スイッチングトラ
ンジスタＱ１のオン，オフと逆になるように構成するも
ので、例えば、スイッチングトランジスタＱ１をｎ型Ｆ
ＥＴにより構成し、スイッチングスナバ用トランジスタ
Ｑ４をｐ型ＦＥＴにより構成し、パルス幅制御回路ＰＷ
Ｍからそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して駆動信号をゲー
トＧに加える構成の場合を示している。
【０００４】又トランスＴ１の二次巻線Ｎ２に整流側同
期整流トランジスタＱ２とフライホイール側同期整流ト
ランジスタＱ３と、チョークコイルＬ及びコンデンサＣ
２からなる平滑回路とを接続する。又Ｓはソース、Ｄは
ドレイン、Ｇはゲート、ｄ１〜ｄ４はトランジスタの基
板内のｎ層とｐ層との間に形成された寄生ダイオードを
示す。この場合、スイッチングスナバ用トランジスタＱ
４は、他のトランジスタと導電型が異なるから、寄生ダ
イオードｄ４の極性も反対となっている。
期整流トランジスタＱ２とフライホイール側同期整流ト
ランジスタＱ３と、チョークコイルＬ及びコンデンサＣ
２からなる平滑回路とを接続する。又Ｓはソース、Ｄは
ドレイン、Ｇはゲート、ｄ１〜ｄ４はトランジスタの基
板内のｎ層とｐ層との間に形成された寄生ダイオードを
示す。この場合、スイッチングスナバ用トランジスタＱ
４は、他のトランジスタと導電型が異なるから、寄生ダ
イオードｄ４の極性も反対となっている。
【０００５】パルス幅制御回路ＰＷＭは、整流平滑化さ
れた直流電圧と設定基準電圧とを比較し、誤差電圧に対
応したパルス幅の駆動信号をスイッチングトランジスタ
Ｑ１とスイッチングスナバ用トランジスタＱ４とのゲー
トに加える。この駆動信号がゲートに加えられるスイッ
チングトランジスタＱ１によって、トランスＴ１の一次
巻線Ｎ１に流れる電流の期間を制御する。又スイッチン
グトランジスタＱ１がターンオフとした時に、トランス
Ｔ１の蓄積エネルギによる電流が、スイッチングスナバ
用トランジスタＱ４の寄生ダイオードｄ４を介して、又
はオン状態となった時のスイッチングスナバ用トランジ
スタＱ４を介してコンデンサＣ１に流入し、サージ電圧
を吸収する。このコンデンサＣ１の充電電荷は、オン状
態のスイッチングスナバ用トランジスタＱ４とトランス
Ｔ１の一次巻線Ｎ１とを介して電源Ｅに帰還されること
になる。
れた直流電圧と設定基準電圧とを比較し、誤差電圧に対
応したパルス幅の駆動信号をスイッチングトランジスタ
Ｑ１とスイッチングスナバ用トランジスタＱ４とのゲー
トに加える。この駆動信号がゲートに加えられるスイッ
チングトランジスタＱ１によって、トランスＴ１の一次
巻線Ｎ１に流れる電流の期間を制御する。又スイッチン
グトランジスタＱ１がターンオフとした時に、トランス
Ｔ１の蓄積エネルギによる電流が、スイッチングスナバ
用トランジスタＱ４の寄生ダイオードｄ４を介して、又
はオン状態となった時のスイッチングスナバ用トランジ
スタＱ４を介してコンデンサＣ１に流入し、サージ電圧
を吸収する。このコンデンサＣ１の充電電荷は、オン状
態のスイッチングスナバ用トランジスタＱ４とトランス
Ｔ１の一次巻線Ｎ１とを介して電源Ｅに帰還されること
になる。
【０００６】又スイッチングトランジスタＱ１がオンの
時に発生した二次巻線Ｎ２の誘起電圧により、整流側同
期整流トランジスタＱ２のゲートＧが＋極性、ソースＳ
が−極性となり、整流側同期整流トランジスタＱ２はオ
ンとなる。又フライホイール側トランジスタＱ３のゲー
トＧが−極性、ソースＳが＋極性となり、フライホイー
ル側同期整流トランジスタＱ３はオフとなる。従って、
二次巻線Ｎ２の誘起電圧による電流は、整流側同期整流
トランジスタＱ２とチョークコイルＬとを介してコンデ
ンサＣ２を充電すると共に、出力端子から図示を省略し
た負荷に流れることになる。
時に発生した二次巻線Ｎ２の誘起電圧により、整流側同
期整流トランジスタＱ２のゲートＧが＋極性、ソースＳ
が−極性となり、整流側同期整流トランジスタＱ２はオ
ンとなる。又フライホイール側トランジスタＱ３のゲー
トＧが−極性、ソースＳが＋極性となり、フライホイー
ル側同期整流トランジスタＱ３はオフとなる。従って、
二次巻線Ｎ２の誘起電圧による電流は、整流側同期整流
トランジスタＱ２とチョークコイルＬとを介してコンデ
ンサＣ２を充電すると共に、出力端子から図示を省略し
た負荷に流れることになる。
【０００７】スイッチングトランジスタＱ１がオフとな
ると、前述のように、スイッチングスナバ用トランジス
タＱ４がオンとなり、サージ電圧を吸収したコンデンサ
Ｃ１の充電電荷による電流がトランスＴ１の一次巻線Ｎ
１を介して電源Ｅに帰還されるから、その時の電流によ
ってトランスＴ１の二次巻線Ｎ２に、スイッチングトラ
ンジスタＱ１がオンの時の誘起電圧と逆極性の誘起電圧
が発生し、整流側同期整流トランジスタＱ２のゲートＧ
が−極性、ソースが＋極性となり、整流側同期整流トラ
ンジスタＱ２はオフ、フライホイール側同期整流トラン
ジスタＱ３はオンとなり、チョークコイルＬの蓄積エネ
ルギによる電流が流れる。従って、それぞれオン抵抗の
小さい状態のトランジスタＱ２，Ｑ３を介して電流が流
れるから、電力損失を低減することができる。
ると、前述のように、スイッチングスナバ用トランジス
タＱ４がオンとなり、サージ電圧を吸収したコンデンサ
Ｃ１の充電電荷による電流がトランスＴ１の一次巻線Ｎ
１を介して電源Ｅに帰還されるから、その時の電流によ
ってトランスＴ１の二次巻線Ｎ２に、スイッチングトラ
ンジスタＱ１がオンの時の誘起電圧と逆極性の誘起電圧
が発生し、整流側同期整流トランジスタＱ２のゲートＧ
が−極性、ソースが＋極性となり、整流側同期整流トラ
ンジスタＱ２はオフ、フライホイール側同期整流トラン
ジスタＱ３はオンとなり、チョークコイルＬの蓄積エネ
ルギによる電流が流れる。従って、それぞれオン抵抗の
小さい状態のトランジスタＱ２，Ｑ３を介して電流が流
れるから、電力損失を低減することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】スイッチングスナバ用
トランジスタＱ４とコンデンサＣ２とを含むスイッチン
グスナバ回路を接続したフォワード型コンバータに於い
ては、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１に印加される電圧は
正負極性の矩形波に近似したものとなる。そして、無負
荷時や軽負荷時に於いては、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のオフ期間が長くなり、それに対応してフライホイ
ール側同期整流トランジスタＱ３のオン期間が長くな
る。その場合、フライホイール電流が流れる期間も長く
なり、このフライホイール電流が零となった後に、コン
デンサＣ２の端子電圧によってチョークコイルＬとフラ
イホイール側同期整流トランジスタＱ３とを介して逆方
向に電流が流れることになり、従って、電力損失が増大
する問題がある。本発明は、前述の問題点を解決し、電
力損失を低減して効率を向上することを目的とする。
トランジスタＱ４とコンデンサＣ２とを含むスイッチン
グスナバ回路を接続したフォワード型コンバータに於い
ては、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１に印加される電圧は
正負極性の矩形波に近似したものとなる。そして、無負
荷時や軽負荷時に於いては、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のオフ期間が長くなり、それに対応してフライホイ
ール側同期整流トランジスタＱ３のオン期間が長くな
る。その場合、フライホイール電流が流れる期間も長く
なり、このフライホイール電流が零となった後に、コン
デンサＣ２の端子電圧によってチョークコイルＬとフラ
イホイール側同期整流トランジスタＱ３とを介して逆方
向に電流が流れることになり、従って、電力損失が増大
する問題がある。本発明は、前述の問題点を解決し、電
力損失を低減して効率を向上することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】トランスＴ１の一次巻線
Ｎ１に接続したスイッチングトランジスタＱ１と、この
スイッチングトランジスタＱ１に並列に接続したコンデ
ンサＣ１とスイッチングスナバ用トランジスタＱ４との
直列回路と、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２に、この二次
巻線Ｎ２の誘起電圧によって一方がオンの時他方がオフ
となるように接続した整流側同期整流トランジスタＱ２
とフライホイール側同期整流トランジスタＱ３と、整流
出力を平滑化するチョークコイルとコンデンサＣ２とを
含む平滑回路とを備えたフォワード型コンバータの同期
整流回路に於いて、チョークコイルＬ１に二次巻線Ｎ２
２を設け、この二次巻線Ｎ２２の誘起電圧をフライホイ
ール側同期整流トランジスタＱ３のゲートＧに印加する
ように接続している。
Ｎ１に接続したスイッチングトランジスタＱ１と、この
スイッチングトランジスタＱ１に並列に接続したコンデ
ンサＣ１とスイッチングスナバ用トランジスタＱ４との
直列回路と、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２に、この二次
巻線Ｎ２の誘起電圧によって一方がオンの時他方がオフ
となるように接続した整流側同期整流トランジスタＱ２
とフライホイール側同期整流トランジスタＱ３と、整流
出力を平滑化するチョークコイルとコンデンサＣ２とを
含む平滑回路とを備えたフォワード型コンバータの同期
整流回路に於いて、チョークコイルＬ１に二次巻線Ｎ２
２を設け、この二次巻線Ｎ２２の誘起電圧をフライホイ
ール側同期整流トランジスタＱ３のゲートＧに印加する
ように接続している。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施例の説明図で
あり、Ｔ１とトランス、Ｎ１は一次巻線、Ｎ２は二次巻
線、Ｅは電源、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｑ２
は整流側同期整流トランジスタ、Ｑ３はフライホイール
側同期整流トランジスタ、Ｑ４はスイッチングスナバ用
トランジスタ、Ｇはゲート、Ｓはソース、Ｄはドレイ
ン、ｄ１〜ｄ４は寄生ダイオード、ＰＷＭはパルス幅制
御回路、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ、
Ｌ１はチョークコイル、Ｎ２１は一次巻線、Ｎ２２は二
次巻線を示す。
あり、Ｔ１とトランス、Ｎ１は一次巻線、Ｎ２は二次巻
線、Ｅは電源、Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｑ２
は整流側同期整流トランジスタ、Ｑ３はフライホイール
側同期整流トランジスタ、Ｑ４はスイッチングスナバ用
トランジスタ、Ｇはゲート、Ｓはソース、Ｄはドレイ
ン、ｄ１〜ｄ４は寄生ダイオード、ＰＷＭはパルス幅制
御回路、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ、
Ｌ１はチョークコイル、Ｎ２１は一次巻線、Ｎ２２は二
次巻線を示す。
【００１１】トランスＴ１の一次側の接続構成は、図３
に示す従来例と同様であり、重複する説明は省略する。
又トランスＴ１の二次側のチョークコイルＬ１は、一次
巻線Ｎ２１と二次巻線Ｎ２２とを有する構成とし、この
二次巻線Ｎ２２の一方の端子をフライホイール側同期整
流トランジスタＱ３のゲートＧに接続し、他方の端子を
ソースＳに接続する。
に示す従来例と同様であり、重複する説明は省略する。
又トランスＴ１の二次側のチョークコイルＬ１は、一次
巻線Ｎ２１と二次巻線Ｎ２２とを有する構成とし、この
二次巻線Ｎ２２の一方の端子をフライホイール側同期整
流トランジスタＱ３のゲートＧに接続し、他方の端子を
ソースＳに接続する。
【００１２】又トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の一方の端
子を、整流側同期整流トランジスタＱ２のゲートＧと、
フライホイール側同期整流トランジスタＱ３のドレイン
Ｄと、チョークコイルＬ１の一次巻線Ｎ２１とに接続
し、他方の端子を整流側同期整流トランジスタＱ２のド
レインＤに接続し、この整流側同期整流トランジスタＱ
２のソースＳとフライホイール側同期整流トランジスタ
Ｑ３のソースＳとを接続する。
子を、整流側同期整流トランジスタＱ２のゲートＧと、
フライホイール側同期整流トランジスタＱ３のドレイン
Ｄと、チョークコイルＬ１の一次巻線Ｎ２１とに接続
し、他方の端子を整流側同期整流トランジスタＱ２のド
レインＤに接続し、この整流側同期整流トランジスタＱ
２のソースＳとフライホイール側同期整流トランジスタ
Ｑ３のソースＳとを接続する。
【００１３】パルス幅制御回路ＰＷＭによってスイッチ
ングトランジスタＱ１がオン，スイッチングスナバ用ト
ランジスタＱ４がオフに制御された時、トランスＴ１の
二次巻線Ｎ２の誘起電圧により、整流側同期整流トラン
ジスタＱ２はオンとなり、チョークコイルＬ１の一次巻
線Ｎ２１を介してコンデンサＣ２の充電及び負荷電流の
供給が行われる。その時、チョークコイルＬ１の二次巻
線Ｎ２２の誘起電圧によって、フライホイール側同期整
流トランジスタＱ３はオフとなる。
ングトランジスタＱ１がオン，スイッチングスナバ用ト
ランジスタＱ４がオフに制御された時、トランスＴ１の
二次巻線Ｎ２の誘起電圧により、整流側同期整流トラン
ジスタＱ２はオンとなり、チョークコイルＬ１の一次巻
線Ｎ２１を介してコンデンサＣ２の充電及び負荷電流の
供給が行われる。その時、チョークコイルＬ１の二次巻
線Ｎ２２の誘起電圧によって、フライホイール側同期整
流トランジスタＱ３はオフとなる。
【００１４】次にスイッチングトランジスタＱ１がオ
フ、スイッチングスナバ用トランジスタＱ４がオンに制
御された時、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の誘起電圧に
より、整流側同期整流トランジスタＱ２はオフとなる。
その時、チョークコイルＬ１の蓄積エネルギによる電流
が、フライホイール側同期整流トランジスタＱ３の寄生
ダイオードｄ３を介して流れ、次第に減少する。従っ
て、チョークコイルＬ１の二次巻線Ｎ２２の誘起電圧の
極性が反転し、フライホイール側同期整流トランジスタ
Ｑ３はオンとなり、低抵抗のフライホイール側同期整流
トランジスタＱ３を介してフライホイール電流が流れる
から、電力損失を低減することができる。
フ、スイッチングスナバ用トランジスタＱ４がオンに制
御された時、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の誘起電圧に
より、整流側同期整流トランジスタＱ２はオフとなる。
その時、チョークコイルＬ１の蓄積エネルギによる電流
が、フライホイール側同期整流トランジスタＱ３の寄生
ダイオードｄ３を介して流れ、次第に減少する。従っ
て、チョークコイルＬ１の二次巻線Ｎ２２の誘起電圧の
極性が反転し、フライホイール側同期整流トランジスタ
Ｑ３はオンとなり、低抵抗のフライホイール側同期整流
トランジスタＱ３を介してフライホイール電流が流れる
から、電力損失を低減することができる。
【００１５】このフライホイール電流が零となると、チ
ョークコイルＬ１の二次巻線Ｎ２２の誘起電圧も零とな
り、フライホイール側同期整流トランジスタＱ３はオフ
となる。即ち、スイッチングトランジスタＱ１のオフ期
間が長くなる無負荷時や軽負荷時に於いて、チョークコ
イルＬ１の蓄積エネルギによるフライホイール電流が零
となった後は、フライホイール側同期整流トランジスタ
Ｑ３をオフとすることができるから、コンデンサＣ２の
端子電圧によるチョークコイルＬ１の一次巻線Ｎ２１と
フライホイール側同期整流トランジスタＱ３とを介した
逆方向の電流を阻止することができる。
ョークコイルＬ１の二次巻線Ｎ２２の誘起電圧も零とな
り、フライホイール側同期整流トランジスタＱ３はオフ
となる。即ち、スイッチングトランジスタＱ１のオフ期
間が長くなる無負荷時や軽負荷時に於いて、チョークコ
イルＬ１の蓄積エネルギによるフライホイール電流が零
となった後は、フライホイール側同期整流トランジスタ
Ｑ３をオフとすることができるから、コンデンサＣ２の
端子電圧によるチョークコイルＬ１の一次巻線Ｎ２１と
フライホイール側同期整流トランジスタＱ３とを介した
逆方向の電流を阻止することができる。
【００１６】図２は本発明の実施例の動作説明図であ
り、（ａ）はトランスＴ１の一次巻線Ｎ１の電圧、
（ｂ）は従来例のチョークコイルの電圧、（ｃ）は従来
例のチョークコイルの電流、（ｄ）は本発明の実施例の
チョークコイルＬ１の電圧、（ｅ）は本発明の実施例の
チョークコイルＬ１の電流を示す。
り、（ａ）はトランスＴ１の一次巻線Ｎ１の電圧、
（ｂ）は従来例のチョークコイルの電圧、（ｃ）は従来
例のチョークコイルの電流、（ｄ）は本発明の実施例の
チョークコイルＬ１の電圧、（ｅ）は本発明の実施例の
チョークコイルＬ１の電流を示す。
【００１７】従来例に於いて、無負荷時や軽負荷時に
は、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間Ｔｏｎが
短く、オフ期間Ｔｏｆｆが長くなる。そして、スイッチ
ングトランジスタＱ１のオン期間Ｔｏｎに於けるトラン
スＴ１の二次巻線Ｎ２の誘起電圧によって、整流側同期
整流トランジスタＱ２がオンとなり、その誘起電圧は平
滑回路に加えられる。又スイッチングトランジスタＱ１
のオフ期間Ｔｏｆｆに於いては、チョークコイルの蓄積
エネルギによる転流電流がフライホイール側同期整流ト
ランジスタＱ３を介して流れる。
は、スイッチングトランジスタＱ１のオン期間Ｔｏｎが
短く、オフ期間Ｔｏｆｆが長くなる。そして、スイッチ
ングトランジスタＱ１のオン期間Ｔｏｎに於けるトラン
スＴ１の二次巻線Ｎ２の誘起電圧によって、整流側同期
整流トランジスタＱ２がオンとなり、その誘起電圧は平
滑回路に加えられる。又スイッチングトランジスタＱ１
のオフ期間Ｔｏｆｆに於いては、チョークコイルの蓄積
エネルギによる転流電流がフライホイール側同期整流ト
ランジスタＱ３を介して流れる。
【００１８】従って、チョークコイルの電圧は（ｂ）に
示すように変化する。又スイッチングトランジスタＱ１
がオフの期間Ｔｏｆｆ中、継続してフライホイール側同
期整流トランジスタＱ３をオンとすると、無負荷時や軽
負荷時の転流電流は短時間で終了するものであるから、
その後は、コンデンサＣ２の充電電荷による電流がチョ
ークコイルとフライホイール側同期整流トランジスタＱ
３とを介して流れることになる。即ち、（ｃ）に示すよ
うに、チョークコイルに流れる電流は方向が反転するこ
とになる。
示すように変化する。又スイッチングトランジスタＱ１
がオフの期間Ｔｏｆｆ中、継続してフライホイール側同
期整流トランジスタＱ３をオンとすると、無負荷時や軽
負荷時の転流電流は短時間で終了するものであるから、
その後は、コンデンサＣ２の充電電荷による電流がチョ
ークコイルとフライホイール側同期整流トランジスタＱ
３とを介して流れることになる。即ち、（ｃ）に示すよ
うに、チョークコイルに流れる電流は方向が反転するこ
とになる。
【００１９】しかし、チョークコイルＬ１の二次巻線Ｎ
２２をフライホイール側同期整流トランジスタＱ３のゲ
ートＧとソースＳとの間に接続したことにより、フライ
ホイール側同期整流トランジスタＱ３を、転流電流の終
了によりオフとするものである。即ち、チョークコイル
Ｌ１の一次巻線Ｎ２１に流れる電流は、（ｅ）に示すよ
うに変化する。その電流は、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のオン期間Ｔｏｎに於いては増加する傾向を示し、
チョークコイルＬ１の二次巻線Ｎ２２の誘起電圧は、フ
ライホイール側同期整流トランジスタＱ３をオフとする
極性となり、又スイッチングトランジスタＱ１のオフ期
間Ｔｏｆｆに於いては、チョークコイルＬ１の一次巻線
Ｎ２１に流れる電流は減少する傾向を示し、その二次巻
線Ｎ２２の誘起電圧はフライホイール側同期整流トラン
ジスタＱ３をオンとする極性となる。
２２をフライホイール側同期整流トランジスタＱ３のゲ
ートＧとソースＳとの間に接続したことにより、フライ
ホイール側同期整流トランジスタＱ３を、転流電流の終
了によりオフとするものである。即ち、チョークコイル
Ｌ１の一次巻線Ｎ２１に流れる電流は、（ｅ）に示すよ
うに変化する。その電流は、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のオン期間Ｔｏｎに於いては増加する傾向を示し、
チョークコイルＬ１の二次巻線Ｎ２２の誘起電圧は、フ
ライホイール側同期整流トランジスタＱ３をオフとする
極性となり、又スイッチングトランジスタＱ１のオフ期
間Ｔｏｆｆに於いては、チョークコイルＬ１の一次巻線
Ｎ２１に流れる電流は減少する傾向を示し、その二次巻
線Ｎ２２の誘起電圧はフライホイール側同期整流トラン
ジスタＱ３をオンとする極性となる。
【００２０】従って、チョークコイルＬ１の転流電流
は、オン状態のフライホイール側同期整流トランジスタ
Ｑ３を介して流れる。この転流電流が零となると、チョ
ークコイルＬ１の二次巻線Ｎ２２の誘起電圧は零とな
り、それによって、フライホイール側同期整流トランジ
スタＱ３はオフとなるから、コンデンサＣからチョーク
コイルＬ１の一次巻線Ｎ２１を介して流れる電流は阻止
される。
は、オン状態のフライホイール側同期整流トランジスタ
Ｑ３を介して流れる。この転流電流が零となると、チョ
ークコイルＬ１の二次巻線Ｎ２２の誘起電圧は零とな
り、それによって、フライホイール側同期整流トランジ
スタＱ３はオフとなるから、コンデンサＣからチョーク
コイルＬ１の一次巻線Ｎ２１を介して流れる電流は阻止
される。
【００２１】前述のように、フライホイール側同期整流
トランジスタＱ３を整流側同期整流トランジスタＱ２が
オフの期間にオンとして、転流電流を低オン抵抗のフラ
イホイール側同期整流トランジスタＱ３を介して流し、
この転流電流が零となった時は、フライホイール側同期
整流トランジスタＱ３をオフとして、チョークコイルＬ
１に逆流する電流を阻止する。従って、無負荷時や軽負
荷時の整流効率の低下を阻止することができる。
トランジスタＱ３を整流側同期整流トランジスタＱ２が
オフの期間にオンとして、転流電流を低オン抵抗のフラ
イホイール側同期整流トランジスタＱ３を介して流し、
この転流電流が零となった時は、フライホイール側同期
整流トランジスタＱ３をオフとして、チョークコイルＬ
１に逆流する電流を阻止する。従って、無負荷時や軽負
荷時の整流効率の低下を阻止することができる。
【００２２】又定格負荷状態の場合には、スイッチング
トランジスタＱ１のオン期間Ｔｏｎが長くなり、チョー
クコイルＬ１の一次巻線Ｎ２１に流れる電流が大きくな
るから、スイッチングトランジスタＱ１のオフ期間Ｔｏ
ｆｆに於ける転流電流が流れる期間が短くなり、フライ
ホイール側同期整流トランジスタＱ３は、転流電流が流
れる期間はオン状態を継続し、低オン抵抗のフライホイ
ール側同期整流トランジスタＱ３を介して転流電流が流
れることにより、電力損失を低減することができる。
トランジスタＱ１のオン期間Ｔｏｎが長くなり、チョー
クコイルＬ１の一次巻線Ｎ２１に流れる電流が大きくな
るから、スイッチングトランジスタＱ１のオフ期間Ｔｏ
ｆｆに於ける転流電流が流れる期間が短くなり、フライ
ホイール側同期整流トランジスタＱ３は、転流電流が流
れる期間はオン状態を継続し、低オン抵抗のフライホイ
ール側同期整流トランジスタＱ３を介して転流電流が流
れることにより、電力損失を低減することができる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、フォワ
ード型コンバータの同期整流回路に於いて、チョークコ
イルＬ１の二次巻線Ｎ２２の誘起電圧をフライホイール
側同期整流トランジスタＱ３のゲートに加えることによ
り、転流電流が流れる期間のみフライホイール側同期整
流トランジスタＱ３をオンとし、無負荷時や軽負荷時に
於けるコンデンサＣによるチョークコイルＬ１の逆電流
を阻止して、整流効率の低下を回避することができる。
ード型コンバータの同期整流回路に於いて、チョークコ
イルＬ１の二次巻線Ｎ２２の誘起電圧をフライホイール
側同期整流トランジスタＱ３のゲートに加えることによ
り、転流電流が流れる期間のみフライホイール側同期整
流トランジスタＱ３をオンとし、無負荷時や軽負荷時に
於けるコンデンサＣによるチョークコイルＬ１の逆電流
を阻止して、整流効率の低下を回避することができる。
【図１】本発明の実施例の説明図である。
【図２】本発明の実施例の動作説明図である。
【図３】従来例の説明図である。
Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｑ２ 整流側同期整流トランジスタ Ｑ３ フライホイール側同期整流トランジスタ Ｑ４ スイッチングスナバ用トランジスタ ＰＷＭ パルス幅制御回路 Ｔ１ トランス Ｎ１ 一次巻線 Ｎ２ 二次巻線 Ｒ１，Ｒ２ 抵抗 Ｌ１ チョークコイル Ｎ２１ 一次巻線 Ｎ２２ 二次巻線 Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】 トランスの一次巻線に接続したスイッチ
ングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに並
列に接続したコンデンサとスイッチングスナバ用トラン
ジスタとの直列回路と、前記トランスの二次巻線に、該
二次巻線の誘起電圧によって一方がオンの時他方がオフ
となるように接続した整流側同期整流トランジスタとフ
ライホイール側同期整流トランジスタと、整流出力を平
滑化するチョークコイルと、コンデンサとを含む平滑回
路とを備えたフォワード型コンバータの同期整流回路に
於いて、 前記チョークコイルに二次巻線を設け、該二次巻線の誘
起電圧を前記フライホイール側同期整流トランジスタの
ゲートに印加するように接続したことを特徴とする同期
整流回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24720395A JPH0993917A (ja) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | 同期整流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24720395A JPH0993917A (ja) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | 同期整流回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0993917A true JPH0993917A (ja) | 1997-04-04 |
Family
ID=17159990
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24720395A Pending JPH0993917A (ja) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | 同期整流回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0993917A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002021670A1 (en) * | 2000-09-08 | 2002-03-14 | Park Joon Ho | Switching mode power supply with high efficiency |
| JP2005176599A (ja) * | 2005-01-12 | 2005-06-30 | Masakazu Ushijima | 電流共振型インバータ回路 |
| WO2013174152A1 (zh) * | 2012-05-23 | 2013-11-28 | 华为技术有限公司 | 同步整流装置及同步整流电源 |
| US9143042B2 (en) | 1997-01-24 | 2015-09-22 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| JP2015186363A (ja) * | 2014-03-25 | 2015-10-22 | サンケン電気株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
-
1995
- 1995-09-26 JP JP24720395A patent/JPH0993917A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9143042B2 (en) | 1997-01-24 | 2015-09-22 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| WO2002021670A1 (en) * | 2000-09-08 | 2002-03-14 | Park Joon Ho | Switching mode power supply with high efficiency |
| JP2005176599A (ja) * | 2005-01-12 | 2005-06-30 | Masakazu Ushijima | 電流共振型インバータ回路 |
| WO2013174152A1 (zh) * | 2012-05-23 | 2013-11-28 | 华为技术有限公司 | 同步整流装置及同步整流电源 |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US10594223B1 (en) | 2013-07-02 | 2020-03-17 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US11075583B1 (en) | 2013-07-02 | 2021-07-27 | Vicor Corporation | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US11705820B2 (en) | 2013-07-02 | 2023-07-18 | Vicor Corporation | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| JP2015186363A (ja) * | 2014-03-25 | 2015-10-22 | サンケン電気株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5726869A (en) | Synchronous rectifier type DC-to-DC converter in which a saturable inductive device is connected in series with a secondary-side switching device | |
| JP4515683B2 (ja) | 同期整流の外部駆動方式 | |
| EP1055280B1 (en) | Self-drive synchronous rectification scheme | |
| EP0944161B1 (en) | Current-resonant switching power supply | |
| US6181578B1 (en) | Synchronous rectifier drive mechanism for resonant reset forward converters | |
| JPH0993917A (ja) | 同期整流回路 | |
| JPH07298610A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3259128B2 (ja) | 同期整流回路 | |
| JPH0698540A (ja) | 同期整流回路 | |
| JPH1118426A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2882472B2 (ja) | パワー絶縁ゲート形ｆｅｔを用いた電源回路 | |
| JP6485366B2 (ja) | 位相シフト方式フルブリッジ型電源回路 | |
| JPH09172775A (ja) | 同期整流駆動回路 | |
| JPH0125314B2 (ja) | ||
| JP3448130B2 (ja) | 同期整流回路 | |
| JP3593643B2 (ja) | 同期整流回路のｆｅｔ駆動方式 | |
| JPH0412665A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2999905B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3164201B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH08205533A (ja) | 整流回路 | |
| JP2605387Y2 (ja) | 昇圧コンバータのスナバ回路 | |
| JPH114578A (ja) | 電圧変換装置 | |
| JPH04308461A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH09271167A (ja) | 同期整流回路 | |
| JPH05268762A (ja) | 昇圧型アクティブフィルタ回路 |