CN118282217B - 不对称半桥反激变换器及其控制电路、控制方法 - Google Patents
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Abstract
本申请提供了一种不对称半桥反激变换器及其控制电路、控制方法，该控制电路包括：高侧驱动电路和低侧驱动电路，其中，低侧驱动电路在检测到低侧开关管的导通时长达到预设的导通时间阈值，且负向谐振电流小于预设的电流阈值时才控制低侧开关管关断，且在不对称半桥反激变换器的稳态阶段，导通时间阈值等于，Tr表示不对称半桥反激变换器的谐振周期，a在1/2附近取值。本申请通过上述设置使得低侧开关管关断时刻谐振电流较小，实现了对高侧开关管和低侧开关管的保护，同时也能够保证系统原边向副边传递能量的时间，改善了输出电压较小时系统输出增益不足的问题。
Description
技术领域
本申请涉及开关电源技术领域，具体涉及一种不对称半桥反激变换器及其控制电路、控制方法。
背景技术
不对称半桥(asymmetrical half-bridge，AHB)反激式变换器（简称为：AHB反激变换器）是一种新型的软开关变换器，其作为开关电源的一种，通常被应用于隔离型的直流转直流领域。在实际应用中，通过调节AHB反激变换器的半桥结构中的高侧开关管的导通时长和低侧开关管的导通时长，不仅可以实现对输出电压的调整，而且可以使低侧开关管和高侧开关管实现软开关(即零电压开关，Zero Voltage Switch，ZVS)功能，从而提高AHB反激变换器的电能转换效率。
目前的AHB反激变换器多采用定频调占空比的控制方案，根据AHB反激变换器的输入输出电压关系，随着AHB反激变换器的输入电压Vin的变化，其控制信号的占空比也会随之变化，这使得在占空比较大时，AHB反激变换器的低侧开关管的导通时间和系统发生谐振的时间较小，从而容易出现谐振电流的负向电流值（即负向电流的绝对值）较大、系统增益较低等问题，严重影响系统的输出质量和使用寿命。
发明内容
为了解决上述技术问题，本申请提供了一种不对称半桥反激变换器及其控制电路、控制方法，限定了低侧开关管在每个控制周期中的最小导通时长，使得低侧开关管关断时刻谐振电流较小，同时也确保了系统原边向副边传递能量的时间不会随输出电压的变化而减小，改善了系统输出增益不足的问题。
根据本申请第一方面，提供了一种不对称半桥反激变换器的控制电路，包括：
高侧驱动电路，产生高侧驱动信号至所述不对称半桥反激变换器中的高侧开关管，控制所述高侧开关管的导通与关断；
低侧驱动电路，用于产生低侧驱动信号至所述不对称半桥反激变换器中的低侧开关管，控制所述低侧开关管的导通与关断，
其中，所述低侧驱动电路被配置为在所述低侧开关管导通期间检测所述低侧开关管的导通时长以及谐振电流的大小，并在检测到所述低侧开关管的导通时长达到预设的导通时间阈值，且负向谐振电流小于预设的电流阈值时才控制所述低侧开关管关断；
在所述不对称半桥反激变换器的稳态阶段，所述导通时间阈值等于，Tr表示所述不对称半桥反激变换器的谐振周期，a表示比例系数，且a在1/2附近取值。
可选地，在所述不对称半桥反激变换器的启动阶段，所述导通时间阈值被配置为：所述低侧开关管导通时长对应的伏秒大于所述高侧开关管导通时长对应的伏秒。
可选地，在所述不对称半桥反激变换器的启动阶段，所述导通时间阈值被配置为随着所述不对称半桥反激变换器的启动而从第一时间阈值减小至第二时间阈值，并在启动完成后的所述稳态阶段维持在所述第二时间阈值，所述第二时间阈值表征的所述导通时间阈值等于。
可选地，所述低侧驱动电路基于计时器来检测所述低侧开关管的导通时长。
可选地，所述低侧驱动电路基于预设的充电电流对所述低侧开关管的导通时长进行积分得到积分信号，并在积分信号达到预设的积分阈值时判定检测到所述低侧开关管的导通时长达到所述导通时间阈值。
可选地，所述积分阈值被配置为随着所述不对称半桥反激变换器的启动而从第一电压阈值减小至第二电压阈值，并在启动完成后维持在所述第二电压阈值，所述第二电压阈值表征的所述导通时间阈值等于。
可选地，在所述不对称半桥反激变换器的启动阶段，所述低侧开关管导通时长对应的伏秒设置为与所述稳态阶段下所述低侧开关管导通时长对应的伏秒值相等。
可选地，所述低侧驱动电路基于预设的参考电压对所述低侧开关管的导通时长进行伏秒积分到积分信号，并在积分信号达到预设的积分阈值时判定检测到所述低侧开关管的导通时长达到所述导通时间阈值。
可选地， 所述参考电压被配置为随着所述不对称半桥反激变换器的启动而从第四电压阈值增大至第五电压阈值，并在启动完成后维持在所述第五电压阈值；所述第五电压阈值可以表征所述不对称半桥反激变换器的输出电压的大小。
可选地，所述低侧驱动电路包括：
计时器，在所述低侧开关管导通时开始计时，并在计时值达到所述导通时间阈值时输出有效的第一触发信号；
比较器，在所述低侧开关管导通期间比较所述谐振电流和所述电流阈值，并在所述负向谐振电流小于所述电流阈值时输出有效的第二触发信号；
与门逻辑电路，第一输入端与所述计时器的输出端连接，第二输入端与所述比较器的输出端连接，用于在所述第一触发信号和所述第二触发信号均有效时生成低侧关断触发信号；
第一驱动器，第一输入端与所述与门逻辑电路的输出端连接，用于在接收到所述低侧关断触发信号时生成无效的低侧驱动信号，以控制关断所述低侧开关管。
可选地，所述低侧驱动电路包括：
积分电路，接收所述充电电流，并基于所述充电电流而在所述低侧开关管导通时开始对所述低侧开关管的导通时长进行积分，并生成所述积分信号；
第一比较器，第一输入端接收所述积分信号，第二输入端接收所述积分阈值，所述第一比较器用于比较所述积分信号和所述积分阈值，并在所述积分信号达到所述积分阈值时输出有效的第一触发信号；
第二比较器，在所述低侧开关管导通期间比较所述谐振电流和所述电流阈值，并在所述负向谐振电流小于所述电流阈值时输出有效的第二触发信号；
与门逻辑电路，第一输入端与所述第一比较器的输出端连接，第二输入端与所述第二比较器的输出端连接，用于在所述第一触发信号和所述第二触发信号均有效时生成低侧关断触发信号；
第一驱动器，第一输入端与所述与门逻辑电路的输出端连接，用于在接收到所述低侧关断触发信号时生成无效的低侧驱动信号，以控制关断所述低侧开关管。
可选地，所述低侧驱动电路包括：
电压电流转换器，用于将所述参考电压转换成相应的参考电流并输出；
积分电路，接收所述参考电流，并基于所述参考电流而在所述低侧开关管导通时开始对所述低侧开关管的导通时长进行积分，生成所述积分信号；
第一比较器，第一输入端接收所述积分信号，第二输入端接收所述积分阈值，所述第一比较器用于比较所述积分信号和所述积分阈值，并在所述积分信号达到所述积分阈值时输出有效的第一触发信号；
第二比较器，在所述低侧开关管导通期间比较所述谐振电流和所述电流阈值，并在所述负向谐振电流小于所述电流阈值时输出有效的第二触发信号；
与门逻辑电路，第一输入端与所述第一比较器的输出端连接，第二输入端与所述第二比较器的输出端连接，用于在所述第一触发信号和所述第二触发信号均有效时生成低侧关断触发信号；
第一驱动器，第一输入端与所述与门逻辑电路的输出端连接，用于在接收到所述低侧关断触发信号时生成无效的低侧驱动信号，以控制关断所述低侧开关管。
可选地，所述积分电路包括：
积分电容，具有第一端和接地的第二端；
电流输入端，接收电流信号；
第一开关，连接于所述电流输入端和所述第一端之间，受控于所述低侧驱动信号而在导通期间将所述电流输入端接收的电流信号传递至所述积分电容的第一端，以进行积分；
第二开关，连接于所述第一端和所述第二端之间，受控于所述高侧驱动信号而在导通期间对所述积分电容两端的电压进行复位。
可选地，所述高侧驱动电路被配置为：
根据表征输出电压的反馈信号和参考电压获得表征峰值电流阈值的误差放大信号，以及，采样流经所述高侧开关管的高侧电流信号，并在所述高侧电流信号升高至所述峰值电流阈值时关断所述高侧开关管。
可选地，如上文任一项所述的控制电路，用于分别向高侧开关管和低侧开关管提供高侧驱动信号和低侧驱动信号，以分别控制所述高侧开关管和所述低侧开关管的导通与关断。
本发明还提供了一种不对称半桥反激变换器的控制方法，包括：
在高侧开关管关断后延迟第一死区时间控制低侧开关管导通；
在所述低侧开关管导通期间，检测所述低侧开关管的导通时长以及谐振电流的大小，并在检测到所述低侧开关管的导通时长达到预设的导通时间阈值，且负向谐振电流小于预设的电流阈值时控制所述低侧开关管关断；
在所述低侧开关管关断后延迟第二死区时间控制所述高侧开关管导通，
其中，在所述不对称半桥反激变换器的稳态阶段，所述导通时间阈值等于，Tr表示所述不对称半桥反激变换器的谐振周期，a表示比例系数，且a在1/2附近取值。
可选地，在所述不对称半桥反激变换器的启动阶段，所述导通时间阈值被配置为：所述低侧开关管导通时长对应的伏秒大于所述高侧开关管导通时长对应的伏秒。
可选地，在所述不对称半桥反激变换器的启动阶段，所述导通时间阈值被配置为随着所述不对称半桥反激变换器的启动而从第一时间阈值减小至第二时间阈值，并在启动完成后的所述稳态阶段维持在所述第二时间阈值，所述第二时间阈值表征的所述导通时间阈值等于。
可选地，在所述不对称半桥反激变换器的启动阶段，所述低侧开关管导通时长对应的伏秒设置为与所述稳态阶段下所述低侧开关管导通时长对应的伏秒值相等。
可选地，在高侧开关管导通期间，采样流经所述高侧开关管的高侧电流信号，并在所述高侧电流信号升高至峰值电流阈值时控制所述高侧开关管关断。
本申请的有益效果至少包括：
本申请实施例改进了对不对称半桥反激变换器（本文中也称为不对称半桥反激变换器系统，或简称为系统）中的低侧开关管的控制方式，设置低侧开关管的导通时长在不对称半桥反激变换器的1/2谐振周期附近，且低侧开关管导通期间的负向谐振电流小于预设的电流阈值时才控制低侧开关管关断，相较于相关技术中的定频控制方式，本申请实施例所公开的方案相当于限定了低侧开关管的最小导通时长，能够使得低侧开关管关断时的谐振电流不会太大，避免了大电流对高侧开关管和低侧开关管的损坏，实现了对高侧开关管和低侧开关管的保护。由于流过开关管的电流不会太大，可以在开关管集成到芯片内部的AHB拓扑结构中进行应用。此外，不论系统的输入电压如何变化，该控制方式都能够确保系统在每个控制周期中都具有足够的时间来进行原边与副边间的能量传输，即能够使得低侧开关管在一个控制周期中的最小导通时间不随系统的输入电压的变化而变化，保证了系统原边向副边传递能量的时间，改善了系统输出增益不足的问题。
进一步地，在启动过程中，本申请通过设置低侧开关管导通时长对应的伏秒大于高侧开关管导通时长对应的伏秒，避免了启动过程中变压器的磁饱和，提升了系统的可靠性。
应当说明的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本申请。
附图说明
图1示出一种不对称半桥反激变换器的电路示意图；
图2示出图1所示的不对称半桥反激变换器的信号波形示意图；
图3示出图1所示的不对称半桥反激变换器在占空比较大时的信号波形示意图；
图4示出根据本申请实施例提供的不对称半桥反激变换器的电路示意图；
图5示出图4中高侧驱动电路的实施示意图；
图6示出图4中低侧驱动电路的一种实施示意图；
图7示出图4中低侧驱动电路的另一种实施示意图；
图8示出图4中低侧驱动电路的又一种实施示意图；
图9示出图7和图8中积分电路的实施示意图；
图10示出图7所示的低侧驱动电路在启动阶段的波形示意图；
图11示出图8所示的低侧驱动电路在启动阶段的波形示意图；
图12示出根据本申请实施例提供的不对称半桥反激变换器的控制方法的流程示意图。
具体实施方式
为了便于理解本申请，下面将参照相关附图对本申请进行更全面的描述。附图中给出了本申请的较佳实施例。但是，本申请可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本申请的公开内容的理解更加透彻全面。
在本说明书中描述的参考“一个实施例”或“一些实施例”等意味着在本申请的一个或多个实施例中包括结合该实施例描述的特定特征、结构或特点。由此，在本说明书中的不同之处出现的语句“在一个实施例中”、“在一些实施例中”、“在其他一些实施例中”、“在另外一些实施例中”等不是必然都参考相同的实施例，而是意味着“一个或多个但不是所有的实施例”，除非是以其他方式另外特别强调。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。
本申请的描述中，“示例性的”或者“例如”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请中被描述为“示例性的”或者“例如”的任何实施例不应被解释为比其他实施例更优选或更具优势。本文中的“和/或”是对关联对象的关联关系的一种描述，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。“多个”是指两个或多于两个。另外，为了便于清楚描述本申请实施例的技术方案，使用了“第一”、“第二”等字样对功能和作用基本相同的相同项或相似项进行区分。本领域技术人员可以理解“第一”、“第二”等字样并不对数量和执行次序进行限定，并且“第一”、“第二”等字样也并不限定一定不同。
另外，在图中相同的附图标记表示相同或类似的结构，因而将省略对它们的重复描述，也即本说明书中各个部分采用并列和递进相结合的方式描述，每个部分重点说明的都是与其他部分的不同之处，各个部分之间相同或相似部分互相参见即可。
图1示出一种不对称半桥反激变换器的电路示意图，图2示出图1所示的不对称半桥反激变换器的信号波形示意图，如图1所示，该不对称半桥（AHB）反激变换器包括：串联连接在电压输入端和参考地之间的开关管（高侧开关管）Q1和开关管（低侧开关管）Q2，串联连接在开关管Q2的漏极和源极之间的电感Lr、变压器TR原边绕组Np以及谐振电容Cr，连接在变压器TR的副边绕组Ns和电压输出端之间的整流管D1，以及连接在电压输出端与参考地之间的输出电容Co。
参考图2，不对称半桥反激变换器在工作时，电压输入端接收输入电压Vin，开关管Q1和开关管Q2分别受控于驱动信号Vgs_H和Vgs_L而周期性的通断，将输入电压Vin转换生成输出电压Vout并于电压输出端输出。其中，在DT期间，高侧开关管Q1导通，低侧开关管Q2关断，输入电压Vin给励磁电感Lm充电，变压器TR的原边电流线性增加，整流管D1截止，系统原边不向副边传递能量，电感Lr中的电流iLr等于励磁电感Lm中的电流iLm；在(1-D)T期间内，高侧开关管Q1关断，低侧开关管Q2导通，系统副边部分的整流管D1导通，系统原边部分的电感Lr和谐振电容Cr发生谐振，从原边向副边传递能量，励磁电感Lm中的电流iLm减小，其中，(1-D)T期间包括高侧开关管Q1和低侧开关管Q2之间的死区时间。在低侧开关管Q2关断时，若电感Lr中的电流iLr（也即谐振电流）为正向电流，则在低侧开关管Q2关断后，电感Lr中的电流iLr将会经由低侧开关管Q2的体二极管D2进行续流，在低侧开关管Q2关断时，若电感Lr中的电流iLr为负向电流，则在低侧开关管Q2关断后，电感Lr中的电流iLr会流经高侧开关管Q1的体二极管D1进行续流。
本文中，定义不对称半桥反激变换器中从高侧开关管Q1和低侧开关管Q2的连接节点流向电感Lr的方向为谐振电流的正向，与之相反的方向即为谐振电流的负向。
相关技术中，图1所示出的不对称半桥反激变换器多采用的是定频调占空比的控制方案，其输入输出关系为：，其中，D表示不对称半桥反激变换器的驱动信号的占空比。可以理解，该种控制方案中，当实现恒压输出时，占空比D将会随着输入电压Vin的变化而变化，在控制信号的频率一定的情况下，高侧开关管Q1的导通时间（即DT对应的时长）也将对应改变，这会导致一个控制周期内系统进行谐振的时间被改变，从而在低侧开关管Q2的关断时刻，流过低侧开关管Q2的电流ids_L（或谐振电流）的电流值不定，可能较小，也可能在谐振峰值处，其中，当谐振电流为负向电流且电流值较大时容易造成高侧开关管Q1的损坏；而当谐振电流为正向电流且电流值较大时也可能会造成低侧开关管Q2的损坏。
需要说明的是，本文中所描述的电流的电流值均是指该电流的绝对值或幅值，而对电流的正向或负向描述仅是指代该电流在电路中的方向，而非指代该电流的电流值的正/负数关系。
对于定频调占空比的控制方案，随着输入电压Vin的减小，占空比D会增大，则在一个控制周期内系统进行谐振的时间将会减小，如图3所示，图3示出了图1所示的不对称半桥反激变换器在占空比较大时的信号波形示意图，可以看出，在定频控制方案中，当占空比D很大时，高侧开关管Q1在一个控制周期中的导通时长（即DT对应的时长）会变得很大，而低侧开关管Q2在一个控制周期中的导通时长会变得很小，如此，一方面，会使得系统发生谐振的时长会变得很小，导致在低侧开关管Q2关断时刻的谐振电流的负向值很大，即在低侧开关管Q2关断时刻会有很大的电流从高侧开关管Q1的体二极管D1流过，极有可能会损坏高侧开关管Q1，且在启动、容性负载或发生过流、短路等场景下，谐振电流的加大会进一步加剧这个问题；另一方面，较小的低侧开关管Q2导通时长还可能会导致系统出现输出增益不足的情况，如输出电压降低，影响系统的输出质量。
针对上述问题，本申请实施例进一步提供了改进后的不对称半桥反激变换器方案，设置低侧开关管的最小导通时长在不对称半桥反激变换器的谐振周期的一半附近（如设置在低侧开关管的导通时长大于，Tr表示不对称半桥反激变换器的谐振周期，a表示比例系数，a的取值在1/2附近，该取值可以等于1/2，也可以略大于或者略小于1/2），且低侧开关管导通期间，负向的谐振电流（其中负向仅指示电流的方向，不对谐振电流值的正负作限制）小于预设的电流阈值时才控制低侧开关管关断，相较于定频控制方式，本申请实施例所公开的方案相当于限定了低侧开关管的最小导通时长，能够使得低侧开关管关断时的谐振电流的大小（或幅值）不会太大，即低侧开关管关断时，不论该谐振电流为正向还是负向，谐振电流的大小都不会太大，避免了大电流对高侧开关管或低侧开关管的损坏，实现了对高侧开关管或低侧开关管的保护。另外，本申请通过上述设置，限制了低侧开关管的最小导通时间，使得不论系统的输入电压如何变化，该控制方式都能够确保系统在每个控制周期中都能够具有足够的时间来进行原边与副边间的能量传输，即能够使得低侧开关管在一个控制周期中的最小导通时间不随系统的输入电压的变化而变化，保证了系统原边向副边传递能量的时间，改善了系统输出增益不足的问题。
图4示出了本申请实施例提供的不对称半桥反激变换器的一种电路示意图，但本申请方案并不仅限于应用在图4所示出的不对称半桥反激变换器中，在其他的不对称半桥反激变换器拓扑结构中，例如低侧开关管Q2和高侧开关管Q1依次串联在输入端Vin和参考地之间的不对称半桥反激变换器拓扑结构中，本申请方案也是同样能够适用的。
下面以图4中的不对称半桥反激变换器的拓扑结构为例进行说明，在图4示出的示例中，不对称半桥反激变换器包括：包含有原边绕组Np和副边绕组Ns的变压器TR、构成半桥的高侧开关管Q1和低侧开关管Q2、电感Lm、电容Cr以及控制电路10。
其中，高侧开关管Q1和低侧开关管Q2串联连接在电压输入端与参考地之间，高侧开关管Q1和低侧开关管Q2的控制端与控制电路10连接，以及二极管D1和二极管D2分别为高侧开关管Q1和低侧开关管Q2的寄生二极管。在同一控制周期内，高侧开关管Q1和低侧开关管Q2分时的导通以将自电压输入端接收的输入电压Vin从变压器TR的原边部分传递至副边部分，从而转换成需要的输出电压Vout，并自电压输出端进行输出。在一个可能的实施例中，高侧开关管Q1和低侧开关管Q2均为NMOS场效应晶体管，下面具体实施例中，Q1和Q2均为NMOS进行说明，当然也可以采用其他类型的晶体管。
电感Lr、电容Cr、原边绕组Np串联连接于低侧开关管Q2的源极和漏极之间，电感Lr、电容Cr、原边绕组Np在低侧开关管Q2导通期间构成谐振回路。在一个可能的实施例中，电感Lm为励磁电感，电感Lr为谐振电感，电容Cr为谐振电容。
不对称半桥反激变换器的副边部分包括：整流管D1和输出电容Co。整流管D1连接于副边绕组Ns与不对称半桥反激变换器的电压输出端之间，整流管D1在高侧开关管Q1导通期间处于截止状态，在低侧开关管Q2导通期间处于导通状态。输出电容Co连接于电压输出端与参考地之间。进一步的，不对称半桥反激变换器的电压输出端与负载连接，用以向负载提供转换后的电能（例如电压和电流）。在一些实施例中，不对称半桥反激变换器转换的电能在到达负载之前还经过有滤波器，滤波器是不对称半桥反激变换器的子部件、不对称半桥反激变换器的外部部件、和/或负载的子部件。在任何情况下，负载可以使用来自不对称半桥反激变换器的已滤波或未滤波的电能来执行功能。
控制电路10用于向高侧开关管Q1提供高侧驱动信号Vgs_H，以及向低侧开关管Q2提供低侧驱动信号Vgs_L，以控制高侧开关管Q1和低侧开关管Q2分时的导通。其中，控制电路10进一步包括高侧驱动电路11以及低侧驱动电路12，高侧驱动电路11用于产生高侧驱动信号Vgs_H至高侧开关管Q1的控制端，以控制高侧开关管Q1的导通与关断，低侧驱动电路12用于产生低侧驱动信号Vgs_L至低侧开关管Q2的控制端，以控制低侧开关管Q2的导通与关断。
在一些示例中，高侧驱动电路11被配置为在检测到低侧开关管Q2关断后经预定的第二死区时间控制高侧开关管Q1导通，以及采用峰值电流模式进行高侧开关管Q1的关断控制，具体为根据表征输出电压Vout的反馈信号FB和参考电压VREF获得表征峰值电流阈值的误差放大信号（记为comp），并采样流经高侧开关管Q1的高侧电流信号ids_H，在高侧电流信号ids_H升高至峰值电流阈值时关断高侧开关管Q1。当然，其他的实施方式也是可能的，高侧驱动电路11例如还可以采用固定导通时间模式或其他常规模式来控制高侧开关管Q1导通与关断，本申请对此不做严格限定。
本实施例中，参考电压VREF被配置为随着不对称半桥反激变换器的启动而从第四电压阈值VREF0（如零电压值）增大至第五电压阈值VREF1，并在启动完成后维持在第五电压阈值VREF1，参考图10和图11，其中，假设不对称半桥反激变换器在Tss时刻启动完成，进入到稳态阶段。
具体实施时，参考图5，高侧驱动电路11具体包括：误差放大信号产生电路111、斜坡补偿电路112、比较器113、第二延时电路114以及第二驱动器。
其中，斜坡补偿电路112用于根据斜坡信号Slope对高侧电流信号ids_H进行补偿，输出补偿后的电流信号。在一些示例中，斜坡补偿电路112例如可选用加法器。
误差放大信号产生电路111的负输入端接收反馈信号FB，误差放大信号产生电路111的正输入端接收参考电压VREF，误差放大信号产生电路111用于对反馈信号FB和参考电压VREF进行误差放大处理及补偿处理，输出误差放大信号comp。可选地，反馈信号FB可以在系统副边通过对输出电压进行采样获得，也可以在系统原边通过对原边的电压或电流信号进行采样获得。
比较器113的正输入端与斜坡补偿电路112的输出端连接以接收补偿后的电流信号，比较器113的负输入端与误差放大信号产生电路111的输出端连接以接收误差放大信号comp，比较器113用于在高侧开关管Q1导通期间比较补偿后的电流信号和误差放大信号comp，并在补偿后的电流信号达到误差放大信号comp时输出高侧关断触发信号。
第二延时电路114用于自低侧开关管Q2的关断时刻开始，延迟第二死区时间后输出高侧导通触发信号，以控制导通高侧开关管Q1。可选地，第二延时电路114可以接收低侧驱动信号Vgs_L，通过检测低侧驱动信号Vgs_L的下降沿来确定低侧开关管Q2的关断时刻，也可以接收低侧关断触发信号，通过检测低侧关断触发信号的上升沿来确定低侧开关管Q2的关断时刻。
第二驱动器的第一输入端与比较器113的输出端连接，第二驱动器的第二输入端与第二延时电路114的输出端连接，用于在接收到高侧关断触发信号时生成无效的高侧驱动信号Vgs_H，以控制关断高侧开关管Q1，在接收到高侧导通触发信号时生成有效的高侧驱动信号Vgs_H，以控制导通高侧开关管Q1。在一些示例中，第二驱动器例如可以包括RS触发器，此时RS触发器的复位端作为第二驱动器的第一输入端，RS触发器的置位端作为第二驱动器的第二输入端。
需要说明的是，图5中以峰值电流模式对高侧开关管进行控制及电流补偿的方式只是本申请中的一个示例，也可以采用其他方式来控制高侧开关管的导通与关断。本实施例中，低侧驱动电路12被配置为在检测到高侧开关管Q1关断后经预定的第一死区时间控制低侧开关管Q2导通，以及在低侧开关管Q2导通期间检测低侧开关管Q2的导通时长（记为Ton）以及谐振电流（记为iLr）的大小，并在检测到低侧开关管Q2的导通时长Ton达到预设的导通时间阈值Ton_min，且负向的谐振电流小于预设的电流阈值I_negL，这两个条件均满足后才控制低侧开关管Q2关断，本实施例在不对称半桥反激变换器的稳态阶段，设置该导通时间阈值Ton_min等于，Tr表示不对称半桥反激变换器的谐振周期，且，即，a表示比例系数，且a在1/2附近取值。如此，能够在一个控制周期内将低侧开关管Q2的导通时长Ton（即系统进行谐振的时间长度）限定在1/2谐振周期Tr附近，同时能够确保低侧开关管Q2关断时的谐振电流的幅值能保持在较小的程度，在保护高、低侧开关管不会被损坏的情况下，确保了系统能够具有较大的输出增益。
具体实施时，参考图6、图7和图8，低侧驱动电路12具体包括：导通时间检测模块、第二比较器122、与门逻辑电路123、第一延时电路124以及第一驱动器。
其中，导通时间检测模块用于在低侧开关管Q2导通期间检测低侧开关管Q2的导通时长，并在检测到低侧开关管Q2的导通时长Ton达到（达到包含等于或者大于）预设的导通时间阈值Ton_min时输出有效的第一触发信号。
第二比较器122的正输入端接收电流阈值I_negL，第二比较器122的负输入端接收谐振电流iLr（这里用ids_L表征负向谐振电流的大小），第二比较器122用于在低侧开关管Q2导通期间比较谐振电流和电流阈值I_negL，并在负向谐振电流小于电流阈值I_negL时输出有效的第二触发信号。
与门逻辑电路123的第一输入端与导通时间检测模块的输出端连接，与门逻辑电路123的第二输入端与第二比较器122的输出端连接，与门逻辑电路123用于在导通时间检测模块输出的第一触发信号和第二比较器122输出的第二触发信号均有效时生成低侧关断触发信号。
第一延时电路124用于自高侧开关管Q1的关断时刻开始，延迟第一死区时间后输出低侧导通触发信号，以控制导通低侧开关管Q2。可选地，第一延时电路124可以接收高侧驱动信号Vgs_H，通过检测高侧驱动信号Vgs_H的下降沿来确定高侧开关管Q1的关断时刻，也可以接收高侧关断触发信号，通过检测高侧关断触发信号的上升沿来确定高侧开关管Q1的关断时刻。
第一驱动器的第一输入端与与门逻辑电路123的输出端连接，第一驱动器的第二输入端与第一延时电路124的输出端连接，第一驱动器用于在接收到低侧关断触发信号时生成无效的低侧驱动信号Vgs_L，以控制关断低侧开关管Q2，在接收到低侧导通触发信号时生成有效的低侧驱动信号Vgs_L，以控制导通低侧开关管Q2。在一些示例中，第一驱动器例如可以包括RS触发器，此时RS触发器的复位端作为第一驱动器的第一输入端，RS触发器的置位端作为第一驱动器的第二输入端。
可选地，在不同的低侧驱动电路12实施例中，前述导通时间检测模块具有多种不同的实施方式。
例如，在图6示出的示例中，低侧驱动电路12在低侧开关管Q2导通期间采用计时的方式检测低侧开关管Q2的导通时长Ton，具体为在低侧开关管Q2导通时开始计时，并在计时值达到预设的导通时间阈值Ton_min时输出有效的第一触发信号。此时，前述导通时间检测模块采用计时器121实现，如图6所示，计时器121接收低侧驱动信号Vgs_L，响应于低侧驱动信号Vgs_L的上升沿而开始计时，即在低侧开关管Q1导通时开始计时，计时器121还接收导通时间阈值Ton_min作为触发阈值，在计时值达到该导通时间阈值Ton_min时输出有效的第一触发信号。
在图7示出的示例中，基于预设的充电电流Icharge对低侧开关管Q2的导通时长进行积分，并在积分信号（记为Von）达到预设的积分阈值（记为Von_min）时输出有效的第一触发信号，其中，积分阈值Von_min表征导通时间阈值Ton_min。此时，前述导通时间检测模块采用积分电路126和第一比较器127实现，如图7所示，积分电路126接收充电电流Icharge，并基于充电电流Icharge而在低侧开关管Q2导通时开始对低侧开关管Q2的导通时长进行积分，并生成积分信号Von；第一比较器127的第一输入端（如正输入端）接收积分信号Von，第一比较器127的第二输入端（如负输入端）接收积分阈值Von_min，第一比较器用于比较积分信号Von和积分阈值Von_min，并在积分信号Von大于积分阈值Von_min时输出有效的第一触发信号。
在图8示出的示例中，与图7所示示例的区别在于：在图8示出的示例中，低侧驱动电路12具体为基于预设的参考电压VREF对低侧开关管Q2的导通时长进行伏秒积分，并在积分信号Von达到预设的积分阈值Von_min时输出有效的第一触发信号，其中，积分阈值Von_min表征导通时间阈值Ton_min。此时，前述导通时间检测模块采用电压电流转换器128、积分电路126和第一比较器127实现，如图8所示，电压电流转换器128用于将参考电压VREF转换成相应的参考电流IREF并输出；积分电路126接收参考电流IREF，并基于参考电流IREF而在低侧开关管Q2导通时开始对低侧开关管Q2的导通时长进行积分，并生成积分信号Von；第一比较器127的第一输入端（如正输入端）接收积分信号Von，第一比较器127的第二输入端（如负输入端）接收积分阈值Von_min，第一比较器用于比较积分信号Von和积分阈值Von_min，并在积分信号Von大于积分阈值Von_min时输出有效的第一触发信号。
在一些示例中，参考图9，前述积分电路126例如包括电流输入端、积分电容C、第一开关K1、第二开关K2，其中，积分电容C具有第一端和接地的第二端；电流输入端用于接收电流信号（如充电电流Icharge或参考电流IREF）；第一开关K1连接于电流输入端和积分电容C的第一端之间，且第一开关K1受控于低侧驱动信号Vgs_L而在低侧开关导通期间将电流输入端接收的电流信号传递至积分电容C的第一端，以进行积分；第二开关K2连接于积分电容C的第一端和第二端之间，且第二开关K2受控于高侧驱动信号Vgs_H而在高侧开关导通期间对积分电容C两端的电压进行复位。
下面基于各实施例对低侧驱动电路12的工作原理进行说明：
电路工作时，低侧驱动电路12基于第一延迟电路124而在检测到高侧驱动信号Vgs_H的下降沿后，经过第一死区时间后控制低侧开关管Q2导通，并在低侧开关管Q2导通后，比较系统的谐振电流和电流阈值I_negL的大小关系，以及基于计时或积分的方式确定低侧开关管Q2的导通时长Ton，并在检测到低侧开关管Q2的导通时长Ton达到相应的导通时间阈值Ton_min，且负向谐振电流小于电流阈值I_negL，这两个条件均满足时才控制低侧开关管Q2关断。在每个控制周期中，低侧驱动电路12中的导通时间检测模块限定了低侧开关管Q2的最小导通时间，能够确保系统进行谐振的时间长度至少为谐振周期Tr的一半附近；第二比较器122限定了低侧开关管Q2关断时负向谐振电流Ids_L的大小，能够确保系统在低侧开关管Q2关断后的谐振电流的幅值能保持在较小的程度，即负向谐振电流不会太大，且由于低侧开关管最小导通时间的限制，当低侧开关管关断时，谐振电流为正时，该正向的谐振电流也不会太大，在保护高、低侧开关管不会被损坏的情况下，确保了系统能够具有较大的输出增益。
由上文可知，本实施例中，不论系统的输入电压Vin如何变化，系统在低侧开关管Q2导通期间刚好能够完成大约半个谐振周期的谐振，保证了在低侧开关管Q2的关断时刻谐振电流的电流幅值较小，即保证了在低侧开关管Q2关断后不会有较大的负向电流流过高侧开关管Q1的体二极管，或不会有较大的正向电流流过低侧开关管Q2的体二极管，实现了高侧开关管Q1和低侧开关管Q2的保护作用；此时，由于流过开关管的电流不会太大，可以在开关管集成到芯片内部的AHB拓扑结构中进行应用；同时，由于低侧开关管Q2的导通时长Ton不会随输入电压Vin的降低而减小，且导通时间阈值Ton_min的设定也能够确保系统具有足够的时间从原边向副边传递能量，明显改善了系统输出增益不足的问题。
进一步地，由于在不对称半桥反激变换器的启动过程中，系统的输出电压Vout还没有建立，若励磁电感Lm的退磁时间（即低侧开关管Q2的导通时长）不足，很容易造成励磁电流iLm不断累积进而导致变压器TR饱和等问题。为了预防这些问题，本申请中还公开了对前述各实施例方案的进一步优化方案，在启动过程中，对低侧开关管的导通时间阈值进行设置，使得在启动过程中低侧开关管导通时长对应的伏秒大于高侧开关管导通时长对应的伏秒，以避免变压器的饱和。示例地，在启动过程中，可以基于高侧开关管导通时长对应的伏秒对低侧开关管的导通时长进行计算，来得到低侧开关管的导通时间阈值。示例地，在不对称半桥反激变换器的启动阶段，将导通时间阈值被配置为随着不对称半桥反激变换器的启动而从第一时间阈值减小至第二时间阈值，并在启动完成后的稳态阶段维持在第二时间阈值，第二时间阈值表征的导通时间阈值等于。因此，在图6示出的示例中，可以对导通时间阈值Ton_min进行设置即可改变启动过程中低侧开关管的导通时长。在图7示出的示例中，如图10所示，积分阈值Von_min可进一步被配置为随着不对称半桥反激变换器的启动而从第一电压阈值Von_min0减小至第二电压阈值Von_min1，并在启动完成后维持在第二电压阈值Von_min1，其中，第二电压阈值Von_min1表征的导通时间阈值等于。而本发明导通时间阈值Ton_min的设置并不限于上述设置，只要能够满足在启动过程中低侧开关管导通时长对应的伏秒大于高侧开关管导通时长对应的伏秒，也可以作其他形式的变化。另外，作为本申请的其中一个实施例，可以基于系统中设定高侧开关管的最小导通时间来作为高侧开关管的导通时长来计算低侧开关管的导通时长。
作为另一实施例，在启动过程中，也可以通过对低侧开关管导通的伏秒进行设置来实现其导通时长的设置。例如，在启动过程中，可以将低侧开关管导通的伏秒设置为定值，例如将该定值设置为与系统进入到稳态后（启动完成后）低侧开关管导通时长对应的伏秒相等，基于该定值来对启动过程中低侧开关管的导通时长进行设置，通过该设置也可以使得启动过程中，低侧开关管导通时长对应的伏秒大于高侧开关管导通时长对应的伏秒。例如，在图8示出的示例中，积分阈值Von_min还可进一步被配置为在不对称半桥反激变换器的启动阶段和稳态阶段都恒定为第三电压阈值Von_min2，具体如图11所示，其中，在该图中第三电压阈值Von_min2的大小只是示意，与VREF之间并没有直接的大小关系。
可以理解，通过对低侧驱动电路12在各实施例中的相应参数的如上优化，从而能够确保在启动过程中，低侧开关管Q2的导通时长对应伏秒大于高侧开关管Q1的导通时长对应的伏秒，使得在系统启动过程中励磁电感Lm能够具有足够的退磁时间，进而可以很好的防止启动过程中因输出电压Vout没有建立时励磁电流iLm不断累积而造成的变压器饱和问题。且相较于图7所示出的方案，图8所示出的方案由于在系统的启动和稳态阶段中使用了同一个阈值，不需要对阈值进行动态的计算调整，也可以无需担心因最小导通时间精度而造成的裕量不足问题，设计上更为简单，能够简化系统的启动时序。
进一步地，本申请还公开了一种不对称半桥反激变换器的控制方法，该控制方法可应用于如图4至图9中所示出的不对称半桥反激变换器。本实施例中，参考图12，在不对称半桥反激变换器的每个控制周期内，该控制方法具体包括如下步骤：
在步骤121中，在高侧开关管关断后延迟第一死区时间控制低侧开关管导通。
在步骤122中，在低侧开关管导通期间，检测低侧开关管的导通时长以及谐振电流的大小，并在检测到低侧开关管的导通时长达到预设的导通时间阈值，且负向谐振电流小于预设的电流阈值时控制低侧开关管关断。其中，在不对称半桥反激变换器的稳态阶段，导通时间阈值等于，Tr表示不对称半桥反激变换器的谐振周期，a表示比例系数，且a取值在1/2附近。
可选地，在本申请的第一实施例中，在低侧开关管导通期间，检测低侧开关管的导通时长包括：在低侧开关管导通时开始计时，并在计时值达到预设的导通时间阈值时判定检测到所述低侧开关管的导通时长达到预设的导通时间阈值。
在本申请的第二实施例中，在低侧开关管导通期间，检测低侧开关管的导通时长包括：基于预设的充电电流对低侧开关管的导通时长进行积分，并在积分信号达到预设的积分阈值时判定检测到低侧开关管的导通时长达到预设的导通时间阈值。
在本申请的第三实施例中，在低侧开关管导通期间，检测低侧开关管的导通时长包括：基于预设的参考电压对低侧开关管的导通时长进行伏秒积分，并在积分信号达到预设的积分阈值时判定检测到低侧开关管的导通时长达到预设的导通时间阈值。
在步骤123中，在低侧开关管关断后延迟第二死区时间控制高侧开关管导通。
具体实施时，以上描述的不对称半桥反激变换器的控制方法中的各个步骤的具体实施可参见前述的不对称半桥反激变换器的实施例，在此不再赘述，另外各个步骤的顺序也并不限制于如上描述。
综上，本申请实施例通过设置在低侧开关管的导通时长在不对称半桥反激变换器的1/2谐振周期附近，且低侧开关管导通期间的负向谐振电流小于预设的电流阈值时才控制低侧开关管关断，相较于相关技术中的定频控制方式，本申请实施例所公开的方案相当于限定了低侧开关管的最小导通时长，能够使得低侧开关管关断时的谐振电流不会太大，避免了大电流对高侧开关管和低侧开关管的损坏，实现了对高侧开关管和低侧开关管的保护。由于流过开关管的电流不会太大，可以在开关管集成到芯片内部的AHB拓扑结构中进行应用。此外，不论系统的输入电压如何变化，该控制方式都能够确保系统在每个控制周期中都具有足够的时间来进行原边与副边间的能量传输，即能够使得低侧开关管在一个控制周期中的最小导通时间不随系统的输入电压的变化而变化，保证了系统原边向副边传递能量的时间，改善了系统输出增益不足的问题。
进一步地，在启动过程中，本申请通过设置低侧开关管导通时长对应的伏秒大于高侧开关管导通时长对应的伏秒，避免了启动过程中变压器的磁饱和，提升了系统的可靠性。
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本申请所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本申请的保护范围之中。
Claims (20)
1.一种不对称半桥反激变换器的控制电路，包括：
高侧驱动电路，产生高侧驱动信号至所述不对称半桥反激变换器中的高侧开关管，控制所述高侧开关管的导通与关断；
低侧驱动电路，用于产生低侧驱动信号至所述不对称半桥反激变换器中的低侧开关管，控制所述低侧开关管的导通与关断，
其中，所述低侧驱动电路被配置为在所述低侧开关管导通期间检测所述低侧开关管的导通时长以及谐振电流的大小，并在检测到所述低侧开关管的导通时长达到预设的导通时间阈值，且负向谐振电流小于预设的电流阈值时才控制所述低侧开关管关断；
在所述不对称半桥反激变换器的稳态阶段，所述导通时间阈值等于Tr*a，Tr表示所述不对称半桥反激变换器的谐振周期，a表示比例系数，且a在1/2附近取值。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中，在所述不对称半桥反激变换器的启动阶段，所述导通时间阈值被配置为：所述低侧开关管导通时长对应的伏秒大于所述高侧开关管导通时长对应的伏秒。
3.根据权利要求2所述的控制电路，其中，在所述不对称半桥反激变换器的启动阶段，所述导通时间阈值被配置为随着所述不对称半桥反激变换器的启动而从第一时间阈值减小至第二时间阈值，并在启动完成后的所述稳态阶段维持在所述第二时间阈值，所述第二时间阈值表征的所述导通时间阈值等于Tr*a。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述低侧驱动电路基于计时器来检测所述低侧开关管的导通时长。
5.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述低侧驱动电路基于预设的充电电流对所述低侧开关管的导通时长进行积分得到积分信号，并在积分信号达到预设的积分阈值时判定检测到所述低侧开关管的导通时长达到所述导通时间阈值。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其中，所述积分阈值被配置为随着所述不对称半桥反激变换器的启动而从第一电压阈值减小至第二电压阈值，并在启动完成后维持在所述第二电压阈值，所述第二电压阈值表征的所述导通时间阈值等于Tr*a。
7.根据权利要求2所述的控制电路，其中，在所述不对称半桥反激变换器的启动阶段，所述低侧开关管导通时长对应的伏秒设置为与所述稳态阶段下所述低侧开关管导通时长对应的伏秒值相等。
8.根据权利要求7所述的控制电路，其中，所述低侧驱动电路基于预设的参考电压对所述低侧开关管的导通时长进行伏秒积分得到积分信号，并在积分信号达到预设的积分阈值时判定检测到所述低侧开关管的导通时长达到所述导通时间阈值。
9.根据权利要求8所述的控制电路，其中，
所述参考电压被配置为随着所述不对称半桥反激变换器的启动而从第四电压阈值增大至第五电压阈值，并在启动完成后维持在所述第五电压阈值；所述第五电压阈值表征所述不对称半桥反激变换器的输出电压的大小。
10.根据权利要求4所述的控制电路，其中，所述低侧驱动电路包括：
计时器，在所述低侧开关管导通时开始计时，并在计时值达到所述导通时间阈值时输出有效的第一触发信号；
比较器，在所述低侧开关管导通期间比较所述谐振电流和所述电流阈值，并在所述负向谐振电流小于所述电流阈值时输出有效的第二触发信号；
与门逻辑电路，第一输入端与所述计时器的输出端连接，第二输入端与所述比较器的输出端连接，用于在所述第一触发信号和所述第二触发信号均有效时生成低侧关断触发信号；
第一驱动器，第一输入端与所述与门逻辑电路的输出端连接，用于在接收到所述低侧关断触发信号时生成无效的低侧驱动信号，以控制关断所述低侧开关管。
11.根据权利要求5所述的控制电路，其中，所述低侧驱动电路包括：
积分电路，接收所述充电电流，并基于所述充电电流而在所述低侧开关管导通时开始对所述低侧开关管的导通时长进行积分，并生成所述积分信号；
第一比较器，第一输入端接收所述积分信号，第二输入端接收所述积分阈值，所述第一比较器用于比较所述积分信号和所述积分阈值，并在所述积分信号达到所述积分阈值时输出有效的第一触发信号；
第二比较器，在所述低侧开关管导通期间比较所述谐振电流和所述电流阈值，并在所述负向谐振电流小于所述电流阈值时输出有效的第二触发信号；
与门逻辑电路，第一输入端与所述第一比较器的输出端连接，第二输入端与所述第二比较器的输出端连接，用于在所述第一触发信号和所述第二触发信号均有效时生成低侧关断触发信号；
第一驱动器，第一输入端与所述与门逻辑电路的输出端连接，用于在接收到所述低侧关断触发信号时生成无效的低侧驱动信号，以控制关断所述低侧开关管。
12.根据权利要求8所述的控制电路，其中，所述低侧驱动电路包括：
电压电流转换器，用于将所述参考电压转换成相应的参考电流并输出；
积分电路，接收所述参考电流，并基于所述参考电流而在所述低侧开关管导通时开始对所述低侧开关管的导通时长进行积分，生成所述积分信号；
第一比较器，第一输入端接收所述积分信号，第二输入端接收所述积分阈值，所述第一比较器用于比较所述积分信号和所述积分阈值，并在所述积分信号达到所述积分阈值时输出有效的第一触发信号；
第二比较器，在所述低侧开关管导通期间比较所述谐振电流和所述电流阈值，并在所述负向谐振电流小于所述电流阈值时输出有效的第二触发信号；
与门逻辑电路，第一输入端与所述第一比较器的输出端连接，第二输入端与所述第二比较器的输出端连接，用于在所述第一触发信号和所述第二触发信号均有效时生成低侧关断触发信号；
第一驱动器，第一输入端与所述与门逻辑电路的输出端连接，用于在接收到所述低侧关断触发信号时生成无效的低侧驱动信号，以控制关断所述低侧开关管。
13.根据权利要求11或12所述的控制电路，其中，所述积分电路包括：
积分电容，具有第一端和接地的第二端；
电流输入端，接收电流信号；
第一开关，连接于所述电流输入端和所述第一端之间，受控于所述低侧驱动信号而在导通期间将所述电流输入端接收的电流信号传递至所述积分电容的第一端，以进行积分；
第二开关，连接于所述第一端和所述第二端之间，受控于所述高侧驱动信号而在导通期间对所述积分电容两端的电压进行复位。
14.根据权利要求1-12任一项所述的控制电路，其中，所述高侧驱动电路被配置为：
根据表征输出电压的反馈信号和参考电压获得表征峰值电流阈值的误差放大信号，以及，采样流经所述高侧开关管的高侧电流信号，并在所述高侧电流信号升高至所述峰值电流阈值时关断所述高侧开关管。
15.一种不对称半桥反激变换器，包括：
如权利要求1-14任一项所述的控制电路，用于分别向高侧开关管和低侧开关管提供高侧驱动信号和低侧驱动信号，以分别控制所述高侧开关管和所述低侧开关管的导通与关断。
16.一种不对称半桥反激变换器的控制方法，包括：
在高侧开关管关断后延迟第一死区时间控制低侧开关管导通；
在所述低侧开关管导通期间，检测所述低侧开关管的导通时长以及谐振电流的大小，并在检测到所述低侧开关管的导通时长达到预设的导通时间阈值，且负向谐振电流小于预设的电流阈值时控制所述低侧开关管关断；
在所述低侧开关管关断后延迟第二死区时间控制所述高侧开关管导通，
其中，在所述不对称半桥反激变换器的稳态阶段，所述导通时间阈值等于Tr*a，Tr表示所述不对称半桥反激变换器的谐振周期，a表示比例系数，且a在1/2附近取值。
17.根据权利要求16所述的控制方法，其中，
在所述不对称半桥反激变换器的启动阶段，所述导通时间阈值被配置为：所述低侧开关管导通时长对应的伏秒大于所述高侧开关管导通时长对应的伏秒。
18.根据权利要求17所述的控制方法，其中，在所述不对称半桥反激变换器的启动阶段，所述导通时间阈值被配置为随着所述不对称半桥反激变换器的启动而从第一时间阈值减小至第二时间阈值，并在启动完成后的所述稳态阶段维持在所述第二时间阈值，所述第二时间阈值表征的所述导通时间阈值等于Tr*a。
19.根据权利要求17所述的控制方法，其中，
在所述不对称半桥反激变换器的启动阶段，所述低侧开关管导通时长对应的伏秒设置为与所述稳态阶段下所述低侧开关管导通时长对应的伏秒值相等。
20.根据权利要求16所述的控制方法，其中，在高侧开关管导通期间，采样流经所述高侧开关管的高侧电流信号，并在所述高侧电流信号升高至峰值电流阈值时控制所述高侧开关管关断。
Priority Applications (1)
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