CN108933515A - 反激式转换器控制器、反激式转换器及其操作方法 - Google Patents

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Abstract

提供了反激式转换器控制器、反激式转换器及其操作方法。在实现中，反激式转换器的低侧开关的导通时间被保持为基本上处于由反激式转换器的变压器的漏电感和耦接至变压器的初级绕组的电容器的电容值限定的谐振的谐振周期的一半。

Description

反激式转换器控制器、反激式转换器及其操作方法
技术领域
本申请总体上涉及反激式转换器、反激式转换器控制器以及相应的方法。
背景技术
反激式转换器是在输入与任何输出之间提供电流隔离的一种电压转换器。特定类型的反激式转换器是不对称脉宽调制(PWM)半桥反激式转换器，其在本文中被称为APWM HB反激式转换器。APWM HB反激式转换器本质上是以下转换器：该转换器的电感器被分割以形成变压器，使得电压比基于具有附加的隔离优点的变压器的绕组比来增加。
在一些实现中，使用包括高侧开关和低侧开关的半桥来操作转换器。
这样的开关通常实现为晶体管，例如金属氧化物半导体(MOS)场效应晶体管(FET)。在一些实现中，这样的场效应晶体管具有寄生电容。如果这样的开关在施加有电压的情况下被切换，则电容被充电，并且在切换事件中，该充电可能被丢失，从而导致转换器的整体损耗。
此外，在例如电源的许多应用中的反激式转换器应当在例如从90VAC(交变电流)到高达264V AC(例如以适应不同国家的干线电压)的宽输入电压范围下保持调整输出电压。在一些应用中，也可能期望能够提供不同的输出电压。
发明内容
提供了用于操作反激式转换器的方法、反激式转换器控制器以及反激式转换器。
根据实施方式，提供了一种用于操作反激式转换器的方法，包括：
操作反激式转换器的高侧开关和低侧开关，其中，低侧开关和高侧开关中的一者并联耦接至反激式转换器的LC谐振电路，以及
将低侧开关或高侧开关中的一者的导通时间保持为基本上等于或高于LC谐振电路的谐振周期的一半。
根据另一实施方式，提供了一种方法，包括：
操作反激式转换器的高侧开关和低侧开关，以及
与在较高输出电压下的耦接至反激式转换器的变压器的初级绕组的电容相比，针对较低输出电压来增大电容。
根据另一实施方式，提供了包括实现这样的方法的控制逻辑的控制器以及包括这样的控制器的反激式转换器。
根据又一实施方式，提供了一种反激式转换器，包括：
高侧开关，
低侧开关，高侧开关和低侧开关串联耦接在电压输入端和参考电压之间，
变压器，其中，变压器的初级绕组的第一端耦接至高侧开关与低侧开关之间的节点；以及
电容器，其耦接至初级绕组，其中，电容器是配置成基于反激式转换器的所需输出电压来改变其电容的可变电容器。
以上概述仅旨在给出对一些实施方式的一些方面的简要概述，而不应当被解释为限制。特别地，其他实施方式可以包括除了上面明确给出的特征之外的其他特征。
附图说明
图1A至1C是根据一些实施方式的APWM HB反激式转换器的电路图。
图2是根据另外的实施方式的APWM HB反激式控制器的电路图。
图3是根据实施方式的控制器的图。
图4是示出根据实施方式的方法的流程图。
图5是说明根据实施方式的反激式转换器中的电压和电流的示意图。
图6至图10示出了说明一些实施方式的一些特征的仿真。
图11示出了表征可用在一些实施方式中的电容器的曲线图。
图12是示出根据实施方式的APWM HB反激式转换器的一部分的电路图。
图13A至图13B示出了说明一些实施方式的一些特征的仿真。以及
图14是示出根据实施方式的方法的流程图。
具体实施方式
在下文中，将参照附图详细描述各种实施方式。这些实施方式仅作为示例被给出并且不应当被解释为以任何方式进行限制。例如，尽管实施方式可以被描述为包括多个特征或元件，但是这不应当被解释为限制，并且在其他实施方式中，一些特征或元件可以被省略，和/或可以被替选特征或者元件替代。除了明确描述的特征或元件之外，还可以使用另外的特征或元件，例如在反激式转换器电路(如非对称脉宽调制半桥(APWM HB)反激式转换器电路)中常规提供的特征或元件，如保护机制(例如过电流保护)或反馈控制。
除非另有说明，否则不同的实施方式可以彼此组合以形成另外的实施方式。关于实施方式之一所描述的变型和修改也可以适用于其他实施方式。
在所示出和描述的实施方式中，元件之间的任何直接电连接或耦接(即无中间元件的连接或耦接)可以被间接连接或耦接(即包括一个或更多个另外的中间元件的连接或耦接)所替代，并且反之亦然，只要所述连接或耦接的一般目的(例如提供某种信号、某种信息或某种控制)被基本保持即可。换言之，所述连接或耦接可以被修改，只要连接或耦接的一般目的和功能基本保持不变即可。
实施方式涉及反激式转换器，用于反激式转换器的控制器以及相关的方法。特别地，在一些实施方式中，控制器可以控制反激式转换器的高侧开关和低侧开关，使得低侧开关的导通时间被保持为基本上等于或高于反激式转换器的LC谐振器的谐振周期的一半，该LC谐振器例如部分地由反激式转换器的变压器漏电感和耦接至其的电容器形成。在一些情况下，这可以阻止高侧开关或低侧开关在其端子处仍存在相当大的电压时的切换(例如，电压不高于20V，但是电压可以取决于应用)，所谓的ZVS，以及/或者这可以改进反激式转换器的性能。在一些实施方式中，低侧开关的导通时间保持恒定，而通过改变高侧开关的导通时间来调节输出电压。在下面描述的实施方式中，使用APWM HB反激式转换器作为示例，其不应当被解释为限制。
在这方面，当在开关的端子之间提供低欧姆连接时开关“导通”或“闭合”，并且在端子之间提供基本电隔离(除可能漏电流以外)的状态下开关“关断”或“断开”。在一些实施方式中，诸如场效应晶体管，双极型晶体管或绝缘栅双极型晶体管等晶体管可以用作开关。
现在转到附图，图1A是示出根据实施方式的APWM HB反激式转换器的电路图。图1A的APWM HB反激式转换器包括分别经由输出HSGD、LSGD控制高侧开关11和低侧开关12的控制器10。在所示的实施方式中，高侧开关11和低侧开关12是NMOS晶体管。然而，在其他实施方式中，可以使用其他类型的晶体管。高侧开关11和低侧开关12串联耦接在直流(DC)输入电压Vin与所示的参考电压例如地之间。因而，高侧开关11和低侧开关12形成半桥。
特别地，控制器10可以被配置为根据下面进一步更详细讨论的技术来控制高侧开关11和低侧开关12。
开关11、12之间的节点耦接至变压器T1的初级绕组13的第一端。初级绕组13的第二端通过具有电容Cr的电容器15耦接至地。
变压器T1还包括次级绕组14。次级绕组14的第一端耦接至输出端子以输出电压Vout。接地端子GND经由二极管16耦接至次级绕组14的第二端子。此外，具有电容Cout的输出电容器17如所示耦接在输出端子与接地端子之间，基本上用作滤波器。注意，初级绕组13和次级绕组14处的点通常指示绕组端部，绕组沿顺时针方向从该端部开始。因此，在所示的示例中，初级绕组处的点处于与次级绕组14的点相比的相反端部，表明在该实施方式中不同的绕组方向。
变压器T1特别是初级绕组13的漏电感和电容器15形成LC谐振器，其如将更详细说明的那样影响图1A的反激式转换器的行为。
晶体管开关如开关11、12可以具有寄生电容。当被施加电压时将这样的晶体管从关断切换到导通可能引起电损耗，因为电容器放电。因此，一些实施方式的目的在于维持至少高侧开关11在施加于其上的低电压(在零处或接近零)下进行切换，这也被称为零电压切换(ZVS)。在一些实施方式中，这可以通过根据本文所公开的技术的控制器10控制开关11、12来实现，这将在下面进一步更详细地说明。
在图1B和1C中示出图1A的实施方式的一些变型。在图1A至图1C中，对应的或类似的元件具有相同的附图标记，并且将不被重复讨论。
图1B示出了图1A的实施方式的变型，其中提供了耦接在变压器T1与在开关11、12之间的节点之间的具有感应率Lr的另外的电感器18。该纯粹可选的另外的电感器18改变上述LC谐振器的谐振频率。除了改变的谐振频率之外，本文给出的说明也适用于这种替选配置。
图1C示出了另外的替选配置。在图1A和图1B中，变压器T1的初级绕组13和电容器15串联耦接在开关11、12之间的节点与地之间，而在图1C中，初级绕组13和电容器15耦接在Vin与在高侧开关11与低侧开关12之间的节点之间。在这样的配置中，关于下面进一步讨论的控制技术，高侧开关11和低侧开关12的作用可以被颠倒。注意，在图1C的实施方式中，提供另外的电感器18，但是在其他实施方式中也可以省略另外的电感器18。
在对控制器10和相关方法的实现示例进行更详细的描述之前，图2示出了用于交变电流(AC)输入电压的图1A的实施方式的变型。图2的实施方式是基于图1A的实施方式，并且相似的元件具有相同的附图标记。
在图2中，APWM HB反激式转换器接收AC电压VAC，该AC电压VAC通过包括二极管布置21和用于滤波的电容器20的整流器进行整流，该二极管布置21包括四个二极管，因此基本上产生类似DC的电压Vin。也可以使用其他常规的整流器布置来代替图2中所示的整流器布置。
此外，除了如下面将讨论的控制器10以及下面讨论的其他变型的功能和操作之外，代替图1A和图2中所示的包括开关11、12、变压器T1、电容器15、二极管16和输出电容器17的特定APWM HB反激式转换器布置，也可以使用其他转换器拓扑，例如图1B或图1C所示的拓扑。
图3是根据实施方式的控制器30的示意图，其可以用作图1A至图1C和图2的实施方式中的控制器10。图3的控制器30包括控制逻辑31。控制逻辑31可以包括一个或更多个逻辑电路、一个或更多个专用集成电路(ASIC)或其一部分、一个或更多个处理器和/或其他控制电路。控制逻辑31经由一个或更多个输入端子接收一个或更多个输入信号IN。输入信号IN可以例如包含关于输入电压(例如图1A至图1C或图2的Vin或VAC)的信息或所需或实际输出电压(例如图1A至图1C和图2中的Vout)的信息或者来自外部调节器的输出信号。也可以使用在常规反激式转换器中使用的任何输入信号，其中基于该输入信号对反激式转换器进行控制。
响应于输入信号IN，控制逻辑31控制高侧驱动器32以输出控制信号HSGD来控制高侧开关(例如图1A至图1C和图2的高侧开关11)并且控制低侧驱动器33以输出控制信号LSGD来控制低侧开关(例如图1A至图1C和图2的低侧开关12)从而生成所需的输出电压。特别地，为了操作APWM HB反激式转换器，高侧开关11和低侧开关12利用在导通和关断之间的死区时间(两个开关均被关断的时间)以交替方式被导通和关断。
图4示出了可以由控制器30的控制逻辑31实现的控制APWM HB反激式转换器的高侧开关和低侧开关的方法。虽然图4的方法被示出为一系列动作或事件，但是这些动作或事件被示出和描述的顺序不应当被解释为以任何方式进行限制。
在图4中的40处，当控制APWM HB反激式转换器的半桥的高侧开关和低侧开关时，低侧开关的导通时间被保持为大致等于或高于例如由图1A的变压器T1的漏电感和电容器15的电容产生的LC谐振的谐振周期的一半处，例如在谐振周期的一半的70％与160％之间处，如谐振周期的一半的80％与150％之间，或者在谐振周期的一半的95％与130％之间。在一些实施方式中，这可以减少或避免在非零电压处关断高侧开关，换言之，可以确保零电压切换。
在一些实施方式中，低侧开关的导通时间可以被保持恒定在大约LC谐振周期的一半处。在这样的实施方式中，为了调节输出电压(例如图1A至图1C、图2中的Vout)，仅改变高侧开关的导通时间。这导致切换高侧开关和低侧开关的周期长度的变化。
应当注意，图1A至图1C的情况下的低侧开关和图2的高侧开关的导通时间可以另外基于电容器15两端的电压进行调整。电容器15两端的电压变化可以改变电容Cr并且因此改变谐振电路的LC谐振周期，其在一些实施方式中可以被考虑以将导通时间保持在大约谐振频率的一半。
现在将使用仿真示例更详细地说明可以使用图3的控制器30或图1A至图1C和图2的控制器10来实现的参照图4说明的控制。应当注意，这些仿真示例和针对电压和电流给出的任何值仅用作说明性示例。特别地，APWM HB反激式转换器的确切行为可以根据具体实现而改变，因此所示的曲线仅被当做纯说明性的。
图5再现了图1A至图1C和图2的一部分并且用于定义仿真结果中所示的电流和电压。电压Vhb对应于高侧开关11与低侧开关12之间的节点处的电压。电流Ihb是从该节点流向初级绕组13的电流。电压Vcr是电容器15两端的电压。电流Isec是从次级绕组14流出的次级电流。Vout表示输出电压。
此外，在下文中，将使用Im指代变压器T1的磁化电流，使用Lm指代变压器T1的磁化电感，并且使用Llk指代变压器T1的漏电感。磁化电流Im是与变压器铁芯中的磁通量相关的电流，换言之，是变压器输入电流中产生磁通量的部分。漏电感来自不完全耦接的变压器(即真实变压器)的电特性，由此每个绕组表现为与绕组相应的欧姆电阻常量串联的自感常量，这四个绕组常量也与变压器互感相互影响。漏电感是由于未与初级绕组和次级绕组的所有的匝相关联的泄漏场。在提供另外的电感器(如图1A至图1C和图2的电感器18)的情况下，为了下面的说明，这基本上相当于有效漏电感的变化。
图6示出了在APWM HB反激式转换器操作期间的这些各种性能。曲线60示出关断高侧开关11，曲线61示出关断低侧开关。可见，高侧开关11和低侧开关12周期性地以交替方式被导通和关断。切换的周期长度在图6中被表示为T，并且高侧开关的导通时间被表示为Ths。
曲线62示出次级电流Isec，曲线63示出电流Ihb，曲线64示出电流Im，曲线65示出电压Vcr，曲线66示出电压Vhb。
在框67内，上述谐振是可见的，并且上述谐振在曲线62(Isec)和曲线63(Ihb)中最显著。此外，如在曲线66中可见，在谐振期间，Vhb是非零的，而在谐振的开始和结束处，Vhb基本为零。
在讨论其含义之前，将以一般方式简要描述APWM HB反激式转换器的操作。
对于图6中的示例操作，每个周期T可以被分成标记为I至IV的四个操作阶段。
在操作阶段I中，高侧开关11导通，而低侧开关12关断。因此，输入电压Vin被施加至变压器T1的初级绕组13的第一端并且被施加至电容器15。如曲线63中可见，电流Ihb增大，并且电容器15被充电，导致在该周期期间Vcr增大。在该周期期间的电流Isec是可忽略的，因为在此阶段期间二极管D1被反向偏置。
在操作阶段II中，两个开关11、12都关断，这也称为死区时间。变压器T1的电感迫使在操作阶段I期间建立的电流保持流动，在阶段II开始时，磁化电流Im缓慢减小，电流Ihb较急剧地减小。由于两个开关11、12都关断，所以电压Vhb减小(开关11、12的充电/放电寄生电容，也称为输出电容)，直到电压Vhb被低侧开关12的寄生二极管钳位为止。
在操作阶段III中，高侧开关11断开，而低侧开关12被导通。Vcr继续减小。Isec和Ihb显示由所述谐振产生的正弦形状。特别地，变压器次级绕组14中的电压与操作阶段I相比被正向偏置二极管16所反转。次级电流Isec开始增大，并且该次级电流被反射至初级侧并且被加至磁化电流。
可见，当低侧开关12导通时，实现零电压切换，因为当低侧开关导通时电压Vhb为零。
在阶段IV中，两个开关11、12都断开，这也称为死区时间。与操作阶段II有些类似，在变压器T1中建立的电流迫使Vhb增大，直到高侧开关的体二极管对电压进行钳位为止。这在实施方式中使得能够在再次进入操作阶段I时对高侧开关11进行零电压切换，在操作阶段I中高侧开关11被导通。
如上所述，在实施方式中，低侧开关的导通时间被保持在如图6所示的谐振周期的至少一半处，例如在谐振周期的一半时间的90％与谐振周期的一半时间的120％之间。这在保持零电压切换的同时防止振荡和应力。为了说明这一点，图7示出在低侧开关的导通时间低于谐振周期的一半的情况下的示例行为。
图7说明了仿真结果。图7的下部示出了上部的图7的框74的放大版本。曲线70示出了电流Ihb，曲线73示出了电压Vhb，曲线71示出了低侧开关12的栅源电压，以及曲线72示出了二极管16两端的电压。可见，当低侧开关的导通时间下降至低于振荡的周期长度的一半时，发生强烈的振荡。这些振荡可以导致高的循环电流、二极管16上的高应力以及不利的电磁干扰(EMI)特性。因此，在如参照图4说明的实施方式中，低侧开关的导通时间被近似保持为等于或稍微高于谐振周期的一半，特别是被保持在近似谐振周期的一半处。
如也参照图4说明的，在实施方式中，对不同输出电压的调节和/或在保持输出电压恒定时对不同输入电压的调节通过仅修改高侧开关的导通时间来完成。这将参照图6并且进一步参照图8来说明。
图6可以被看作用于基于第一输入电压例如输入电压80V来生成输出电压的示例。在图6的示例中，占空比(Ths/T)为63％。
使用相同的APWM HB反激式转换器，如果输入电压增大，则需要减小占空比以保持相同的输出电压。图8示出了输入电压为374V但是要生成与图6的情况相同的输出电压的示例。在图8中，曲线80-86分别示出了与图6中的曲线60-66相同的电特性(Vhb，Isec等)。根据实施方式，如所说明的，低侧开关的导通时间保持基本恒定，以将低侧开关的导通时间保持在近似振荡周期处。输出电压与充电时达到的电压Vcr直接相关。然而，在图8的情况下，高侧开关的导通时间Ths减小，从而产生图8的示例中的大约13％的占空比。由于低侧开关的导通时间保持恒定，所以在这种调节中，周期长度T减小。APWM HB反激式转换器中的输出电压Vout近似为Vout＝Ths*Vin/(T*N)，其中Vin是输入电压，N是变压器比率。
本文讨论的技术，特别是由控制器(如图3的控制器30或图1A-1C或图2的控制器10)执行的控制可以用于确保针对不同负载条件的零电压切换。现在这将参照图9A-9C来说明。在图9A-9B中的每一个中，曲线90示出次级电流Isec，曲线93示出电流Ihb，曲线95示出磁化电流Im。在图9A-9C中的图示出了针对不同负载条件的电特性，即：图9A中的0A(无负载)的负载，其意味着除了一些振荡之外根据曲线90的次级电流为零；在图9B中的1.25A的负载；以及在图9C中的3.25A的负载。
取决于负载电流Iload除以N，反射的次级电流将磁化电流Im上移，其中N是变压器T1的初级绕组与次级绕组之间的匝数比。在图9B的情况下，初级侧的总体电流的下峰值为大约-2A(图9B中的附图标记97)，并且在图9C中，该下峰值(附图标记98)为-1.2A或2.5的匝数比，即针对图9B的-2.5A+1.25A(负载电流)/2.5(匝数比)以及针对图9C的-2.5A+3.25A/2.5。在低侧开关关断时实施方式中的该下峰值磁化电流Im被保持在零以下，并且在高侧开关和低侧开关均断开以确保零电压切换的情况下观察到死区时间。理想地，输出电压与负载无关，实际上在一些实施方式中可能需要小的占空比校正来保持Vout恒定。
以上已经说明了用于如图1A、图1B和图2所示的LC谐振器的开关的控制。如果使用图1C的配置代替该配置，则控制方案中的高侧开关和低侧开关的作用可以被颠倒。例如，在这种情况下，高侧开关的导通时间可以保持恒定和/或基本上等于或高于LC谐振器的谐振周期的一半，并且低侧开关的导通时间可以被修改以调节输出电压。
在一些实施方式中，所示的APWM HB反激式转换器可以用于根据应用来提供不同的输出电压。以此方式，多用途的反激式转换器是可能的。
如已经关于图4所提及，实施方式中的输出电压通过改变高侧开关的导通时间来调节。如果无进一步的措施，则在一些情况下这会导致在非常低的输出电压的情况下丧失零电压切换，因而导致高侧开关的短的导通时间，从而导致电流Ihb增大较少。这样的低输出电压包括输出电压从0V处开始并且仅在启动后一段时间才达到较高电压的启动时的情况。图10中示出了针对这样的情况的示例。
在图10中，曲线100示出关断高侧开关，曲线101示出关断低侧开关，曲线102示出次级电流Isec，曲线103示出电流Ihb，曲线104示出磁化电流Im，曲线106示出电压Vhb，曲线105示出电压Vcr。在图10的示例中，例如在图10中的107处所示，反射的次级电流将电流Im移至0A以上，相应地丧失零电压切换。这在一些情况下会导致低效率、高电磁干扰和/或在一些情况下引起损坏低侧开关的风险。
在实施方式中，为了避免或至少减轻该问题，修改谐振器(说明了由杂散电感Llk和电容器15的电容Cr形成的谐振器)的谐振频率。这样的修改可以通过修改漏电感Llk(其实际上可能难以实现)或修改电容器15的电容值来完成。特别地，为了降低谐振频率并且因此增加谐振周期的一半的持续时间，在实施方式中，针对较小输出电压来增大电容。在这样的实施方式中，通过降低谐振频率(所谓的循环电流)来确保零电压切换。这样做的方法在图11和图12中示出。在其他实施方式中，对于低于阈值的输出电压，低侧开关的导通时间也可以增大到大约通过如上所述增大电容所获得的新谐振频率的一半，以至少部分地提高性能。
在一些实施方式中，电容器15被实现为具有可变电容的电容器。这样的电容器是可商购的，并且在一些实施方式中可以用于减轻上述的在低输出电压下的零电压切换丧失的问题。图11示出了在一些实施方式中可用的可商购电容器的示例曲线。特别地，曲线110示出了这样的电容器的电容和DC偏置。可见，对于较低电压，电容增大，该行为可以缓解上述影响。
图12示出了根据另外的实施方式的反激式转换器的一部分。这里，与电容器15并联的、与开关晶体管121串联的另外的电容器120被切换。开关晶体管121可以由控制器(如图3的控制器30或图1A至图1C和图2的控制器10)来控制。例如，当输出电压低于预定阈值使得在Th期间的电流Ihb增大不能再实现零电压切换和/或使得在低侧开关关断的情形下Ihb接近0(但仍为负)时，控制器闭合开关晶体管121，使得电容器120变得有效。通过添加并联电容器120，有效总体电容增大。对于较高电压，开关晶体管121被关断，使得仅电容器15活跃。
因此，在该情况下，针对较低输出电压，也可以实现较高电容。尽管在图12中示出了单个电容器120，但是在其他实施方式中，可以提供并联的多个电容器，其可以由相应的开关晶体管选择性地激活。
在图13A和13B中示出针对较低输出电压来降低谐振频率的效果。图13A示出了针对电容没有增大的操作的表示。在图13A和13B的具体示例中，在图13A中，电容Cr是0.66μF。曲线130A示出了高侧开关的切换，曲线131A示出了关断低侧开关，曲线132A示出了次级电流Isec，曲线133A示出了Ihb，曲线134A示出了磁化电流Im，曲线135A示出了Vcr，曲线136A示出了Vhb。对于图13A和13B的示例的相当低的输出电压，如由图13A中的138所示，因为电流Im可能不会降到0以下或仅稍微变成负的，所以零电压切换可能会丧失。对于图13B的仿真示例，电容值Cr增大至3.66μF。为了达到相同的输出电压，这意味着周期T增大，相应地工作频率1/T减小，频率在图13A中示出的示例中是90kHz并且在图13B中减小到65kHz。请注意不同的时间尺度。在图13B中，曲线130B-135B分别对应于图13A的曲线130A-135A。
如139所示，在这种情况下，Im远低于0，因此可以获得零电压切换。
图14是示出根据使用上述原理的实施方式的方法的流程图。在140处，该方法包括：通过切换高侧开关和低侧开关来操作APWM HB反激式转换器。在141处，该方法包括：针对低输出电压来增大耦接至变压器的初级绕组的电容(例如由电容器15提供的电容)。该电容的增大可以例如通过提供如参照图11说明的依赖于电压的电容器来完成，或者通过激活如参照图12所示的另外的电容来完成。
应当注意，上述的改变有效电容的概念不仅可以应用于图1A和图1B的配置中的电容器15，还可以应用于图1C的电容器15。
通过以下给出的示例来限定至少一些实施方式：
示例1.一种用于操作反激式转换器的方法，包括：
操作反激式转换器的高侧开关和低侧开关，其中，低侧开关和高侧开关中的一者并联耦接至反激式转换器的LC谐振电路，以及
将低侧开关或高侧开关中的一者的导通时间保持为基本上等于或高于LC谐振电路的谐振周期的一半。
示例2.根据示例1的方法，其中，将低侧开关或高侧开关中的一者的导通时间保持为基本上等于或高于谐振周期的一半还包括：将低侧开关或高侧开关中的一者的导通时间保持在谐振周期的一半的70％与160％之间。
示例3.根据示例1的方法，还包括：将低侧开关或高侧开关中的一者的导通时间保持恒定并且通过改变低侧开关或高侧开关中的另一者的导通时间来调节反激式转换器的输出电压。
示例4.根据示例1的方法，其中，低侧开关或高侧开关中的一者的导通时间和/或低侧开关和高侧开关二者均断开的死区时间被选择来提供低侧开关或高侧开关或低侧开关和高侧开关二者的零电压切换。
示例5.根据示例1的方法，其中，LC谐振电路包括下述中的一个或更多个：反激式转换器的变压器的漏电感；耦接至变压器的初级绕组的电容器；或者另外的电感器。
示例6.根据示例5的方法，还包括：根据所需的输出电压来改变耦接至初级绕组的总体电容。
示例7.根据示例6的方法，还包括：改变总体电容使得低侧开关或高侧开关中的一者的导通时间被改变为基本上等于或高于包括所改变的总体电容的LC谐振电路的谐振周期的一半。
示例8.根据示例1的方法，还包括：根据LC谐振电路的电容器两端的电压来调整低侧开关或高侧开关中的一者的导通时间。
示例9.一种方法，包括：
操作反激式转换器的高侧开关和低侧开关，以及
与在较高输出电压下的耦接至反激式转换器的变压器的初级绕组的电容相比，针对较低输出电压来增大电容。
示例10.根据示例9的方法，其中，增大电容包括提供以下电容器：根据施加至所述电容器的电压而改变所述电容器的电容。
示例11.根据示例9的方法，其中，增大电容包括：当输出电压低于预定义阈值时激活另外的电容器。
示例12.根据示例10的方法，其中，激活另外的电容器包括：闭合串联耦接至电容器的晶体管开关。
示例13.一种反激式转换器控制器，包括：
第一输出端，其被配置成输出用于反激式转换器的高侧开关的第一控制信号，
第二输出端，其被配置成输出用于反激式转换器的低侧开关的第二控制信号，以及
控制逻辑电路，其中，控制逻辑电路适于控制反激式转换器以执行示例1的方法。
示例14.一种反激式转换器，包括：
根据示例13限定的控制器，
高侧开关，其耦接至控制器的第一输出端，
低侧开关，其耦接至控制器的第二输出端，
变压器，其耦接至在高侧开关与低侧开关之间的节点，以及
电容器，其耦接至变压器的初级绕组。
示例15.根据示例14的反激式转换器，其中，变压器的漏电感、电容器和/或另外的电感限定谐振周期。
示例16.一种反激式转换器，包括：
高侧开关，
低侧开关，高侧开关和低侧开关串联耦接在电压输入端和参考电压之间，
变压器，其中，变压器的初级绕组的第一端耦接至高侧开关与低侧开关之间的节点；以及
电容器，其耦接至初级绕组，其中，电容器是配置成基于反激式转换器的所需输出电压来改变其电容的可变电容器。
示例17.根据示例16的反激式转换器，其中，所述可变电容器包括电容器，该电容器的电容随施加至该电容器的电压的增大而减小。
示例18.根据示例15的反激式转换器，其中，所述可变电容器包括：
耦接至初级绕组的第二端的第一电容器，以及
将与第一电容器并联耦接的另外的开关和第二电容器串联连接至初级绕组的第二端的结构。
示例19.根据示例18的反激式转换器，还包括：控制器，控制器被配置成当反激式转换器的所需输出电压低于预定阈值时控制另外的开关。
示例20.根据示例14的反激式转换器，还包括：耦接至高侧开关的整流器电路。
考虑到上述的多个修改和变型，显然所示出和描述的实施方式不应当被解释为限制。

Claims (12)

1.一种用于操作反激式转换器的方法，包括：
操作所述反激式转换器的高侧开关和低侧开关，其中，所述低侧开关和所述高侧开关中的一者并联耦接至所述反激式转换器的LC谐振电路，以及
将所述低侧开关或所述高侧开关中的所述一者的导通时间保持为基本上等于或高于所述LC谐振电路的谐振周期的一半。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，将所述低侧开关或所述高侧开关中的所述一者的导通时间保持为基本上等于或高于所述谐振周期的一半还包括：将所述低侧开关或所述高侧开关中的一者的导通时间保持在所述谐振周期的一半的70％与160％之间。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，还包括：将所述低侧开关或所述高侧开关中的所述一者的导通时间保持恒定并且通过改变所述低侧开关或所述高侧开关中的另一者的导通时间来调节所述反激式转换器的输出电压。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的方法，其中，所述低侧开关或所述高侧开关中的一者的导通时间和/或所述低侧开关和所述高侧开关二者均断开的死区时间被选择来提供所述低侧开关或所述高侧开关或所述低侧开关和所述高侧开关二者的零电压切换。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中，所述LC谐振电路包括下述中的一个或更多个：所述反激式转换器的变压器的漏电感；耦接至所述变压器的初级绕组的电容器；或者另外的电感器。
6.根据权利要求5所述的方法，还包括：根据所需的输出电压来改变耦接至所述初级绕组的总体电容。
7.根据权利要求6所述的方法，还包括：改变所述总体电容使得所述低侧开关或所述高侧开关中的所述一者的导通时间被改变为基本上等于或高于包括所改变的总体电容的LC谐振电路的谐振周期的一半。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的方法，还包括：根据所述LC谐振电路的电容器两端的电压来调整所述低侧开关或所述高侧开关中的所述一者的导通时间。
9.一种反激式转换器控制器，包括：
第一输出端，其被配置成输出用于所述反激式转换器的高侧开关的第一控制信号，
第二输出端，其被配置成输出用于所述反激式转换器的低侧开关的第二控制信号，以及
控制逻辑电路，其中，所述控制逻辑电路适于控制所述反激式转换器以执行根据权利要求1至8中任一项所述的方法。
10.一种反激式转换器，包括：
根据权利要求9所述的控制器，
高侧开关，其耦接至所述控制器的第一输出端，
低侧开关，其耦接至所述控制器的第二输出端，
变压器，其耦接至在所述高侧开关与所述低侧开关之间的节点，以及
电容器，其耦接至所述变压器的初级绕组。
11.根据权利要求10所述的反激式转换器，其中，所述变压器的漏电感、所述电容器和/或另外的电感限定所述谐振周期。
12.根据权利要求10或11中任一项所述的反激式转换器，还包括：耦接至所述高侧开关的整流器电路。
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