CN103580492B - 高功率变换器架构 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及新式高功率变换器架构。一种功率变换器为三种拓扑的集成，该三种拓扑包括正向变换器拓扑、反激变换器拓扑以及谐振电路拓扑。这三种拓扑的组合起到使用三种不同模式传输能量的功能。第一模式或正向模式，是以类似于正向变换器的方式从输入电源向输出负载传递能量的正向能量传输。第二模式或反激模式，以类似于反激变换器的方式存储和释放能量。第三模式或谐振模式，使用谐振电路和次级侧的正向型变换器拓扑根据谐振回路存储和释放能量。功率变换器的输出电路配置为正向型变换器，其包括两个二极管和电感器。输出电路耦合到变换器变压器的次级绕组。
Description
技术领域
本发明总体上涉及功率变换器领域。更具体地，本发明涉及一种具有增高的效率的新式功率变换器架构。
背景技术
过去多年已经开发出多种功率变换器拓扑，其意在提高功率变换器的功率密度和开关效率。新的变换器拓扑的新兴焦点在于要提供降低或消除变换器开关损耗，同时增高开关频率的手段。较低的损耗和较高的开关频率意味着更有效的变换器，其能够降低变换器组件的尺寸和重量。此外，随着高速复合半导体开关的引入，如由脉冲宽度调制(PWM)操作的金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET)开关，最近的正反激式拓扑现在能够以极大增高的开关频率进行操作，例如，高达1.0MHz。
然而，开关频率的增高可能会导致开关和组件应力相关的损耗相应的增加，以及由于半导体开关在高电压和/或高电流水平快速的导通/关断切换引发的增加的电磁干扰(EMI)、噪声、以及开关换相问题。此外，现代的电子组件期望在小空间中有效地执行多种功能，并且几乎没有不良的副作用。比如，提供相对高的功率密度和高的开关频率的现代的电压变换器还应该包括齐整的电路拓扑，提供输出或“负载”电压与输入或“源”电压的隔离，并且还提供可变的升压或降压的电压变换。
图1图示了一种常规的反激式电压变换器。变换器10包括晶体管T1、控制器14、变压器12、电容器C1、以及二极管D1。到该电路的输入电压可以为来源于AC电源的整流和滤波后的未调整的DC 电压。晶体管T1为快速开关器件，如MOSFET，其开关由快速动态控制器14控制，以维持希望的输出电压Vout。使用二极管D1和电容器C1对次级绕组电压进行整流和滤波。反激变换器的变压器12 起到与典型的变压器不同的功能。有负载时，典型的变压器的初级和次级绕组同时导电。然而，在反激变换器中，变压器的初级和次级绕组不会同时携带电流。在操作时，当晶体管T1导通时，变压器 12的初级绕组连接到输入电源电压，使得输入电源电压加在初级绕组上，导致变压器12中的磁通量增加，并且初级绕组电流线性上升。然而，随着晶体管T1导通，二极管D1为反向偏压且没有电流经过次级绕组。虽然次级绕组在晶体管T1导通时不传导电流，但是耦合到电容器C1的负载，以电阻器Rload表示，会因为先前在电容器中存储的电荷而接收到非间断的电流。
当晶体管T1关断时，初级绕组电流路径断开，并且初级和次级绕组上的电压极性反转，使得二极管D1为正向偏压。由此，初级绕组电流被阻断而次级绕组开始传导电流，使得能量从变压器的磁场向变换器的输出传输。该能量传输包括给电容器C1充电以及向负载传送能量。如果晶体管T1的关断周期足够长，次级电流有足够的时间衰减到零，并且存储在变压器12中的磁场能量完全耗散。
因为当与其他用在低功率应用中的拓扑相比时其相对简单，反激式拓扑一直很引人注目。反激“变压器”满足提供能量存储以及变换器隔离的双重目的，当与例如正向变换器相比时，理论上最小化磁性组件的数量。使用反激的缺陷在于开关组件所承受的相对高的电压和电流应力。此外，主开关可见的高的关断电压(由变压器漏感和开关电容之间的寄生振荡产生)通常需要使用电阻器、电容器、如缓冲电路的二极管支路。该寄生振荡在谐振时异常多且对环境造成EMI，并且以额外的热耗散的形式造成来自开关组件的高的开关损耗。
图2图示了一种常规的正向型电压变换器。变换器20包括晶体管T1、控制器24、变压器22、电容器C1、二极管D1和D2、以及电感器L1。正如反激式换器一样，到该电路的输入电压可以为来源于AC电源的整流和滤波后的未调整的DC电压。晶体管T1为快速开关器件，如MOSFET，其开关由快速动态控制器24控制，以维持希望的输出电压Vout。使用二极管D1和电容器C1对次级绕组电压进行整流和滤波。负载，以电阻器Rload表示，跨接耦合到次级绕组的整流后的输出。希望变压器22是没有泄露、零磁化电流且没有损耗的理想变压器。在操作时，当晶体管T1导通时，变压器22的初级绕组连接到输入电源电压，使得输入电源电压加在初级绕组上，并且已缩放的电压同时加在次级绕组上。当晶体管T1导通时，二极管D1为正向偏压，并且次级绕组上的已缩放的电压将在到达负载之前应用到低通滤波电路。二极管D2为反向偏压并且因此在晶体管 T1导通时不会传导电流。在理想变压器的情况中，与反激变换器不同，没有能量存储在变压器中。在晶体管T1导通时，已缩放的电压作为恒定输出电压供应。
当晶体管T1关断时，初级绕组电流路径断开并且初级和次级绕组上的电压极性反转，使得二极管D1为反向偏压且二极管D2为正向偏压。结果是经过初级和次级绕组的电流都为零。然而，正向偏压的二极管D2对非间断的电流提供续流路径，以继续经过电感器 L1和负载流动。在晶体管T1关断时，电感器L1提供磁通量以维持该电流。当晶体管T1关断时，没有从输入源到负载的功率流，但输出电压通过相对高的电容C1维持为接近恒定。已充电的电容器C1 和电感器L1提供负载电压的持续。然而，由于在晶体管T1关断时没有输入功率，在电容器C1和电感器L1中存储的能量慢慢耗散。设置晶体管T1的开关频率以维持输出电压在需要的偏差之内。
正如反激变换器一样，正向变换器的非理想的性质导致噪音和损耗，这降低了效率。
为了实现降低或消除开关损耗并且降低EMI噪声，在本领域中已经越来越多地使用“谐振”或“软”开关技术。将谐振开关技术应用到常规的功率变换器拓扑对高密度、以及高频率提供了诸多优点，以降低或消除开关应力并且降低EMI。谐振开关技术通常包括与半导体开关串联的电感器-电容器(LC)支路，半导体开关在导通时，在变换器内创建谐振支路。进一步地，在开关周期期间，定时谐振开关的导通/关断控制周期以符合相应变换器组件上的特定电压和电流条件，允许在零电压和/或零电流条件下的开关。零电压开关 (ZVS)和/或零电流开关(ZCS)固有地降低或消除了许多频率有关的开关损耗。
将这样的谐振开关技术应用到常规的功率变换器拓扑，对高密度、高频率变换器提供了诸多优势，例如准正弦电流波形、降低或消除的变换器的电子组件上的开关应力、降低的基于频率的损耗、和/或降低的EMI。然而，在零电压开关和/或零电流开关的控制期间引起的能量损耗，和在驱动以及控制谐振装置期间引起的损耗仍是问题。
使用谐振开关技术，已经开发出一些功率变换器拓扑，例如，名称为“TwoTerminals Quasi Resonant Tank Circuit”，授予Jansen 等人的美国专利7,764,515(Jansen)，其以引用的方式全体并入本文。Jansen涉及包括准谐振回路电路的反激型变换器。图3图示了 Jansen的反激型变换器。准谐振反激变换器30类似于图1的反激变换器10，另外还有由晶体管T2、二极管D2、D3和D4、以及电容器C2和C3形成的准谐振回路电路。当晶体管T1导通时，晶体管 T2关断，并且变压器32的初级绕组连接到输入电源电压，使得输入电源电压加在初级绕组上，导致变压器32中的磁通量的增加，以及初级绕组电流线性上升。由于二极管D1为反向偏压，没有电流经过变压器32的次级绕组。当晶体管T1关断时，无需分离的控制电路的控制，晶体管T2参数地导通。二极管D2、D3和D4以及电容器 C3起到晶体管T2的驱动电路系统的功能。晶体管T2变为导通，电容器C2本质上并联耦合到变压器32，并且先前存储在初级绕组中能量导致电流在电容器C2和初级绕组形成的电路中循环，形成谐振回路。正如图1的反激变换器一样，在晶体管T1被关断时，存储在初级绕组中的能量被传送到负载。然而，在图3的准谐振反激变换器30中，在晶体管T1被关断并且晶体管T2被导通时，在谐振回路中生成的部分谐振能量也被传送到负载。以这种方式，图3中的准谐振反激变换器30传送峰值能量，该峰值能量等于来自典型的反激操作的能量加上谐振能量。然而，谐振回路内的电流在经过初级绕组的正序(positive)和负序(negative)电流之间循环。次级侧电路的配置，特别是二极管D1，仅允许在初级绕组电流的一个方向期间的传送谐振能量。对应于初级绕组电流的其他方向的谐振能量不被传送。
除了提供峰值能量的增加，图3的准谐振反激变换器还提供与谐振电路关联的常规优点，如降低的基于频率的损耗和EMI。然而，准谐振反激变换器传送的增加的能量仍低于正向变换器传送的能量。
发明内容
功率变换器为三种拓扑的集成，该三种拓扑包括正向变换器拓扑、反激变换器拓扑、以及谐振电路拓扑。这三种拓扑的组合起到以三种不同模式传输能量的功能。第一模式或正向模式，是以类似于正向变换器的方式从输入电源向输出负载传递能量的正向能量传输。第二模式或反激模式，以类似于反激变换器的方式存储和释放能量。第三模式或谐振模式，使用谐振电路和次级侧的正向型变换器拓扑根据谐振回路存储和释放能量。功率变换器的输出电路被配置为正向型变换器，其包括两个二极管和电感器。输出电路耦合到变换器变压器的次级绕组。
在一个方面，功率变换器电路包括变压器、输出电路、主开关、谐振电路、和控制器。该变压器具有耦合到输入电源电压的初级绕组以及次级绕组。该输出电路耦合到该次级绕组，其中，该输出电路包括第一二极管、第二二极管、电感器、以及电容器。该第一二极管和该第二二极管耦合到该变压器的次级绕组，使得当该第一二极管为正向偏压时，该第二二极管为反向偏压，并且当该第一二极管为反向偏压时，该第二二极管为正向偏压。该主开关串联耦合到该初级绕组。该谐振电路并联耦合到该初级绕组，其中，该谐振电路包括辅助开关和谐振回路。该控制器耦合到该主开关。该功率变换器电路被配置用于从该输入电源电压向该输出电路传递能量，将来自漏感、磁化电感和寄生电容的能量存储在该谐振回路中作为谐振能量，并且向所述输出电路传送所存储的谐振能量。
在一些实施方式中，该功率变换器电路被配置用于在该主开关导通时，从该输入电源电压向该输出电路传递能量。在一些实施方式中，该寄生电容包括来自该辅助开关和该主开关的寄生电容。在一些实施方式中，在该谐振回路的整个谐振循环上传送该谐振能量，其中，该谐振回路包括该初级绕组，并且该谐振循环包括正序初级绕组电流和负序初级绕组电流。在一些实施方式中，向该输出负载传送的能量包括从该输入电源传递的能量、由该谐振回路存储和释放的谐振能量、以及由该谐振回路存储和释放的作为附加谐振能量的寄生电容和漏感的总和。在一些实施方式中，该辅助开关为被参数地控制的辅助开关。在一些实施方式中，该功率变换器电路还包括耦合到该辅助开关和该主开关的驱动电路系统，其中，该驱动电路系统被配置用于根据该主开关的电压条件参数地控制该辅助开关。在一些实施方式中，该谐振电路、该变压器、以及该输出电路配置用于根据能量转换的反激模式存储和释放该谐振能量和该附加谐振能量。在一些实施方式中，在该能量转换的反激模式期间，该主开关关断。在一些实施方式中，该第一二极管的阳极耦合到该次级绕组的第一端子，该第二二极管的阳极耦合到该次级绕组的第二端子，该第一二极管的阴极和该第二二极管的阴极耦合均耦合到该电感器的第一端子，并且该电感器的第二端子耦合到该电容器。在一些实施方式中，当该主开关导通时，初级绕组电流线性上升到峰值。
在另一方面，一种功率变换器电路，包括变压器、输出电路、主开关、谐振电路、驱动电路系统、以及控制器。该变压器具有耦合到输入电源电压的初级绕组以及次级绕组。该输出电路耦合到该次级绕组。该输出电路包括第一二极管、第二二极管、电感器、以及电容器。该第一二极管和该第二二极管耦合到该变压器的该次级绕组，使得当该第一二极管为正向偏压时，该第二二极管为反向偏压，并且当该第一二极管为反向偏压时，该第二二极管为正向偏压。该主开关串联耦合到该初级绕组。该谐振电路并联耦合到该初级绕组，其中，该谐振电路包括辅助开关和谐振回路。该驱动电路系统耦合到该辅助开关和该主开关。该驱动电路系统被配置用于根据该主开关的电压条件参数地控制该辅助开关。该控制器耦合到该主开关。该功率变换器电路被配置用于从该输入电源电压向该输出电路传递能量，将来自漏感、磁化电感和寄生电容的能量存储在该谐振回路中作为谐振能量，并且向所述输出电路传送所存储的谐振能量。在一些实施方式中，该第一二极管的阳极耦合到该次级绕组的第一端子，该第二二极管的阳极耦合到该次级绕组的第二端子，该第一二极管的阴极和该第二二极管的阴极均耦合到该电感器的第一端子，并且该电感器的第二端子耦合到该电容器。
在又一方面，公开了一种使用功率变换器传输能量的方法。该方法包括配置功率变换器。该功率变换器包括具有耦合到输入电源电压的初级绕组以及次级绕组的变压器，具有耦合到该次级绕组的电感器的输出电路，以及串联耦合到该初级绕组的主开关。该方法还包括在该主开关导通时，从该输入电源电压向该输出电路传递能量。该方法还包括当该主开关关断时，形成包括该初级绕组的谐振回路，其中，该谐振回路包括来源于存储的磁化电感、存储的漏感和寄生电容的谐振能量。该方法还包括在该主开关关断时，向所述输出电路传送该谐振回路中的该谐振能量。
在一些实施方式中，在该主开关导通和关断两者时，从该功率变换器的初级侧向该输出电路持续地传输能量。在一些实施方式中，该寄生电容包括来自该辅助开关和该主开关的寄生电容。在一些实施方式中，在该谐振回路的整个谐振循环上传送该谐振能量，其中，该谐振回路包括该初级绕组，并且该谐振循环包括正序初级绕组电流和负序初级绕组电流。在一些实施方式中，向该输出负载的传送的能量包括从该输入电源传递的能量、由该谐振回路存储和释放的谐振能量、以及由该谐振回路存储和释放的作为附加谐振能量的寄生电容和漏感的总和。在一些实施方式中，该方法还包括通过自换相控制该辅助开关，在一些实施方式中，该辅助开关根据该主开关的电压条件导通和关断。在一些实施方式中，根据能量转换的反激模式存储和传送该谐振能量。在一些实施方式中，在该能量转换的反激模式期间，该主开关关断。在一些实施方式中，该输出电路包括第一二极管、第二二极管、以及电容器，该第一二极管和该第二二极管耦合到该变压器的该次级绕组，使得当该第一二极管为正向偏压时，该第二二极管为反向偏压，并且当该第一二极管为反向偏压时，该第二二极管为正向偏压。在一些实施方式中，当该主开关导通时，初级绕组电流线性上升到峰值。
附图说明
参考附图描述了一些示例实施方式，其中，相似的组件具有相似的附图标记。该示例性实施方式旨在说明而不是限定本发明。附图包括以下图：
图1图示了一种常规的反激型电压变换器。
图2图示了一种常规的正向型电压变换器。
图3图示了Jansen的反激型变换器。
图4图示了根据一个实施方式的功率变换器。
图5图示了图4的功率变换器电路的概念化版本。
图6图示了对应于图4的功率变换器的操作的示例性电压和电流波形。
图7图示了根据另一个实施方式的功率变换器。
具体实施方式
本申请的实施方式涉及功率变换器。本领域内的普通技术人员可以知道，以下功率变换器的详细描述仅用于说明而非旨在以任何方式进行限定。获知本公开内容的益处的本领域内的普通技术人员将容易得到功率变换器的其他实施方式。
现将给出附图所图示的功率传感器的实现方式的详细参考。贯穿附图和如下详细的描述，将使用相同的参考标记以指代相同或相似的部分。为了清楚起见，并没有示出和描述在此描述的实现方式中的所有常规特征。当然，可以认识到，在任何一个这样的实际实现方式的开发中，必须做出许多实现方式特定的决定，以达到开发者的特定目的，例如，符合相关的应用和商业的限制，并且这些特定目的随着实现方式到实现方式的不同和开发者到开发者的不同而不同。此外，可以认识到，这样的开发的努力可能是复杂且耗费时间的，但对于获知本公开内容的益处的本领域内的普通技术人员来说，仍然是常规的工程工作。
图4图示了根据一个实施方式的功率变换器。功率变换器40被配置用于在输入节点Vin处接收未调整的DC电压信号，并提供已调整的输出电压Vout。到该电路的输入电压可以为来自AC电源的整流后的未调整DC电压。典型地，例如通过电容器60，对输入电压进行滤波。在一些实施方式中，输出电压水平适用于很多低压电器，如膝上型计算机、手机和其他手持设备。在示例性实施方式中，输出电压Vout可以设置在5-40VDC的范围内。可替换地，功率变换器100可以提供小于5VDC的输出电压Vout。在另外的实施方式中，输出电压水平适用于高于40VDC的高功率应用。
功率变换器40包括功率转换和谐振电路系统。在一些实施方式中，功率变换器被配置为包括来自反激变换器和正向变换器的属性，以执行功率转换。通常，功率变换器可以包括本领域内的技术人员已知的开关模式电源的配置。此外，功率变换器包括谐振回路并且被配置用于向负载传送谐振能量。功率变换器40包括主开关48、辅助开关46、控制器44、变压器42、以及电容器50。主开关48串联耦合到变压器42的初级绕组。辅助开关46串联耦合到电容器50，并且串联耦合的辅助开关46和电容器50并联耦合到变压器42的初级绕组。
主开关48和辅助开关46均为适当的开关器件。在示例性实施方式中，主开关48和辅助开关46均为n型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)器件。可替换地，本领域内的技术人员已知的任何其他半导体开关器件可以代替主开关48和/或辅助开关46。主开关48由控制器44控制。在一些实施方式中，控制器44包括脉冲宽度调制(PWM)电路。控制器44用PWM电路调整主开关48 的占空比。控制器44可以感测电路内的电压和/或电流条件，如在感测电阻器70上的电压和/或电流。控制器44可以包括电流比较器电路(未示出)，以与电流反馈电路(未示出)一起用于调整主开关 48的占空比。同样地，控制器44可以包括电压比较器电路(未示出)，以与电压反馈电路(未示出)一起用于调整主开关48的占空比。
功率变换器48进一步包括耦合到变压器42的次级绕组的输出电路系统和辅助开关46的驱动电路系统。输出电路系统包括整流二极管62、整流二极管64、以及输出电容器66。整流二极管62的阳极耦合到次级绕组的第一端子。整流二极管62的阴极耦合到输出电容器66的第一端子并且耦合到输出节点Vout。整流二极管64的阳极耦合到次级绕组的第二端子。整流二极管64的阴极耦合到输出电容器66的第一端子并且耦合到输出节点Vout。输出电容器66跨输出负载，表示为电阻器68，耦合到Vout节点。
在一些实施方式中，辅助开关46的驱动电路系统被配置以使得当变压器42的初级绕组上的电压高于零时，辅助开关46将处于导通状态。驱动电路系统进一步被配置以使得当变压器42的初级绕组上的电压等于或低于零时，辅助开关46将处于关断状态。
在控制器44采用强制换相以使主开关48导通和关断时，使用适应性自换相以切换辅助开关46为导通和关断。在示例性实施方式中，辅助开关46的驱动电路系统使用二极管54、二极管56、二极管58、以及电容器52来实现，如图4所示。在操作图4的驱动电路系统的示例性方法中，在变压器42的初级绕组上的电压的上升边缘达到零的时刻，辅助开关46的体二极管开始导电。并且，二极管56 在该点开始导电并开始通过电容器52为辅助开关46的栅极到源极的寄生电容充电。电容器50上进一步上升的电压由电容器52以及辅助开关46的栅极到源极的寄生电容与栅极到漏极的寄生电容的加和所划分。
当辅助开关46的栅极到源极的寄生电容上的电压达到辅助开关 46的阈值电压时，辅助电压46将导通。重要的是选择电容器50上的电压和辅助开关46的栅极上的最大电压之间的比率以停留在辅助开关46的安全操作区域内。该比率可以用电容器52的值来度量。辅助开关46的栅极电压将基本保持不变，直至电容器50上的电压降低到栅极电压的同等水平。当电容器50上的电压进一步降低时，二极管58开始导电并且将会拉低辅助开关46的栅极电压，直至该栅极电压达到栅极阈值电压，在该点上辅助开关46关断。二极管54、 56和58进一步阻止电容器50上的电压变到大大低于零。可以理解的是，也可以实施可替换地配置的驱动电路和供替换的方法，用于操作驱动电路以参数地使辅助开关导通和关断。
谐振电路由电容器50和52、二极管54、56和58、具有体二极管和寄生电容的辅助开关46、以及变压器42的初级绕组形成。当辅助开关46导通且主开关48关断时，电容器50和52以及变压器42 的初级绕组形成谐振回路。辅助开关46的导通电压值基于选择的用于电容器50和52的电容而定。以这种方式，无需分离的控制电路的直接控制，辅助开关46被参数地控制以导通和关断。
图4示出了单个电感元件，变压器42的初级绕组。该初级绕组表示磁化电感元件和漏感元件两者。图5图示示出了磁化电感元件 Lmag和漏感元件Lleak两者的图4的功率变换器的概念化版本。
功率变换器为三种拓扑的集成，该三种拓扑包括正向变换器拓扑、反激变换器拓扑、以及谐振电路拓扑。这三种拓扑的组合起到使用三种不同模式传输能量的功能。第一模式或正向模式，是以类似于正向变换器的方式从输入电源向输出负载传递能量的正向能量传输。第二模式或反激模式，以类似于反激变换器的方式存储和释放能量。第三模式或谐振模式，使用谐振电路和次级侧的正向型变换器拓扑根据谐振回路存储和释放能量。使用单个控制元件控制能量传输的模式。在图4的示例性实施方式中，强制换相由耦合到主开关的控制器实现，适应性自换相由被参数地控制的辅助开关实现。控制器控制主开关，从而调整输出功率。被参数地控制的辅助开关使得能够实现使用反激模式和谐振模式的功率传送。
在主开关导通时，向输出负载正向传输能量并且作为磁化和漏感被存储在初级侧。在主开关关断时，存储的电感和寄生电容在谐振回路中形成谐振能量，该谐振能量被释放到输出负载。次级侧电路的配置允许针对经过初级绕组的谐振电流的两个方向的传送谐振能量。
图6图示对应于图4的功率变换器40的操作的示例性电压和电流波形。波形100示出了经过变压器42的初级绕组的初级电流Ipri。波形102示出了主开关48的漏极到源极的电压Vds。波形104示出了辅助开关46的漏极到源极的电压Vds。
关于图4的电路和图6的波形来描述功率变换器的操作。在时间t1，主开关48导通并且辅助开关46关断。主开关48导通对应于低的漏极到源极的电压Vds。
从时间t1到t2，主开关48保持导通并且辅助开关46保持关断，并且初级电流Ipri在初级绕组上线性上升，导致初级绕组内增加的磁化电感。
在时间t2，主开关48关断并且辅助开关46变为导通。在一些实施方式中，在主开关48关断和辅助开关46导通之间有延迟。该延迟是辅助开关46的栅极到源极的电压需要时间以达到导通电压的结果，该延迟根据驱动电路配置。驱动电路的功能在于使得当辅助开关46的栅极和源极之间的电压差达到导通电压时，辅助开关46 导通。以这种方式，辅助开关46以自换相模式起作用。
从时间t2到t4，主开关48保持关断并且辅助开关46保持导通。主开关48上的漏极到源极的电压vds最终耗散，在时间t4达到零伏特，或接近零伏特。
在时间t4，使用零电压开关或接近零电压开关导通主开关48。控制器44识别何时导通主开关48。在一些实施方式中，当完成从谐振回路的能量传输，并且对于零电压开关，主开关48上的电压为零或接近零时，导通主开关48。然后，重复从时间t1到t4的循环。
如图6的波形图所示，除了在过零点之外，存在经过初级绕组的正序或负序电流，Ipri。相反，常规的反激和正向变换器在主开关关断时，具有零电流经过初级绕组。
当主开关48导通时，如从t1到t2的时间周期期间，来自输入电源的能量通过正向偏压的二极管64向负载电阻器68正向传输。该能量传输对应于正向模式。使得能够实现能量传输的正向模式的正向变换器拓扑向输出负载传送能量到，但正向变换器拓扑不包括输出电路中的用以存储能量的电感器。当主开关48关断时，如从时间t2到t4的时间周期期间，功率传感器工作在反激模式和谐振模式中。从时间t2到t3，存储的磁化电感生成减弱的初级电流Ipri。在时间t3，来自磁化电感的能量被耗散并且初级电流Ipri为零。时间 t3还对应于波形102中的高的漏极到源极的电压Vds。当辅助开关 46导通时，电容器50和初级绕组形成谐振回路。在时间t3之后，功率变换器开始谐振并且根据自存储在谐振回路的能量生成正弦初级电流。谐振回路具有双向电流电路的功能。存储在谐振回路中的能量通过交替正向偏压的二极管62和64被释放到负载电阻器68。当初级电流在谐振回路中逆时针方向流动时，二极管62为正向偏压并且通过正向偏压的二极管62向负载电阻器68释放谐振能量。以这种方式，在逆时针方向和顺时针方向的初级电流的整个谐振模式循环期间，向输出负载传送谐振能量。相反，图3的功率变换器30 仅可以在谐振回路内的顺时针方向的初级电流期间释放谐振能量，其对应于二极管D1为正向偏压。当二极管D1为反向偏压时，对应于逆时针方向的初级电流，不能释放谐振能量。
初级侧电路包括磁化电感能量存储元件和漏感能量存储元件。如上所述，初级绕组可以作为两个能量存储元件而工作，或者可以将分离的电感器串联加入到初级绕组。在主开关48导通时，存储在初级绕组中的能量的大多数来自漏感，并且传递的能量的大多数来自磁化电感。可以将在主开关48关断时形成的谐振回路概念化地认为是两个谐振回路。第一谐振回路由电容器50和磁化电感能量存储元件形成。第二谐振回路由电容器50和漏感能量存储元件形成。
使用正向模式，例如当主开关48导通，以及反激和谐振模式，例如主开关关断，向输出传输能量。根据正向模式传输与初级侧上的磁化电感有关的能量，该能量在主开关导通时向次级侧传递。根据反激模式传输如下能量，该能量当主开关导通时存储在初级侧中并且之后在主开关关断时被向次级侧传递。一些或全部的根据反激模式传输的能量是在主开关关断时形成的、存储在谐振回路中的谐振能量。存储在漏感能量存储元件中的漏感以及主和辅助开关的寄生电容导致存储在谐振回路中的谐振能量。谐振能量在主开关关断时向次级侧传递。以这种方式，当主开关导通和关断时，功率变换器持续地传输能量。
在一些实施方式中，有意地增加漏感，以便存储更多的谐振能量。在一些实施方式中，使用如下变压器，其中的初级和次级磁场的一部分被有目的地去耦合，以生成更大的漏感。作为示例，图1 的常规的反激变换器10使用建造以最小化漏感的变压器。在示例性的配置中，常规的反激变换器电路可以具有电路磁化电感1％的泄露。如果磁化电感为1毫亨(mH)，则漏感为10微亨(μH)。在本申请的功率变换器的示例性实现方式中，电路被设计为具有大约 200μH的漏感。因此，电路通过寄生现象而损失的大于在通过谐振能量向负载传送的增加的能量中的补偿的。必须小心不要使开关的寄生电容太高，否则开关在其导通时将变为过应力。
图4的功率变换器40在次级侧输出电路中不包括电感器。在可替换的实施方式中，功率变换器被修改为在输出电路的次级侧中包括电感器。图7图示根据另一个实施方式的功率变换器。功率变换器140包括主开关148、辅助开关146、控制器144、变压器142、以及电容器150。功率变换器140进一步包括耦合到变压器142的次级绕组的输出电路系统和辅助开关146的驱动电路系统。输出电路系统包括整流二级管162、整流二级管164、电感器172、以及输出电容器166。整流二极管162的阳极耦合到次级绕组的第一端子。整流二极管162的阴极耦合到电感器172的第一端子。电感器172的第二端子耦合到输出电容器66并且耦合到输出节点Vout。整流二极管164的阳极耦合到次级绕组的第二端子。整流二极管164的阴极耦合到电感器172的第一端子。输出电容器166跨输出负载，以电阻器168表示，耦合到Vout节点。在示例性的实施方式中，辅助开关146的驱动电路系统使用二极管154、二极管156、二极管158、以及电容器152来实现，如图7所示。辅助开关146的驱动电路系统具有类似于图4中的辅助开关46的驱动电路系统的功能。
功率变换器140为三种拓扑的集成，该三种拓扑包括正向变换器拓扑、反激变换器拓扑、以及谐振电路拓扑。这三种拓扑的组合起到以类似于上述功率变换器40的方式使用三种不同的模式传输能量的功能。然而，不同于功率变换器40为电压驱动并且以电压(电压Fed)或以电压操作模式馈入，图7的功率变换器140为电流驱动并且以电流(电流Fed)或电流操作模式馈入。
已经关于合并了细节的具体实施方式描述了本申请以助于理解功率变换器的构造和操作的原理。在各种附图中示出及描述的组件中的许多组件可以互换以获得需要的结果，并且本说明书应该解读为同样涵盖这样的互换。由此，在此参考特定实施方式及其细节并非意在限定在此所附的权利要求的范围。对于本领域内的技术人员来说明显的是，在不偏离本申请的精神和范围的前提下，可以对选择的用于说明的实施方式进行修改。
Claims (24)
1.一种功率变换器电路，包括：
变压器，具有次级绕组和耦合到输入电源的初级绕组；
输出电路，耦合到所述次级绕组，其中，所述输出电路包括第一二极管、第二二极管、电感器以及电容器，进一步地，其中，所述第一二极管和所述第二二极管耦合到所述变压器的所述次级绕组，使得当所述第一二极管为正向偏压时，所述第二二极管为反向偏压，并且当所述第一二极管为反向偏压时，所述第二二极管为正向偏压；
主开关，串联耦合到所述初级绕组；
感测电阻器，与所述主开关串联耦合使得所述感测电阻器和所述初级绕组设置在所述主开关的两个相对侧；
谐振电路，包括串联耦合至储能电容器的辅助开关，所述辅助开关和所述储能电容器一起并联耦合到所述初级绕组，其中，当所述辅助开关导通并且所述主开关关断时所述储能电容器和所述初级绕组形成谐振回路；以及
控制器，耦合到所述主开关并且耦合至所述主开关和所述感测电阻器之间的节点，使得所述控制器能够感测在所述功率变换器电路中的电压或电流条件；
其中，所述功率变换器电路被配置用于：
从所述输入电源向所述输出电路传递能量；
将来自漏感、磁化电感和寄生电容的能量存储在所述谐振回路中作为谐振能量；以及
向所述输出电路传送所存储的谐振能量。
2.如权利要求1所述的功率变换器电路，其中，所述功率变换器电路被配置用于在所述主开关导通时，从所述输入电源向所述输出电路传递能量。
3.如权利要求1所述的功率变换器电路，其中，所述寄生电容包括来自所述辅助开关和所述主开关的寄生电容。
4.如权利要求1所述的功率变换器电路，其中，在所述谐振回路的整个谐振循环上传送所述谐振能量，其中，所述谐振回路包括包括正序初级绕组电流和负序初级绕组电流。
5.如权利要求1所述的功率变换器电路，其中，向所述输出电路传送的能量包括来自以下项的能量的总和：
所述输入电源；
所述谐振回路存储和释放的谐振能量；以及
由所述谐振回路存储和释放的作为附加谐振能量的寄生电容和漏感。
6.如权利要求1所述的功率变换器电路，其中，所述辅助开关包括被参数地控制的辅助开关。
7.如权利要求6所述的功率变换器电路，进一步包括耦合到所述辅助开关和所述主开关的驱动电路系统，其中，所述驱动电路系统被配置用于根据所述主开关的电压条件参数地控制所述辅助开关。
8.如权利要求1所述的功率变换器电路，其中，所述谐振电路、所述变压器、以及所述输出电路被配置用于根据能量转换的反激模式存储和释放所述谐振能量。
9.如权利要求8所述的功率变换器电路，其中，在所述能量转换的反激模式期间，所述主开关关断。
10.如权利要求1所述的功率变换器电路，其中，所述第一二极管的阳极耦合到所述次级绕组的第一端子，所述第二二极管的阳极耦合到所述次级绕组的第二端子，所述第一二极管的阴极和所述第二二极管的阴极耦合均耦合到所述电感器的第一端子，并且所述电感器的第二端子耦合到所述电容器。
11.如权利要求1所述的功率变换器电路，其中，当所述主开关导通时，初级绕组电流线性上升到峰值。
12.一种功率变换器电路，包括：
变压器，具有次级绕组和耦合到输入电源的初级绕组；
输出电路，耦合到所述次级绕组，其中，所述输出电路包括第一二极管、第二二极管、电感器以及电容器，进一步地，其中，所述第一二极管和所述第二二极管耦合到所述变压器的所述次级绕组，使得当所述第一二极管为正向偏压时，所述第二二极管为反向偏压，并且当所述第一二极管为反向偏压时，所述第二二极管为正向偏压；
主开关，串联耦合到所述初级绕组；
感测电阻器，与所述主开关串联耦合使得所述感测电阻器和所述初级绕组设置在所述主开关的两个相对侧；
谐振电路，包括串联耦合至储能电容器的辅助开关，所述辅助开关和所述储能电容器一起并联耦合到所述初级绕组，其中，当所述辅助开关导通并且所述主开关关断时所述储能电容器和所述初级绕组形成谐振回路；
驱动电路系统，耦合到所述辅助开关和所述主开关，其中，所述驱动电路系统被配置用于根据所述主开关的电压条件参数地控制所述辅助开关；以及
控制器，耦合到所述主开关并且耦合至所述主开关和所述感测电阻器之间的节点，使得所述控制器能够感测在所述功率变换器电路中的电压或电流条件；
其中，所述功率变换器电路被配置用于：
从所述输入电源向所述输出电路传递能量；
将来自漏感、磁化电感和寄生电容的能量存储在所述谐振回路中作为谐振能量；以及
向所述输出电路传送所存储的谐振能量。
13.如权利要求12所述的功率变换器电路，其中，所述第一二极管的阳极耦合到所述次级绕组的第一端子，所述第二二极管的阳极耦合到所述次级绕组的第二端子，所述第一二极管的阴极和所述第二二极管的阴极均耦合到所述电感器的第一端子，并且所述电感器的第二端子耦合到所述电容器。
14.一种使用功率变换器传输能量的方法，所述方法包括：
配置所述功率变换器，所述功率变换器包括具有次级绕组和耦合到输入电源的初级绕组的变压器、具有耦合到所述次级绕组的电感器的输出电路、以及串联耦合在所述初级绕组和感测电阻器之间的主开关；
用耦合至所述主开关的控制器、基于所述控制器耦合至其的所述主开关和所述感测电阻器之间的节点处的所感测的电压或电流，控制所述主开关的操作；
在所述主开关导通时，从所述输入电源向所述输出电路传递能量；
当所述主开关关断时，形成谐振回路，所述谐振回路包括串联耦合至储能电容器的辅助开关，所述辅助开关和所述储能电容器一起并联耦合到所述初级绕组，其中，所述谐振回路包括来源于存储的磁化电感、存储的漏感和寄生电容的谐振能量；以及
在所述主开关关断时，向所述输出电路传送所述谐振回路中的所述谐振能量。
15.如权利要求14所述的方法，其中，在所述主开关导通和关断两者时，从所述功率变换器的初级侧向所述输出电路持续地传输能量。
16.如权利要求14所述的方法，其中，所述寄生电容包括来自所述辅助开关和所述主开关的寄生电容。
17.如权利要求14所述的方法，其中，在所述谐振回路的整个谐振循环上传送所述谐振能量，其中，所述谐振回路包括所述初级绕组，并且所述谐振循环包括正序初级绕组电流和负序初级绕组电流。
18.如权利要求14所述的方法，其中，向所述输出电路传送的能量包括来自以下项的能量的总和：
所述输入电源；
由所述谐振回路存储和释放的谐振能量；以及
由所述谐振回路存储和释放的作为附加谐振能量的寄生电容和漏感。
19.如权利要求14所述的方法，进一步包括，通过自换相控制所述辅助开关。
20.如权利要求17所述的方法，其中，所述辅助开关根据所述主开关的电压条件导通和关断。
21.如权利要求14所述的方法，其中，根据能量转换的反激模式存储和传送所述谐振能量。
22.如权利要求21所述的方法，其中，在所述能量转换的反激模式期间，所述主开关关断。
23.如权利要求14所述的方法，其中，所述输出电路包括第一二极管、第二二极管以及电容器，所述第一二极管和所述第二二极管耦合到所述变压器的所述次级绕组，使得当所述第一二极管为正向偏压时，所述第二二极管为反向偏压，并且当所述第一二极管为反向偏压时，所述第二二极管为正向偏压。
24.如权利要求14所述的方法，其中，当所述主开关导通时，初级绕组电流线性上升到峰值。
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