CN101686015A - 具有主动箝位电路的正-反激变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有主动箝位电路的正－反激变换器。在该变换器的二次侧输出中，包括操作在连续导通模式中的反激子电路以及操作在非连续导通模式中的正激子电路。在重载输出下，该变换器运用主动箝位反激子电路的零电压切换机制来提供足够的谐振电流；在轻载输出下，该变换器利用延长谐振电流由负转正的时间来确保开关实现零电压切换，且设计成使反激子电路的二极管反偏，使该子电路无法继续工作，这样可减少不必要的元件功率损失，因此，该变换器在宽负载变动范围下可同时兼顾重载及轻载输出时的转换效率。

Description

具有主动箝位电路的正-反激变换器

技术领域

本发明公开了一种具有主动箝位电路的正-反激变换器(forward-flyback converter)，尤其是指一种用于在宽负载变动范围下可同时兼顾重载及轻载输出时的转换效率，且兼具成本效益的隔离式柔性切换直流-直流变换器。

背景技术

由于目前市面上电子产品的功能加强，因而需要电源供应器提供更大的输出能量，同时又希望产品的体积小、重量轻，这些趋势形成对电源变换器的两大需求：提高功率密度和改善转换效率。基于这两个需求，能将能量连续传递到输出端且具有柔性切换功能的主动箝位正-反激变换器及其衍生电路开始被大量应用在各种电源产品上。

传统的主动箝位正-反激变换器如图1所示，其具有用于供应直流输入电压的直流电源V_in、主要开关S₁、辅助开关S₂、谐振电感L_r(多为变压器漏感)、谐振电容C_r(为开关S₁和S₂的极间电容之和)、箝位电容C_c、具有一次侧绕组N₁、第一二次侧绕组N₂和第二二次侧绕组N₃的变压器T_r(N₁、N₂和N₃的匝数比为n₁∶n₂∶n₃)、第一二极管D₁、第二二极管D₂、输出电感L_o、输出电容C_o以及负载R_L。该主动箝位正-反激变换器可以输出稳定的直流电压V_o。因为变压器T_r二次侧采用中心抽头式设计，所以输入能量在主要开关S₁导通或截止期间都能传递到输出端，使得该电路具有较大的能量处理能力。同时，在一个切换周期内，电流可连续地输出，使得输出电容Co上的电流涟波较小，因而所需的输出滤波器容值也较小。另外，采用主动箝位的零电压切换(Zero Voltage Switching，ZVS)设计使该电路的开关切换损失可以有效地降低，因此可以选用较高的开关切换频率以减小被动元件的体积和重量。主动箝位式设计是利用辅助开关S₂和箝位电容C_c串联组成的箝位电路，以达到在主要开关S₁截止时开关跨压箝制和变压器磁性重置的目的，同时，此电路借助于互补式的驱动，可实现两个开关S₁和S₂的零电压切换。由于主动箝位电路利用精简的结构即可实现柔性切换、开关跨压箝制和变压器磁性重置，因此具备低成本的优点。

主动箝位正-反激变换器的主要开关S₁零电压切换是发生在辅助开关S₂截止后且主要开关S₁开启前的一小段预设的死区时间，在此区间，流经主要开关S₁的电流i_S1振荡至负值以便将开关极间电容放电至0，接着迫使主要开关S₁的反并联二极管导流，并在该反并联二极管导流期间将主要开关S₁开启，以实现主要开关S₁的零电压导通。然而实际的电路运行却无法如上所述顺利地实现主要开关S₁的零电压切换，其原因说明如下。图2为主动箝位正-反激变换器的开关极间电容的放电过程示意图。此时的第二二次侧绕组N₃的电流i_N3逐渐下降，第一二次侧绕组N₂的电流i_N2逐渐上升，依据安培定律，随着i_N2和i_N3的逐渐变化，一次侧绕组N₁的电流i_N1将从流出dot转成流入dot。当i_N1转成流入dot后，电流i_S1将迅速变小，开关极间电容C_r放电速度因而急剧减小。由于此特性，使得v_Cr无法在主要开关S₁开启前降至0，因此无法有效地实现主要开关S₁导通时的零电压切换，并造成转换效率降低，此缺点在重载输出时尤其严重。为解决此缺点，本领域的技术人员已通过在第一二次侧绕组N₂和第一二极管D₁之间加入额外电感或容易饱和的磁放大器(Saturable Reactor)等方法来抑制第一二次侧绕组N₂的电流i_N2在开关极间电容C_r放电时的上升速度。额外感抗元件的加入确实有助于主要开关S₁实现零电压切换，并有效地解决开关过热的问题，但此外加的感抗元件在高频操作的设计下却会引起不小的铁损，故此问题的解决尚有改善的空间。

不同于主动箝位正-反激变换器在重载输出时低转换效率的表现，主动箝位反激变换器因为没有顺向传递能量的第一二次侧绕组N₂，所以在开关极间电容C_r放电时，谐振电流i_Lr不会由于二次侧电流的产生而急剧变小，进而影响主要开关S₁的零电压切换的功能。在主动箝位反激变换器中，其谐振电流i_Lr的峰值和谷值由负载R_L的大小确定。当负载R_L较大时，谐振电流i_Lr会有较大的峰值和谷值，因此在重载输出时有利于主要开关S₁的零电压切换。

为了有效地改善主动箝位正-反激变换器在重载输出时的零电压切换机制，引用主动箝位反激变换器的零电压切换设计形成了可行的策略。此外，近年来由于电源设备宽负载变动的需求，使得轻载操作时的效率表现逐渐被重视。主动箝位正-反激变换器在轻载操作时，二次侧的两路分支都有电流流过，形成不必要的导通损失。在Intel最新公布的电压调整模块(Voltage Regulator Module，VRM)的规范(VRM/EVRD 11.1)中，规定了在提高轻载下效率的要求，虽然目前使用隔离式电源变换器的通讯、网络系统或其它工业领域尚未定出此规范，但不久的将来极有可能提出此需求。

发明内容

因此，发明人鉴于公知技术的缺点，考虑改进发明的意念，终于发明出本申请的“具有主动箝位电路的正-反激变换器”。

本申请的主要目的在于提供一种用于在宽负载变动范围下可同时兼顾重载及轻载输出下的转换效率的主动箝位正-反激变换器。在重载输出下，其运用主动箝位反激变换器零电压切换的机制来改善传统主动箝位正-反激变换器谐振电流不足的缺点；在轻载输出下，其利用延长谐振电流由负转正的时间来确保开关能够实现零电压切换，且设计成使反激子电路的二极管没有足够的正偏压，使该子电路无法继续工作，这样可减少不必要的元件功率损失。

本申请的下一目的在于二次侧的反激子电路设计在连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)下，且其二极管的阴极连接至输出电容的正极端，所以在主要开关截止时，变压器重置(Reset)的磁能可经由反激子电路的二次侧绕组直接传递至输出电容和负载端，有利于能量的转换。

本申请的再一目的在于在二次侧的正激子电路中增加了一个飞轮二极管(Flywheeling Diode)，使输出电感的放磁电流斜率不受箝位电容的电压影响，且该输出电感设计在不连续导通模式(Discontinuous ConductionMode，DCM)下，所以主要开关的责任周期比D会随着负载变轻而自动缩小，箝位电容的电压也会随着责任周期比缩小而降低。在负载持续变轻的情况下，该箝位电容的电压会低到使耦合到反激子电路的二次侧绕组的跨压不足以将反激的二极管正偏，此时，反激子电路将不再工作，这样可减少不必要的元件功率损失，使得本发明的电路在轻载下的效率得以提高。同时，此机制的启动点可通过设计一、二次侧绕组的匝数比来确定，该启动点一般多选择在效率太低的负载工作点上。

本申请的又一目的在于在轻载下仅剩DCM操作的正激子电路继续工作，所以本发明的电路等效于主动箝位的DCM正激变换器，由于此结构的谐振电流由负转正的过程不再受反激子电路影响，故其电流变化斜率为较平缓的线段。当负载变轻时，谐振电流为负的时间将会延长，此特性有助于实现轻载下的开关零电压切换。

本申请的另一目的在于可利用二次侧的创新连接关系使二极管的反向偏压比传统的主动箝位正-反激变换器低，所以可选用低成本的低耐压元件。且输出电感由于操作在DCM，故所需的电感值将远小于传统的主动箝位正-反激转换电路的电感值，因此可降低电感的体积和成本，所以本发明兼具成本效益。

为了让本发明的上述目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举优选实施例并配合所附图示进行如下的详细说明：

附图说明

图1：其为显示传统的主动箝位正-反激变换器的电路图；

图2：其为显示传统的主动箝位正-反激变换器极间电容放电的工作示意图；

图3：其为显示依据本发明构想的第一优选实施例的降升压式主动箝位正-反激变换器的电路示意图；

图4：其为显示依据本发明构想的第二优选实施例的升压式主动箝位正-反激变换器的电路示意图；

图5：其为显示依据本发明构想的第三优选实施例的降压式主动箝位正-反激变换器的电路示意图；

图6：其为显示依据本发明构想的第一至第三优选实施例的主动箝位正-反激变换器的控制器的功能方框图；

图7(a)至图7(h)：其为分别显示依据本发明构想的第一优选实施例的降升压式主动箝位正-反激变换器的等效电路的工作示意图；

图8：其为显示依据本发明构想的第一优选实施例的降升压式主动箝位正-反激变换器在重载和轻载下的工作波形图；以及

图9：其为显示依据本发明构想的第四优选实施例的具有多组输出电压的降升压式主动箝位正-反激变换器的电路示意图。

具体实施方式

图3为依据本发明构想的第一优选实施例的降升压式主动箝位正-反激变换器的电路示意图，其包括降升压式主动箝位正-反激直流-直流变换器及控制电路，通过该控制电路可实现此直流-直流转换电路的输出电压调节以及在动态负载变动下的快速响应功能。该主动箝位正-反激变换器中的各电压的极性和电流的方向已定义在图3中。将输入能量经由变压器二次侧绕组连续地传递至输出端并可执行轻载时反激子电路不工作的关键为变压器T_r，该变压器具有一次侧绕组N₁、第一二次侧绕组N₂及第二二次绕组N₃，该绕组N₂和该绕组N₃绕在二次侧并以串联设计，故可使用中心抽头式绕组或分离绕组，其中绕组N₁、绕组N₂及绕组N₃的匝数比为n₁∶n₂∶n₃。在本发明中，主动箝位的正-反激直流-直流变换器的实施方式说明如下。

如图3所示，变压器Tr的一次侧包括直流电源V_in、绕组N₁、连接输入直流电源V_in和绕组N₁的谐振电感L_r、主要开关S₁和辅助开关S₂、并联到主要开关S₁的谐振电容C_r，其中谐振电感L_r可使用变压器T_r的漏电感或外加电感或这两者的总和，主要开关S₁和辅助开关S₂都为内嵌反并联二极管的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，谐振电容C_r为主要开关S₁和辅助开关S₂极间电容的总和。主要开关S₁在其漏极(Drain)方向连接至绕组N₁，在源极(Source)方向连接至直流电源V_in的负极。箝位电路的实施方式可使用常见的降升压式设计，如图3所示，即，辅助开关S₂在源极方向连接至绕组N₁及主要开关S₁的接点，箝位电容C_c的一端连接至谐振电感L_r和输入直流电源V_in的接点，另一端连接至辅助开关S₂的漏极；或是采用升压式设计，依据本发明构想的第二优选实施例的升压式主动箝位正-反激变换器的电路图如图4所示；或是采用降压式设计，依据本发明构想的第三优选实施例的降压式主动箝位正-反激变换器的电路图如图5所示。在图3、图4和图5中，变压器T_r的二次侧包括一组正激子电路，其由绕组N₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂和输出电感L_o组成，其中输出电感L_o工作在不连续导通模式下。另外包括一组工作在连续导通模式下的反激子电路，其由第三绕组N₃和第三二极管D₃组成，其中第三二极管D₃的阴极连接至输出电容C_o的正极端。如果本发明应用在低电压大电流的输出上，则二次侧的二极管D₁、D₂和D₃可用同步整流开关取代。

图6是依据本发明构想的第一至第三优选实施例的主动箝位正-反激变换器的控制器的电路示意图。该控制器包括电压回授和光耦合电路、脉宽调制(PWM)控制及频率响应补偿电路、反相器(Inverter Gate)、主要开关死区时间调整电路、辅助开关死区时间调整电路以及高位及低位开关栅极驱动电路。

依照开关导通和二极管导流(Conduct)的状态，在负载电流较大的正常操作模式下，每一切换周期又可分为八个工作阶段。图7(a)至图7(h)分别显示依据本发明构想的第一优选实施例的降升压式主动箝位正-反激变换器的等效电路的工作示意图。为方便原理的说明，图7(a)至图7(h)为等效电路的工作示意图，在考虑变压器的激磁电感L_m时，将其视为并联至变压器第一绕组N₁的两端上，在图中没有显示控制电路的工作。本发明在重载和轻载输出时的波形如图8所示，v_GS1和v_GS2分别为开关S₁和S₂的栅极驱动信号，v_N1为一次侧绕组N₁的电压信号，v_Cr为谐振电容C_r的电压信号，i_Lr为流经谐振电感L_r的电流信号，i_Lm为流经变压器激磁电感L_m的电流信号，i_D1、i_D2和i_D3分别为流经二极管D₁、D₂和D₃的电流信号。依据图7的等效电路工作示意图和图8的稳态工作波形图，本发明在正常操作模式下的每个工作阶段的工作原理说明如下：

1.第一阶段：(t₀≤t＜t₁)

如图7(a)所示，此时主要开关S₁导通，辅助开关S₂截止，输入直流电压V_in等于谐振电感L_r和一次侧绕组N₁的跨压之和，由于在第一二次侧绕组N₂上感应正电压，故第一二极管D₁导通并将输入能量传递至输出端的负载R_L，在第二二次侧绕组N₃上感应负电压，故第三二极管D₃因逆偏压而截止，此阶段如同一般的正激转换电路。

2.第二阶段：(t₁≤t＜t₂)

如图7(b)所示，此时的开关元件S₁、S₂截止，变压器一次侧电流i_Lr会对谐振电容C_r充电，因为C_r容量很小，所以谐振电容C_r的跨压v_Cr快速地从0上升至V_in。

3.第三阶段：(t₂≤t＜t₃)

如图7(c)所示，v_Cr上升到足够高的值可使变压器一次侧跨压v_N1等于0，此时，第一二极管D₁和第二二极管D₂同时导流，输出电感L_o将储存的能量传送至负载R_L，且输出电感L_o的电流i_Lo开始线性下降。此阶段一次侧的共振槽回路由L_r和C_r组成。

4.第四阶段：(t₃≤t＜t₄)

如图7(d)所示，v_Cr上升到可使辅助开关S₂的反并联二极管导流，逐渐上升的v_Cr将使i_Lr逐渐下降，因此变压器二次侧感应出的绕组电流，即，流经第一二极管D₁的电流i_D1也将逐渐下降直到i_D1＝0，而流经第二二极管D₂的电流i_D2将逐渐上升直到i_D2＝i_Lo。在i_D1降成0之前，变压器一次侧的跨压v_N1都保持在0。

5.第五阶段：(t₄≤t＜t₅)

如图7(e)所示，在此阶段，i_Lr下降到低于i_Lm，因此一次侧绕组电流i_N1将转成负向流出dot，此时第二二次侧绕组N₃将感应出电流i_N3流入dot。因为第三二极管D₃导流使一次侧绕组N₁的电压vN1被电压-V_o·n₁/n₃所箝制，同时谐振电感L_r和箝位电容C_c形成谐振回路。为了使辅助开关S₂实现零电压切换，必须在i_Lr流经辅助开关_S2的反并联二极管且尚未反向时将辅助开关S₂导通。

6.第六阶段：(t₅≤t＜t₆)

如图7(f)所示，此阶段的输出电感电流i_Lo已降至0，其余的电路工作原理都与第五阶段相同。

7.第七阶段：(t₆≤t＜t₇)

如图7(g)所示，辅助开关S₂截止，连接箝位电容C_c的路径被截断，此时，谐振电感L_r和谐振电容C_r形成一个新的高速谐振回路。通过此新谐振回路，反向流动的i_Lr使谐振电容C_r开始放电，且其跨压v_Cr在t₇的时间点降至零。

8.第八阶段：(t₇≤t＜t₈)

如图7(h)所示，在谐振电容C_r完全放电至0后，主要开关S₁的反并联二极管开始导流，为了使主要开关S₁实现零电压切换，必须在电流流经主要开关S₁的反并联二极管且尚未反向时将主要开关S₁导通。此阶段由于变压器绕组跨压仍被输出电压Vo所箝制，故i_Lr线性递增，其上升变化率可由(V_in+V_o·n₁/n₃)/L_r确定；同时，流经第二二次侧绕组N₃的电流i_N3线性递减，并在t₈的时间点降至零。

如图8所示，在轻载输出的情况下，本发明中的反激子电路将停止工作(i_N3＝0)，这类似于多相同步整流型VRM的信道移除(Phase Shedding)功能可减少元件和导线的功率损失。同时，因为反激子电路失去作用，本发明将等效于一个DCM工作的主动箝位正激变换器，由于此结构的主要开关电流i_S1由负转正的电流变化斜率为较平缓的线段，故主要开关电流为负的时间将会延长，此特性有助于在轻载下实现零电压切换。上述功能都有利于转换效率的提高。

此外，相比于传统的主动箝位正-反激转换电路，本发明虽然增加了一个二极管，但所有的二极管反向偏压都较前者低，故可选用低成本的低耐压元件。见图1，传统的主动箝位正-反激变换器的二极管反向偏压(阴-阳极跨压)分别为：

$V_{\mathrm{KA},D1}=2\·V_{\mathrm{in}}\·\frac{D}{1-D}\·\frac{n_2}{n_1}$

$V_{\mathrm{KA},D2}=2\·V_{\mathrm{in}}\·\frac{n_2}{n_1}$

见图3的本发明第一优选实施例，本发明中所使用的二极管反向偏压分别为：

$V_{\mathrm{KA},D1}=V_{\mathrm{in}}\·\frac{D}{1-D}\·\frac{n_2}{n_1}$

$V_{\mathrm{KA},D2}=V_{\mathrm{in}}\·\frac{n_2}{n_1}$

$V_{\mathrm{KA},D3}=V_{\mathrm{in}}\·\frac{n_3}{n_1}+V_o$

本发明也可衍生成多组输出的电路，如图9所示，其为依据本发明构想的第四优选实施例的具有多组输出电压的降升压式主动箝位正-反激变换器的电路示意图；其中正激子电路并联地电连接第一输出电容C_o1和第一负载R_L1，负责主要输出V_o1(第一直流输出电压)；反激子电路并联地电连接第二输出电容C_o2和第二负载R_L2，负责次要输出V_o2(第二直流输出电压)，而次要输出的数目可视需要而增加。此设计可应用在需要多组输出的电源供应器上。当主要输出的负载电流变小时，责任周期比D也会自动缩小，使次要输出停止供电。此机制的启动点可设定在系统进入待机模式时，通过对非必要电路的电源停止供电来实现省电的功能。

综上所述，本发明公开了一种用于在宽负载变动范围下有利于提高转换效率的主动箝位正-反激变换器，且因为其所使用的二极管反向偏压较传统的主动箝位正-反激变换器低，故可选用低成本的低耐压元件，并兼具成本效益，因而确实有其进步性和新颖性。

因此，虽然本申请已通过上述的实施例被详细描述，本领域的技术人员可进行各种变化和更改，然而都不脱离如所附权利要求保护的范围。

Claims (9)

1.一种正-反激直流-直流变换器，包括：

变压器，其用于电性隔离，且具有一次侧绕组、第一二次侧绕组以及第二二次侧绕组，其中所述第一二次侧绕组串联到所述第二二次侧绕组，形成中心抽头式的绕法，所述第一二次侧绕组和所述第二二次侧绕组的共同接点接地；

主要开关；

输出电容，其具有正极端和负极端；

输出负载；

正激子电路，其具有输出端，且包括：

输出电感，其操作在不连续导通模式中；

所述第一二次侧绕组在所述主要开关导通时将输入端能量通过所述变压器传递至所述输出电感、所述输出电容和所述输出负载；

第一二极管，其在所述主要开关导通时将二次侧电流顺向传递至所述输出端；以及

第二二极管，其在所述主要开关截止时提供飞轮二极管的功能，以将储存在所述输出电感上的能量继续传递至所述输出端；

反激子电路，其运行在连续导通模式中，并包括：

所述第二二次侧绕组，其在主要开关截止时提供所述变压器的磁性重置；以及

第三二极管，其具有阳极和阴极，所述阳极串联于所述第二二次侧绕组，所述阴极连接至所述输出电容的所述正极端，用于将所述变压器磁性重置的磁能直接传递至所述输出端；以及

主动箝位电路，其用于在所述主要开关截止时箝制所述主要开关的跨压，且在所述主要开关导通时进行柔性切换和所述变压器的所述磁性重置。

2.如权利要求1所述的电路，其中所述主动箝位电路选自降升压式、升压式和降压式主动箝位电路中的任一个。

3.如权利要2所述的电路，进一步包括具有正极和负极的直流电源、谐振电容以及控制电路，其中所述直流电源为直流电压源或交流线电压源经整流后的电压，所述一次侧绕组具有第一端和第二端，所述主要开关为内嵌反并联二极管的金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，所述金属氧化物半导体场效应晶体管包括漏极、源极和栅极，所述谐振电容为所述主要开关和所述辅助开关的两个极间电容之和，所述主要开关的所述源极连接至所述直流电源的所述负极，所述主要开关的所述漏极连接至所述一次侧绕组的所述第二端，所述谐振电容并联地电连接在所述主要开关的所述漏极和所述源极两端，所述降升压式主动箝位电路包括辅助开关，具有第一端和第二端的谐振电感以及具有第一端和第二端的箝位电容，其中所述辅助开关为具有漏极、源极和栅极且内嵌反并联二极管的MOSFET，所述辅助开关的所述源极连接至所述一次侧绕组的所述第二端，所述辅助开关的所述漏极连接至所述箝位电容的所述第一端，所述箝位电容的所述第二端连接至所述谐振电感的所述第一端，所述谐振电感的所述第二端连接至所述一次侧绕组的所述第一端，所述直流电源的所述正极连接至所述箝位电容的所述第二端，所述输出电容具有正极和负极且与所述负载并联地电连接，所述输出电容的所述正极连接至所述输出电感的所述第二端，所述第二二极管具有阳极，且所述输出电容的所述负极连接至所述二次侧的地端和所述第二二极管的所述阳极。

4.如权利要求2所述的电路，进一步包括具有正极和负极的直流电源，所述升压式主动箝位电路包括具有内嵌反并联二极管的MOSFET的辅助开关，具有第一端和第二端的谐振电感以及具有第一端和第二端的箝位电容，其中所述谐振电感的所述第一端连接至所述直流电源的所述正极端，所述谐振电感的所述第二端连接至所述一次侧绕组的所述第一端，所述箝位电容的所述第一端连接至所述一次侧绕组的所述第二端，所述箝位电容的所述第二端连接至所述辅助开关的所述源极，所述辅助开关的所述漏极连接至所述直流电源的所述负极且接地。

5.如权利要求2所述的电路，进一步包括具有正极和负极的直流电源，所述降压式主动箝位电路包括具有内嵌反并联二极管的MOSFET的辅助开关，具有第一端和第二端的谐振电感以及具有第一端和第二端的箝位电容，其中所述辅助开关的所述漏极连接至所述直流电源的所述正极，所述辅助开关的所述源极连接至所述主要开关的所述漏极，所述箝位电容的所述第一端连接至所述辅助开关的所述漏极，所述箝位电容的所述第二端连接至所述谐振电感的所述第一端，且所述谐振电感的所述第二端连接至所述一次侧绕组的所述第一端。

6.如权利要求1所述的电路，当所述第一二极管、所述第二二极管和所述第三二极管分别被具有内嵌反并联二极管的MOSFET取代时，所述MOSFET为同步整流开关，以使所述电路适合于具有低电压大电流的输出。

7.如权利要求1所述的电路，进一步包括控制电路，所述控制电路控制所述变换器以使输出电压稳定。

8.如权利要求7所述的电路，其中所述主动箝位电路包括辅助开关，所述控制电路为定频脉宽调制控制电路，所述定频脉宽调制控制电路控制所述主要开关及所述辅助开关的责任比，以将所述输出电压调节到稳定状态。

9.如权利要求7所述的电路，其中所述控制电路为包括：

电压回授和光耦合电路，其用来回授输出电压信号，并隔离所述变换器的输入信号和输出信号；

脉宽调制控制及频率响应补偿电路，其连接所述电压回授和光耦合电路，用于调节所述输出电压的稳态及动态响应；

反相器，其连接至所述脉宽调制控制及频率响应补偿电路，用来提供所述辅助开关所需的控制信号；

主要开关死区时间调整电路，其连接至所述脉宽调制控制及频率响应补偿电路，用来调整所述主要开关的责任周期中的死区时间；

辅助开关死区时间调整电路，其连接至所述反相器，用来调整所述辅助开关的责任周期中的死区时间，通过所述两个死区时间的加入，避免由于所述主要开关及所述辅助开关同时导通所造成的电路损毁；以及

高位及低位驱动电路，其连接至所述主要开关死区时间调整电路及所述辅助开关死区时间调整电路，用来分别提供所述主要开关及所述辅助开关的两个栅极驱动信号。

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